總的而言本發(fā)明涉及電機，特別涉及一種基于滑模觀測器的電機驅動系統。

背景技術：

電動車輛，例如電動汽車，越來越受到人們的青睞。目前電動汽車的驅動一般采用蓄電池+永磁電機的模式，控制系統采用開環(huán)/閉環(huán)控制。對于開環(huán)控制而言，車輛(車速)不能精確的跟隨給定，已逐步淘汰。在閉環(huán)控制中，當前一般采用速度閉環(huán)控制方式，其采用傳統的PID調節(jié)器對給定速度與實際速度的偏差進行調節(jié)，根據調整結果控制逆變器的輸出。這種控制方式，系統響應速度慢，調整過程中易出現超調，實際速度圍繞設定值長時間振動，這樣就造成在車輛提速過程中駕駛者感覺車速不穩(wěn)定。機械位置傳感器能實現轉子位置的高精度檢測，但通常價格高昂，易受環(huán)境條件限制，而且存在增加電機轉子轉動慣量、增大系統體積及系統可靠性降低等缺點。除此之外，目前電動車輛一般采用斬波升壓(boost)的方式對蓄電池的輸出電壓進行升壓，這種方式開關管損耗大，功率因數低。

技術實現要素：

針對現有技術的缺陷，本發(fā)明提供了一種基于滑模觀測器的電機驅動系統。

一種基于滑模觀測器的電機驅動系統，包括：DC/DC變換單元、逆變器、永磁電機、MCU，角生成器以及滑模觀測器；所述DC/DC變換單元與電池相連，DC/DC變換單元的輸出端連接逆變器，逆變器與永磁電機相連；通過電壓傳感器分別檢測DC/DC變換單元的輸入電壓Vin和輸出電壓Vo，通過電流傳感器檢測逆變器的輸出電壓ia、ib，通過滑模觀測器對永磁電機的轉速ω_m和轉子位置進行觀測，通過角生成器在電機啟動階段生成特定角度，以使得電機能順利啟動；驅動系統采用轉速外環(huán)、電流內環(huán)的雙閉環(huán)結構，它包括Cark變換模塊、Park變換模塊、滑模觀測器、角生成器、分數階PID調節(jié)器、電流調節(jié)器、Park逆變換模塊、脈沖寬度調制模塊和逆變器；滑模觀測器通過開關S2與過渡器相連，角生成器也與過渡器相連，過渡器輸出轉子位置θ和實際轉速ωm；轉子位置θ發(fā)送給Park逆變換模塊的轉子位置數據輸入端；轉速ωm發(fā)送至第一比較器的反向輸入端，第一比較器的正向輸入端與轉速給定信號相連，轉速給定信號可以由油門踏板給出；第一比較器的輸出端與分數階PID調節(jié)器的輸入端連接；分數階PID調節(jié)器的輸出端連接第二比較器的正向輸入端，第二比較器的反向輸入端與Park變換模塊的q軸電流輸出端相連；采用d軸電流恒零控制，即d軸電流給定值恒為零，這一給定值與第三比較器的正向輸入端相連，第三比較器的反向輸入端與Park變換模塊的d軸電流輸出端相連；第二比較器和第三比較器的輸出端與電流調節(jié)器相連，電流調節(jié)器的輸出端通過Park逆變換模塊與脈沖寬度調制模塊相連，脈沖寬度調制模塊輸出調制信號至逆變器，逆變器接收DC/DC變換單元的輸出電壓Vo；通過電流傳感器采集逆變器輸出的其中兩相ia、ib，ia、ib經過Clark變換和Park變換，得到永磁同步電機在dq軸坐標系下的等效電流id和iq；第一比較器將轉速給定值與實際轉速ωm進行比較，偏差信號經過分數階PID調節(jié)器調節(jié)，分數階PID調節(jié)器的輸出值作為q軸的電流給定值d軸電流給定值第二比較器對iq與進行比較，第三比較器對id與進行比較，第二比較器和第三比較器的比較結果送入電流調節(jié)器，通過電流調節(jié)器調節(jié)后得到dq軸坐標系下的q軸電壓給定值和d軸電壓給定值Park逆變換模塊對和進行Park逆變換后，依次輸出給脈沖寬度調制模塊和逆變器，從而得到永磁同步電機的三相輸入電壓，驅動永磁同步電機運行；所述DC/DC變換單元包括電感L、串聯連接的晶體管Q1與Q2，晶體管Q1與Q2分別反并聯有二極管D1與D2；電感L一端經由開關SR1連接到電池的正極，另一端連接到晶體管Q1與晶體管Q2之間的中間點；電容C1的一端連接于開關SR1與電感L之間，另一端接電池負極，電容器C1對電池電壓進行平滑；晶體管Q1與Q2串聯后與電容C2并聯，電容C2作為DC/DC變換單元的輸出電容，逆變器連接于電容C2的兩端；電壓傳感器V1檢測電池的電壓Vin，并將檢測得到的電壓Vin提供給MCU；MCU控制開關SR1的開/閉；MCU以PWM的方式分別向晶體管Q1與Q2提供觸發(fā)信號G11、G12；電壓傳感器V2檢測DC/DC變換單元的輸出電壓Vo，并將檢測得到的電壓Vo提供給MCU；DC/DC變換單元對來自電容器C1的電壓進行升壓，并將升壓后的電壓提供給電容器C2；電容器C2對輸出電壓進行平滑，并將平滑后的電壓提供給逆變器；MCU將電壓Vo與設定值Vdc相比較，根據二者的差值調節(jié)G11、G12的占空比，從而使得Vo＝Vdc。

