總的而言本發(fā)明涉及電機，特別涉及一種電機驅動系統(tǒng)。

背景技術：

電動車輛，例如電動汽車，越來越受到人們的青睞。目前電動汽車的驅動一般采用蓄電池+永磁電機的模式，控制系統(tǒng)采用開環(huán)/閉環(huán)控制。對于開環(huán)控制而言，車輛(車速)不能精確的跟隨給定，已逐步淘汰。在閉環(huán)控制中，當前一般采用速度閉環(huán)控制方式，其采用傳統(tǒng)的PID調節(jié)器對給定速度與實際速度的偏差進行調節(jié)，根據(jù)調整結果控制逆變器的輸出。這種控制方式，系統(tǒng)響應速度慢，調整過程中易出現(xiàn)超調，實際速度圍繞設定值長時間振動，這樣就造成在車輛提速過程中駕駛者感覺車速不穩(wěn)定。永磁同步電機通常采用矢量控制，精確的轉子位置必不可少。機械位置傳感器能實現(xiàn)轉子位置的高精度檢測，但通常價格高昂，易受環(huán)境條件限制，而且存在增加電機轉子轉動慣量、增大系統(tǒng)體積及系統(tǒng)可靠性降低等缺點。除此之外，目前電動車輛一般采用斬波升壓(boost)的方式對蓄電池的輸出電壓進行升壓，這種方式開關管損耗大，功率因數(shù)低。

技術實現(xiàn)要素：

針對現(xiàn)有技術的缺陷，本發(fā)明提供了一種電機驅動系統(tǒng)。

一種電機驅動系統(tǒng)，包括：DC/DC變換單元、逆變器、永磁電機、MCU，角生成器以及滑模觀測器；所述DC/DC變換單元與電池相連，DC/DC變換單元的輸出端連接逆變器，逆變器與永磁電機相連；通過電壓傳感器分別檢測DC/DC變換單元的輸入電壓Vin和輸出電壓Vo，通過電流傳感器檢測逆變器的輸出電壓ia、ib，通過滑模觀測器對永磁電機的轉速ω_m和轉子位置進行觀測，通過角生成器在電機啟動階段生成特定角度，以使得電機能順利啟動；驅動系統(tǒng)采用轉速外環(huán)、電流內環(huán)的雙閉環(huán)結構，它包括Cark變換模塊、Park變換模塊、滑模觀測器、角生成器、分數(shù)階PID調節(jié)器、電流調節(jié)器、Park逆變換模塊、脈沖寬度調制模塊和逆變器；滑模觀測器通過開關S2與過渡器相連，角生成器也與過渡器相連，過渡器輸出轉子位置θ和實際轉速ωm；轉子位置θ發(fā)送給Park逆變換模塊的轉子位置數(shù)據(jù)輸入端；轉速ωm發(fā)送至第一比較器的反向輸入端，第一比較器的正向輸入端與轉速給定信號相連，轉速給定信號可以由油門踏板給出；第一比較器的輸出端與分數(shù)階PID調節(jié)器的輸入端連接；分數(shù)階PID調節(jié)器的輸出端連接第二比較器的正向輸入端，第二比較器的反向輸入端與Park變換模塊的q軸電流輸出端相連；采用d軸電流恒零控制，即d軸電流給定值恒為零，這一給定值與第三比較器的正向輸入端相連，第三比較器的反向輸入端與Park變換模塊的d軸電流輸出端相連；第二比較器和第三比較器的輸出端與電流調節(jié)器相連，電流調節(jié)器的輸出端通過Park逆變換模塊與脈沖寬度調制模塊相連，脈沖寬度調制模塊輸出調制信號至逆變器，逆變器接收DC/DC變換單元的輸出電壓Vo；通過電流傳感器采集逆變器輸出的其中兩相ia、ib，ia、ib經(jīng)過Clark變換和Park變換，得到永磁同步電機在dq軸坐標系下的等效電流id和iq；第一比較器將轉速給定值與實際轉速ωm進行比較，偏差信號經(jīng)過分數(shù)階PID調節(jié)器調節(jié)，分數(shù)階PID調節(jié)器的輸出值作為q軸的電流給定值d軸電流給定值第二比較器對iq與進行比較，第三比較器對id與進行比較，第二比較器和第三比較器的比較結果送入電流調節(jié)器，通過電流調節(jié)器調節(jié)后得到dq軸坐標系下的q軸電壓給定值和d軸電壓給定值Park逆變換模塊對和進行Park逆變換后，依次輸出給脈沖寬度調制模塊和逆變器，從而得到永磁同步電機的三相輸入電壓，驅動永磁同步電機運行；所述DC/DC變換單元包括DC/AC變換模塊、AC/DC變換模塊和高頻變壓器，DC/AC變換模塊與高頻變壓器的原邊相連，AC/DC變換模塊與高頻變壓器的副邊相連；DC/AC變換模塊包括原邊高頻電能轉換電路和原邊高頻諧振電路，電池通過原邊高頻電能轉換電路和原邊高頻諧振電路與高頻變壓器的原邊相連；AC/DC變換模塊包括副邊高頻電能轉換電路和副邊高頻諧振電路，高頻變壓器的副邊通過副邊高頻諧振電路和副邊高頻電能轉換電路與逆變器相連；所述電流調節(jié)器用于計算q軸電壓給定值和d軸電壓給定值第二比較器與第三比較器輸出的偏差信號分別送入d軸PI調節(jié)器與q軸PI調節(jié)器，d軸PI調節(jié)器的輸出電壓為U_d，q軸PI調節(jié)器的輸出電壓為U_q，U_d、U_q、V_o送入電壓極限環(huán)，得到和通過第四比較器對U_q與進行比較，得到偏差△U_q，△U_q經(jīng)比例模塊1/Kqp被送入q軸PI調節(jié)器中的積分模塊，對△U_q進行PI調節(jié)，使得通過第五比較模塊對U_d與進行比較，得到偏差△U_d，△U_d經(jīng)比例模塊1/Kdp被送入d軸PI調節(jié)器中的積分模塊,對△U_d進行PI調節(jié)，使得