本發(fā)明的有益效果是：采用轉速外環(huán)、電流內環(huán)的雙閉環(huán)控制結構，轉速可以快速跟隨給定，提高了系統響應速度；DC/DC變換單元結構簡單，成本低；通過采用分數階PID使得系統具有了更大的調節(jié)范圍，獲得了比傳統PID更好的控制品質及更強的魯棒性；利用滑模觀測器對電機轉子位置角進行觀測，利用角生成器進行電機啟動，從而取代了傳統的機械位置傳感器，降低了系統成本，提高了可靠性；電流環(huán)中加入了限幅與閉環(huán)反饋環(huán)節(jié)，保證了電機平穩(wěn)運行，避免電機出現過調制。

附圖說明

圖1為本發(fā)明系統整體結構示意圖；

圖2為本發(fā)明驅動系統的結構示意圖；

圖3為滑模觀測器的結構示意圖；

圖4為飽和函數曲線圖；

圖5為DC/DC變換單元的結構示意圖；

圖6為分數階PID的結構示意圖；

圖7為分數階PID整定流程圖；

圖8為電流調節(jié)單元的結構示意圖；

圖9為本發(fā)明控制結果比較圖。

具體實施方式

為使本發(fā)明的上述目的、特征和優(yōu)點能夠更加明顯易懂，下面結合附圖對本發(fā)明的具體實施方式做詳細的說明，使本發(fā)明的上述及其它目的、特征和優(yōu)勢將更加清晰。在全部附圖中相同的附圖標記指示相同的部分。并未刻意按比例繪制附圖，重點在于示出本發(fā)明的主旨。

首先結合附圖1對本發(fā)明的系統結構做說明。本發(fā)明提供了一種電動車輛驅動系統，系統包括：DC/DC變換單元、逆變器、永磁電機、MCU(主控單元)，角生成器以及滑模觀測器等。DC/DC變換單元與電池相連，DC/DC變換單元的輸出端連接逆變器，逆變器與永磁電機相連，通過永磁電機驅動車輛運行。通過電壓傳感器分別檢測DC/DC變換單元的輸入電壓Vin和輸出電壓Vo，通過電流傳感器檢測逆變器的輸出電壓ia、ib，通過滑模觀測器對永磁電機的轉速ω_m和轉子位置進行檢測，這些檢測信號被送入MCU，MCU根據這些檢測信號分別向DC/DC變換單元和逆變器輸出驅動信號G1、G2，從而調節(jié)DC/DC變換單元和逆變器的輸出。

整個系統由一塊MCU處理器控制運行，各個部分協調運行，人機交換部分可采用LCD和按鍵實現(圖中未示出)。MCU控制逆變器中IGBT的導通頻率，從而實現永磁同步電機線圈磁場順序變化驅動電機運轉；角生成器用于按照指令在電機啟動階段生成特定角度，以使得電機能順利啟動；電流檢測電路通過實時檢測電機線圈的相電流，并與MCU處理器中電機理論模型進行比較，實現電機的閉環(huán)控制，以及實現電機的過壓、過流保護。

下面對本發(fā)明中驅動系統的控制結構做詳細介紹，請參閱圖2。驅動系統采用轉速外環(huán)、電流內環(huán)的雙閉環(huán)結構，它包括Cark變換模塊、Park變換模塊、滑模觀測器、角生成器、分數階PID調節(jié)器、電流調節(jié)器、Park逆變換模塊、脈沖寬度調制模塊和逆變器。

其中，滑模觀測器通過開關S2與過渡器相連，角生成器也與過渡器相連，過渡器輸出轉子位置θ、實際轉速ωm。轉子位置θ發(fā)送給Park逆變換模塊的轉子位置數據輸入端；轉速ωm發(fā)送至第一比較器的反向輸入端，第一比較器的正向輸入端與轉速給定信號相連，轉速給定信號可以由油門踏板給出。第一比較器的輸出端與分數階PID調節(jié)器的輸入端連接。分數階PID調節(jié)器的輸出端連接第二比較器的正向輸入端，第二比較器的反向輸入端與Park變換模塊的q軸電流輸出端相連。本發(fā)明中采用d軸電流恒零控制，即d軸電流給定值恒為零，這一給定值與第三比較器的正向輸入端相連，第三比較器的反向輸入端與Park變換模塊的d軸電流輸出端相連。第二比較器和第三比較器的輸出端與電流調節(jié)器相連，電流調節(jié)器的輸出端通過Park逆變換模塊與脈沖寬度調制模塊相連，脈沖寬度調制模塊輸出調制信號至逆變器，逆變器接收DC/DC變換單元的輸出電壓Vo，根據調制信號打開/關閉逆變器中的IGBT，從而輸出可變頻率的電壓信號至永磁電機。

永磁同步電機的轉子位置θ、轉速ωm，通過電流傳感器采集逆變器輸出的其中兩相ia、ib，ia、ib經過Clark變換和Park變換，得到永磁同步電機在dq軸坐標系下的等效電流id和iq。第一比較器將轉速給定值與實際轉速ωm進行比較，偏差信號經過分數階PID調節(jié)器調節(jié)，分數階PID調節(jié)器的輸出值作為q軸的電流給定值d軸電流給定值

第二比較器對iq與進行比較，第三比較器對id與進行比較，第二比較器和第三比較器的比較結果送入電流調節(jié)器，通過電流調節(jié)器調節(jié)后得到dq軸坐標系下的q軸電壓給定值和d軸電壓給定值Park逆變換模塊對和進行Park逆變換后，依次輸出給脈沖寬度調制模塊和逆變器，從而得到永磁同步電機的三相輸入電壓，驅動永磁同步電機運行。

其中，Clark變換、Park變換、Park逆變換分別通過下式(1)、(2)、(3)實現。

式中，i_α和i_β均為兩相靜止坐標系(簡稱αβ坐標系)下的等效電流，i_a、i_b和i_c為永磁同步電機的三相電流，i_d和i_q為永磁同步電機在dq軸坐標系下的等效電流，θ為永磁同步電機的轉子位置。