本發(fā)明的有益效果是：采用轉速外環(huán)、電流內環(huán)的雙閉環(huán)控制結構，轉速可以快速跟隨給定，提高了系統(tǒng)響應速度；采用諧振軟開關狀態(tài)雙向DC/DC變換器，改善了電能質量；通過采用分數(shù)階PID使得系統(tǒng)具有了更大的調節(jié)范圍，獲得了比傳統(tǒng)PID更好的控制品質及更強的魯棒性；利用滑模觀測器對電機轉子位置角進行觀測，從而取代了傳統(tǒng)的機械位置傳感器，降低了系統(tǒng)成本，提高了可靠性；電流環(huán)中加入了限幅與閉環(huán)反饋環(huán)節(jié)，保證了電機平穩(wěn)運行，避免電機出現(xiàn)過調制。

附圖說明

圖1為本發(fā)明系統(tǒng)整體結構示意圖；

圖2為本發(fā)明驅動系統(tǒng)的結構示意圖；

圖3為滑模觀測器的結構示意圖；

圖4為飽和函數(shù)曲線圖；

圖5為DC/DC變換單元的結構示意圖；

圖6為分數(shù)階PID的結構示意圖；

圖7為分數(shù)階PID整定流程圖；

圖8為電流調節(jié)單元的結構示意圖；

圖9為本發(fā)明控制結果比較圖。

具體實施方式

為使本發(fā)明的上述目的、特征和優(yōu)點能夠更加明顯易懂，下面結合附圖對本發(fā)明的具體實施方式做詳細的說明，使本發(fā)明的上述及其它目的、特征和優(yōu)勢將更加清晰。在全部附圖中相同的附圖標記指示相同的部分。并未刻意按比例繪制附圖，重點在于示出本發(fā)明的主旨。

首先結合附圖1對本發(fā)明的系統(tǒng)結構做說明。本發(fā)明提供了一種電動車輛驅動系統(tǒng)，系統(tǒng)包括：DC/DC變換單元、逆變器、永磁電機、MCU(主控單元)，角生成器以及滑模觀測器等。DC/DC變換單元與電池相連，DC/DC變換單元的輸出端連接逆變器，逆變器與永磁電機相連，通過永磁電機驅動車輛運行。通過電壓傳感器分別檢測DC/DC變換單元的輸入電壓Vin和輸出電壓Vo，通過電流傳感器檢測逆變器的輸出電壓ia、ib，通過滑模觀測器對永磁電機的轉速ω_m和轉子位置進行檢測，這些檢測信號被送入MCU，MCU根據(jù)這些檢測信號分別向DC/DC變換單元和逆變器輸出驅動信號G1、G2，從而調節(jié)DC/DC變換單元和逆變器的輸出。