下面重點對本發(fā)明中的滑模觀測器、角生成器和過渡器做詳細介紹，參閱圖3和圖4。永磁電機開始處于靜止狀態(tài)，若要順利啟動必須獲得轉子的初始位置信息。初始位置的準確程度關系著電機啟動的穩(wěn)定性，若初始位置便存在誤差很可能導致電機失控。為此，本發(fā)明利用角生成器給出初始角度，采用速度開環(huán)啟動的方式，當電機轉速達到設定的較高轉速后，通過過渡器將其切換為閉環(huán)控制。具體而言，直接控制輸出電壓，省去速度和電流的控制環(huán)節(jié)，Park逆變換所需角度由角生成器給出，通過人為控制位置角生成器，使電機按設定加速度啟動加速到固定轉速的狀態(tài)。當位置角生成器給定的角度與電機轉子之間的相位差為θ_m時根據轉矩方程有：

Te＝1.5p_n[Ψ_fi_q+(L_d-L_q)i_di_q] (4)

其中，

i_q＝i*_qsinθ_m i_d＝i*_qcosθ_m

因此，式4可以簡化為：

Te＝1.5p_n i*_qsinθ_m[Ψ_fi_q+(L_d-L_q)i*_qcosθ_m] (5)

其中，Te為電磁轉矩，T_L為負載轉矩，J為轉動慣量，ω為電機電角速度，θ為電機轉子與初始水平狀態(tài)時A軸的夾角，Pn為磁極對數。由上式可知，若要保證電機在額定負載內平滑啟動，q軸給定電流應在保證不超過電機額定電流的情況下足夠大。為此，本發(fā)明在啟動時，保持q軸給定電流為定值，d軸給定電流為0，角度生成器給定角度θ_d由-90度開始。初始時刻，與電機永磁體間的相位差θ_m＝0，為達到恒定加速度啟動的效果，保證每個周期內θ_d的增量為定值。

開環(huán)啟動過程中，電機的位置角信息由角生成器給出，當加速到高速段后開始啟用滑模觀測器程序，觀測得到的位置角此時不直接參與閉環(huán)控制，而是先通過過渡器將觀測到的角度值與角生成器給定值按比例混合，以保證從開環(huán)到閉環(huán)切換過程的平穩(wěn)。開環(huán)啟動過程時，開關S1和開關S2處于斷開狀態(tài)，參與控制的角度值全部由角生成器給出，當電機轉速達到髙速段時，開關S2閉合。滑模觀測器估算的角度與角生成器給定角度值開始混合，其混合后的結果參與最終角度控制。初始時刻滑模觀測器估算的角度的混合比例為0％，而角生成器給定值所占比例為100％，之后滑模觀測器估算的角度所占比例逐漸增加，而角生成器給定值所占比例逐漸減小，當混合比例值達到100％時，表征角生成器己脫離控制狀態(tài)，此時的控制角度值全部由滑模觀測器給出。

滑模觀測器在電機轉角位置觀測中已較為常用，一般的滑模觀測器由電流觀測單元、電阻辨識單元、開關函數、反電動勢觀測單元以及鎖相環(huán)構成，其具有良好的穩(wěn)定性和極強的魯棒性。然而由于開關函數的存在，使得觀測器本身具有不連續(xù)的開關特性，這會導致系統在實際應用的過程中存在著抖振的問題。這種抖振不但使系統的控制精度大打折扣，除了會引起不必要的額外損耗。為此本發(fā)明中采用飽和函數替代開關函數，滑模觀測器的結構如圖3所示，其中飽和函數的曲線為圖4所示。

其中，k為改進后滑模觀測器的增益設定值；δ為誤差設定值。通過合理地調節(jié)參數δ的值，不僅能夠有效地減小系統的“抖振”，并且系統運算過程較簡單，易于數字化的實現。