整個系統(tǒng)由一塊MCU處理器控制運行，各個部分協(xié)調運行，人機交換部分可采用LCD和按鍵實現(xiàn)(圖中未示出)。MCU控制逆變器中IGBT的導通頻率，從而實現(xiàn)永磁同步電機線圈磁場順序變化驅動電機運轉；角生成器用于按照指令在電機啟動階段生成特定角度，以使得電機能順利啟動；電流檢測電路通過實時檢測電機線圈的相電流，并與MCU處理器中電機理論模型進行比較，實現(xiàn)電機的閉環(huán)控制，以及實現(xiàn)電機的過壓、過流保護。

下面對本發(fā)明中驅動系統(tǒng)的控制結構做詳細介紹，請參閱圖2。驅動系統(tǒng)采用轉速外環(huán)、電流內環(huán)的雙閉環(huán)結構，它包括Cark變換模塊、Park變換模塊、滑模觀測器、角生成器、分數(shù)階PID調節(jié)器、電流調節(jié)器、Park逆變換模塊、脈沖寬度調制模塊和逆變器。

其中，滑模觀測器通過開關S2與過渡器相連，角生成器也與過渡器相連，過渡器輸出轉子位置θ、實際轉速ωm。轉子位置θ發(fā)送給Park逆變換模塊的轉子位置數(shù)據(jù)輸入端；轉速ωm發(fā)送至第一比較器的反向輸入端，第一比較器的正向輸入端與轉速給定信號相連，轉速給定信號可以由油門踏板給出。第一比較器的輸出端與分數(shù)階PID調節(jié)器的輸入端連接。分數(shù)階PID調節(jié)器的輸出端連接第二比較器的正向輸入端，第二比較器的反向輸入端與Park變換模塊的q軸電流輸出端相連。本發(fā)明中采用d軸電流恒零控制，即d軸電流給定值恒為零，這一給定值與第三比較器的正向輸入端相連，第三比較器的反向輸入端與Park變換模塊的d軸電流輸出端相連。第二比較器和第三比較器的輸出端與電流調節(jié)器相連，電流調節(jié)器的輸出端通過Park逆變換模塊與脈沖寬度調制模塊相連，脈沖寬度調制模塊輸出調制信號至逆變器，逆變器接收DC/DC變換單元的輸出電壓Vo，根據(jù)調制信號打開/關閉逆變器中的IGBT，從而輸出可變頻率的電壓信號至永磁電機。

永磁同步電機的轉子位置θ、轉速ωm，通過電流傳感器采集逆變器輸出的其中兩相ia、ib，ia、ib經(jīng)過Clark變換和Park變換，得到永磁同步電機在dq軸坐標系下的等效電流id和iq。第一比較器將轉速給定值與實際轉速ωm進行比較，偏差信號經(jīng)過分數(shù)階PID調節(jié)器調節(jié)，分數(shù)階PID調節(jié)器的輸出值作為q軸的電流給定值d軸電流給定值

第二比較器對iq與進行比較，第三比較器對id與進行比較，第二比較器和第三比較器的比較結果送入電流調節(jié)器，通過電流調節(jié)器調節(jié)后得到dq軸坐標系下的q軸電壓給定值和d軸電壓給定值Park逆變換模塊對和進行Park逆變換后，依次輸出給脈沖寬度調制模塊和逆變器，從而得到永磁同步電機的三相輸入電壓，驅動永磁同步電機運行。

其中，Clark變換、Park變換、Park逆變換分別通過下式(1)、(2)、(3)實現(xiàn)。

式中，i_α和i_β均為兩相靜止坐標系(簡稱αβ坐標系)下的等效電流，i_a、i_b和i_c為永磁同步電機的三相電流，i_d和i_q為永磁同步電機在dq軸坐標系下的等效電流，θ為永磁同步電機的轉子位置。

下面重點對本發(fā)明中的滑模觀測器、角生成器和過渡器做詳細介紹，參閱圖3和圖4。永磁電機開始處于靜止狀態(tài)，若要順利啟動必須獲得轉子的初始位置信息。初始位置的準確程度關系著電機啟動的穩(wěn)定性，若初始位置便存在誤差很可能導致電機失控。為此，本發(fā)明利用角生成器給出初始角度，采用速度開環(huán)啟動的方式，當電機轉速達到設定的較高轉速后，通過過渡器將其切換為閉環(huán)控制。具體而言，直接控制輸出電壓，省去速度和電流的控制環(huán)節(jié)，Park逆變換所需角度由角生成器給出，通過人為控制位置角生成器，使電機按設定加速度啟動加速到固定轉速的狀態(tài)。當位置角生成器給定的角度與電機轉子之間的相位差為θ_m時根據(jù)轉矩方程有：

Te＝1.5p_n[Ψ_fi_q+(L_d-L_q)i_di_q] (4)

其中，

i_q＝i*_qsinθ_m i_d＝i*_qcosθ_m

因此，式4可以簡化為：

Te＝1.5p_n i*_qsinθ_m[Ψ_fi_q+(L_d-L_q)i*_qcosθ_m] (5)

其中，Te為電磁轉矩，T_L為負載轉矩，J為轉動慣量，ω為電機電角速度，θ為電機轉子與初始水平狀態(tài)時A軸的夾角，Pn為磁極對數(shù)。由上式可知，若要保證電機在額定負載內平滑啟動，q軸給定電流應在保證不超過電機額定電流的情況下足夠大。為此，本發(fā)明在啟動時，保持q軸給定電流為定值，d軸給定電流為0，角度生成器給定角度θ_d由-90度開始。初始時刻，與電機永磁體間的相位差θ_m＝0，為達到恒定加速度啟動的效果，保證每個周期內θ_d的增量為定值。

開環(huán)啟動過程中，電機的位置角信息由角生成器給出，當加速到高速段后開始啟用滑模觀測器程序，觀測得到的位置角此時不直接參與閉環(huán)控制，而是先通過過渡器將觀測到的角度值與角生成器給定值按比例混合，以保證從開環(huán)到閉環(huán)切換過程的平穩(wěn)。開環(huán)啟動過程時，開關S1和開關S2處于斷開狀態(tài)，參與控制的角度值全部由角生成器給出，當電機轉速達到髙速段時，開關S 2閉合。滑模觀測器估算的角度與角生成器給定角度值開始混合，其混合后的結果參與最終角度控制。初始時刻滑模觀測器估算的角度的混合比例為0％，而角生成器給定值所占比例為100％，之后滑模觀測器估算的角度所占比例逐漸增加，而角生成器給定值所占比例逐漸減小，當混合比例值達到100％時，表征角生成器己脫離控制狀態(tài)，此時的控制角度值全部由滑模觀測器給出。

滑模觀測器在電機轉角位置觀測中已較為常用，一般的滑模觀測器由電流觀測單元、電阻辨識單元、開關函數(shù)、反電動勢觀測單元以及鎖相環(huán)構成，其具有良好的穩(wěn)定性和極強的魯棒性。然而由于開關函數(shù)的存在，使得觀測器本身具有不連續(xù)的開關特性，這會導致系統(tǒng)在實際應用的過程中存在著抖振的問題。這種抖振不但使系統(tǒng)的控制精度大打折扣，除了會引起不必要的額外損耗。為此本發(fā)明中采用飽和函數(shù)替代開關函數(shù)，滑模觀測器的結構如圖3所示，其中飽和函數(shù)的曲線為圖4所示。

其中，k為改進后滑模觀測器的增益設定值；δ為誤差設定值。通過合理地調節(jié)參數(shù)δ的值，不僅能夠有效地減小系統(tǒng)的“抖振”，并且系統(tǒng)運算過程較簡單，易于數(shù)字化的實現(xiàn)。

圖5為本發(fā)明中DC/DC變換單元的結構示意圖，DC/DC變換單元包括DC/AC變換模塊1、AC/DC變換模塊2和高頻變壓器3，DC/AC變換模塊1與高頻變壓器3的原邊相連，AC/DC變換模塊2與高頻變壓器3的副邊相連。DC/DC變換單元采用對稱的電路結構，實現(xiàn)能量的雙向傳輸，使得整個電力電子變壓器能夠為其它的系統(tǒng)雙向供電，具有持續(xù)性。其中，DC/AC變換模塊1包括原邊高頻電能轉換電路11和原邊高頻諧振電路12，動力電池通過原邊高頻電能轉換電路11和原邊高頻諧振電路12與高頻變壓器3的原邊相連；AC/DC變換模塊2包括副邊高頻電能轉換電路22和副邊高頻諧振電路21，高頻變壓器3的副邊通過副邊高頻諧振電路21和副邊高頻電能轉換電路22與逆變器相連，穩(wěn)壓電容與逆變器并聯(lián)，穩(wěn)壓電容對在逆變器上輸出的直流電起到穩(wěn)壓的作用。

直流電源經(jīng)原邊高頻電能轉換電路11得到恒頻恒幅的交流方波信號，方波信號經(jīng)原邊高頻諧振電路12轉換為具有恒包絡特性的交流信號輸入至高頻變壓器3進行電氣隔離，并經(jīng)副邊高頻諧振電路21產(chǎn)生高頻感應電動勢，高頻感應電動勢經(jīng)過副邊高頻電能轉換電路22進行交直流轉換，得到穩(wěn)定直流電壓輸出。圖5中M為兩側繞組的互感。上述的原邊高頻電能轉換電路11包括第一高頻開關S1和第二高頻開關S2，原邊高頻諧振電路12包括原邊諧振電容C1和原邊諧振電感L1，電池的正極與第一高頻開關S1的一端連接，第一高頻開關S1的另一端分別與第二高頻開關S2的一端和原邊諧振電容C1的一端連接，電池的負極與第二高頻開關S2的另一端連接，原邊諧振電容C1的另一端通過原邊諧振電感L1與第二高頻開關S2的另一端連接；高頻變壓器3原邊繞組的漏感可代替所述原邊諧振電感L1。輸入的直流電源經(jīng)過原邊高頻電能轉換電路11變換得到交流方波信號，然后再經(jīng)過原邊高頻諧振電路12將交流方波信號輸入高頻變壓器3的原邊進行電氣隔離。原邊高頻諧振電路12使得DC/AC變換器始終工作在諧振軟開關狀態(tài)，從而改善電能質量。

上述的副邊高頻諧振電路21包括副邊諧振電感L2和副邊諧振電容C2，副邊高頻電能轉換電路22包括第三高頻開關S3和第四高頻開關S4，副邊諧振電感L2的一端與副邊諧振電容C2的一端連接，副邊諧振電容C2的另一端分別與第四高頻開關S4的一端和第三高頻開關S3的一端連接，副邊諧振電感L2的另一端與第四高頻開關S4的另一端連接，第三高頻開關S3的另一端通過副邊諧振電容C2與副邊諧振電感L2的另一端連接；高頻變壓器3副邊繞組的漏感可代替所述副邊諧振電感L2。副邊高頻諧振電路21根據(jù)原邊電壓信號產(chǎn)生高頻感應電動勢，再經(jīng)過副邊高頻諧振電路21交直流轉換后，轉換為直流電壓經(jīng)過負載輸出。副邊高頻諧振電路21使得DC/AC變換器始終工作在諧振軟開關狀態(tài)，改善電能質量。

本發(fā)明中DC/DC變換單元具有兩種工作模式：能量注入模式和自由振蕩模式。在能量正向傳輸、輸入直流電和原邊高頻諧振電路12電流正向流通時，第一高頻開關S1導通、第二高頻開關S2關斷，輸入直流電經(jīng)過高頻開關注入原邊諧振網(wǎng)絡，提升諧振電流，此種工作模式為能量注入模式；在能量正向傳輸和原邊高頻諧振電路12電流負向流通時，第二高頻開關S2導通，第一高頻開關S1關斷，原邊高頻諧振電路12的諧振電流經(jīng)過第二高頻開關S2流動，此種工作模式為自由振蕩模式。當向DC/AC變換器拓撲模塊1中輸入直流電源時，通過工作模式的控制，使得第一高頻開關S1和第二高頻開關S2交替互補導通，實現(xiàn)了零電流的切換，由此在高頻變壓器3的原邊便產(chǎn)生了高頻勵磁電流。其中，DC/AC變換器拓撲模塊1的能量注入時間和自由振蕩時間均等于原邊高頻諧振電路12的諧振周期的一半。在DC/AC變換器拓撲模塊1的工作模式中，第一高頻開關S1和所述第二高頻開關S2導通時的導通角度為180度，導通周期為原邊高頻諧振電路12的諧振電流周期。

通過副邊高頻電能轉換電路22控制AC/DC變換器拓撲模塊2的工作模式，具體為能量注入模式和自由振蕩模式兩種工作模式。在能量正向傳輸和副邊高頻諧振電路21的諧振電流負向流通時，所述第四高頻開關S4導通，第三高頻開關S3關斷，所述副邊高頻諧振電路21的諧振電流經(jīng)過第四高頻開關S4流動，此種工作模式為自由振蕩模式；在能量正向傳輸和副邊高頻諧振電路21的諧振電流正向流通時，所述第三高頻開關S3導通，第四高頻開關S4關斷，所述副邊高頻諧振電路21的諧振電流經(jīng)過第三高頻開關S3注入逆變器，此種工作模式為能量注入模式。這兩種模式實現(xiàn)了第三高頻開關S3和第四高頻開關S4的零電流切換，完成了能量的轉換和傳遞。

本發(fā)明的DC/DC變換單元采用對稱的電路結構，實現(xiàn)能量的雙向傳輸，使得整個電力電子變壓器能夠為其它的系統(tǒng)持續(xù)供電，在控制方法方面，采用自由振蕩模式和能量注入模式，具有更好的控制性能。進一步增大了DC/DC變換器的傳輸效率，控制簡單，功率器件少，減小了整個電力電子變壓器的體積；整個電力電子變壓器中的DC/AC變換器和AC/DC變換器始終工作在諧振軟開關狀態(tài)，改善了電能的質量。

與傳統(tǒng)調節(jié)器不同，在本發(fā)明中，對于外環(huán)的速度調節(jié)采用分數(shù)階PID，其結構如圖6所示。與整數(shù)階PID控制器相似，分數(shù)階PID控制器的微分方程為:

其中，為Caputo定義；λ＞0、μ＞0為任意實數(shù)，是分數(shù)階控制器的階次。

對Caputo定義的分數(shù)階微積分求拉普拉斯變換，可得:

由此得到的分數(shù)階PID控制器的傳遞函數(shù)：

分數(shù)階PID控制器包括一個積分階次λ和微分階次μ，其中λ和μ可以是任意實數(shù)。整數(shù)階PID控制器是分數(shù)階PID控制器在λ＝1和μ＝1時的特殊情況，當λ＝1、μ＝0時即為PI控制器，λ＝0、μ＝1時為PD控制器。分數(shù)階PID控制器多了兩個可調參數(shù)λ和μ，通過合理地選擇參數(shù)就能夠提高系統(tǒng)的控制效果。

參閱圖7，設系統(tǒng)理想的閉環(huán)參考模型為：λ、μ、kp、ki，kd通過如下方式確定：

S110：根據(jù)系統(tǒng)的控制性能要求選取理想閉環(huán)參考模型的截止頻率ωc和階次α；系統(tǒng)的控制性能要求為時域指標，時域指標可以是超調量、調節(jié)時間或峰值時間；該理想閉環(huán)參考模型H(s)使得系統(tǒng)具有對增益變化不敏感的期望特性，當增益變化時只是引起截止頻率ωc的變化，系統(tǒng)對增益變化具有強魯棒性，系統(tǒng)的超調大小只與α有關，而與增益無關。

S120：由H(s)及G_c(S)，計算控制對象模型

其中λ、μ取小數(shù)。若λ＝α，則有

S130：獲取未知實際被控對象Gp(s)的頻域響應數(shù)據(jù)，假設與Gp(s)在ω＝0和ω＝ωx處的頻率響應相同，則ωx可以選取為原系統(tǒng)的Gp(s)相位裕量的穿越頻率|Gp(jωx)|＝1，先選取λ＝α，在ω＝0處有意義(此時，對象能夠保持良好的穩(wěn)態(tài)響應，與一般實際系統(tǒng)的情況是一致的)，有然后根據(jù)有k_p、k_d在ω＝ω_x處與μ的函數(shù)關系為：

其中，

S140：通過尋優(yōu)辨識出未知對象的理想形式中的參數(shù)，使在截止頻率范圍內最大限度地接近實際對象Gp(s)的頻域響應指標；建立頻域響應誤差指標并在0＜μ＜2范圍內對誤差指標優(yōu)化最終得到分數(shù)階控制器的參數(shù)。

本發(fā)明根據(jù)系統(tǒng)的時域響應指標初步確定ωc、α、λ的值，通過逼近實際對象模型和理想對象模型的頻率響應特性曲線，尋優(yōu)得到分數(shù)階PID的微分項階次，計算得到kd，ki，kp的值，可以得到逼近理想?yún)⒖寄Ｐ偷姆謹?shù)階PID控制器。

電流調節(jié)器用于計算q軸電壓給定值和d軸電壓給定值電流調節(jié)器的結構如圖8所示，第二比較器與第三比較器輸出的偏差信號分別送入d軸PI調節(jié)器與q軸PI調節(jié)器，d軸PI調節(jié)器的輸出電壓為U_d，q軸PI調節(jié)器的輸出電壓為U_q，U_d、U_q、V_o送入電壓極限環(huán)，得到和同時，通過第四比較器對U_q與進行比較，得到偏差△U_q，△U_q經(jīng)比例模塊1/Kqp被送入q軸PI調節(jié)器中的積分模塊，這樣對△U_q進行PI調節(jié)，使得通過第五比較模塊對U_d與進行比較，得到偏差△U_d，△U_d經(jīng)比例模塊1/Kdp被送入d軸PI調節(jié)器中的積分模塊,這樣對△U_d進行PI調節(jié)，使得

為了保證電機平穩(wěn)運行，避免電機出現(xiàn)過調制模式，需要電壓極限環(huán)限制電機電壓U_dq小于母線電壓。即U_d、U_q需滿足下式條件。

若所述條件不成立，dq軸電壓ud、uq需根據(jù)母線電壓幅值Vo，進行等比例限幅，如式(14)所示：

Park逆變換模塊用于將和轉換為α軸電壓Uα、β軸電壓U_β，并發(fā)送至脈寬調制模塊；脈寬調制模塊為空間矢量脈寬調制，用于根據(jù)αβ軸電壓、母線電壓計算得到電壓脈沖，并發(fā)送至逆變器。

這樣通過控制d軸電流與q軸電流來控制逆變器輸出功率，根據(jù)電機實際所需的定子電流幅值，通過與q軸電流做矢量差，得到實際所需的q軸電流，簡化了q軸電流的控制結構，在實現(xiàn)網(wǎng)側高功率因數(shù)的前提下，增強系統(tǒng)的魯棒性；根據(jù)母線電壓幅值，限制電機實際定子電壓大小，避免電機進入過調制運行，增強了系統(tǒng)的可靠性；通過電壓誤差調節(jié)，將得到的電流誤差值反饋至電流環(huán)積分環(huán)節(jié)，有效增加了電流環(huán)調節(jié)的快速性。

將本發(fā)明的雙閉環(huán)+分數(shù)階PID+電流限幅環(huán)的控制系統(tǒng)與傳統(tǒng)的單比環(huán)速度調節(jié)系統(tǒng)進行對比，圖9為控制結果的對比圖，圖中曲線a為給定的階躍信號，曲線b為本發(fā)明驅動系統(tǒng)的速度響應曲線，曲線C為傳統(tǒng)單閉環(huán)系統(tǒng)的響應曲線。通過對比可以看出，本發(fā)明的驅動系統(tǒng)轉速響應平滑、快速，沒有超調、振蕩的現(xiàn)象，大大改善了系統(tǒng)驅動效果。

本說明書中的各個實施例均采用遞進的方式描述，每個實施例重點說明的都是與其他實施例的不同之處，各個實施例之間相同相似的部分互相參見即可。對于本申請的方法實施例而言，由于其與裝置實施例基本相似，所以描述的比較簡單，相關之處參見裝置實施例的部分說明即可。

在以上的描述中闡述了很多具體細節(jié)以便于充分理解本發(fā)明。但是以上描述僅是本發(fā)明的較佳實施例而已，本發(fā)明能夠以很多不同于在此描述的其它方式來實施，因此本發(fā)明不受上面公開的具體實施的限制。同時任何熟悉本領域技術人員在不脫離本發(fā)明技術方案范圍情況下，都可利用上述揭示的方法和技術內容對本發(fā)明技術方案做出許多可能的變動和修飾，或修改為等同變化的等效實施例。凡是未脫離本發(fā)明技術方案的內容，依據(jù)本發(fā)明的技術實質對以上實施例所做的任何簡單修改、等同變化及修飾，均仍屬于本發(fā)明技術方案保護的范圍內。