圖5為本發(fā)明中DC/DC變換單元的結構示意圖，DC/DC變換單元包括電感L、串聯連接的晶體管Q1與Q2，晶體管Q1與Q2分別反并聯有二極管D1與D2。電感L一端經由開關SR1連接到電池的正極，另一端連接到晶體管Q1與晶體管Q2之間的中間點。電容C1的一端連接于開關SR1與電感L之間，另一端接電池負極，電容器C1對電池電壓進行平滑。晶體管Q1與Q2串聯后與電容C2并聯，電容C2作為DC/DC變換單元的輸出電容，逆變器連接于電容C2的兩端。電壓傳感器V1檢測電池的電壓Vin，并將檢測得到的電壓Vin提供給MCU。MCU控制開關SR1的開/閉。MCU以PWM的方式分別向晶體管Q1與Q2提供觸發(fā)信號G11、G12。電壓傳感器V2檢測DC/DC變換單元的輸出電壓Vo，并將檢測得到的電壓Vo提供給MCU。DC/DC變換單元來自電容器C1的電壓進行升壓，并將升壓后的電壓提供給電容器C2。電容器C2對輸出電壓進行平滑，并將平滑后的電壓提供給逆變器。MCU將電壓Vo與設定值Vdc相比較，根據二者的差值調節(jié)G11、G12的占空比，從而使得Vo＝Vdc。

與傳統調節(jié)器不同，在本發(fā)明中，對于外環(huán)的速度調節(jié)采用分數階PID，其結構如圖6所示。與整數階PID控制器相似，分數階PID控制器的微分方程為:

其中，為Caputo定義；λ＞0、μ＞0為任意實數，是分數階控制器的階次。

對Caputo定義的分數階微積分求拉普拉斯變換，可得:

由此得到的分數階PID控制器的傳遞函數：

分數階PID控制器包括一個積分階次λ和微分階次μ，其中λ和μ可以是任意實數。整數階PID控制器是分數階PID控制器在λ＝1和μ＝1時的特殊情況，當λ＝1、μ＝0時即為PI控制器，λ＝0、μ＝1時為PD控制器。分數階PID控制器多了兩個可調參數λ和μ，通過合理地選擇參數就能夠提高系統的控制效果。

參閱圖7，設系統理想的閉環(huán)參考模型為：λ、μ、kp、ki，kd通過如下方式確定：

S110：根據系統的控制性能要求選取理想閉環(huán)參考模型的截止頻率ωc和階次α；系統的控制性能要求為時域指標，時域指標可以是超調量、調節(jié)時間或峰值時間；該理想閉環(huán)參考模型H(s)使得系統具有對增益變化不敏感的期望特性，當增益變化時只是引起截止頻率ωc的變化，系統對增益變化具有強魯棒性，系統的超調大小只與α有關，而與增益無關。

S120：由H(s)及G_c(S)，計算控制對象模型

其中λ、μ取小數。若λ＝α，則有

S130：獲取未知實際被控對象Gp(s)的頻域響應數據，假設與Gp(s)在ω＝0和ω＝ωx處的頻率響應相同，則ωx可以選取為原系統的Gp(s)相位裕量的穿越頻率|Gp(jωx)|＝1，先選取λ＝α，在ω＝0處有意義(此時，對象能夠保持良好的穩(wěn)態(tài)響應，與一般實際系統的情況是一致的)，有然后根據有k_p、k_d在ω＝ω_x處與μ的函數關系為：

其中，

S140：通過尋優(yōu)辨識出未知對象的理想形式中的參數，使在截止頻率范圍內最大限度地接近實際對象Gp(s)的頻域響應指標；建立頻域響應誤差指標并在0＜μ＜2范圍內對誤差指標優(yōu)化最終得到分數階控制器的參數。

本發(fā)明根據系統的時域響應指標初步確定ωc、α、λ的值，通過逼近實際對象模型和理想對象模型的頻率響應特性曲線，尋優(yōu)得到分數階PID的微分項階次，計算得到kd，ki，kp的值，可以得到逼近理想參考模型的分數階PID控制器。

電流調節(jié)器用于計算q軸電壓給定值和d軸電壓給定值電流調節(jié)器的結構如圖8所示，第二比較器與第三比較器輸出的偏差信號分別送入d軸PI調節(jié)器與q軸PI調節(jié)器，d軸PI調節(jié)器的輸出電壓為U_d，q軸PI調節(jié)器的輸出電壓為U_q，U_d、U_q、V_o送入電壓極限環(huán)，得到和同時，通過第四比較器對U_q與進行比較，得到偏差△U_q，△U_q經比例模塊1/Kqp被送入q軸PI調節(jié)器中的積分模塊，這樣對△U_q進行PI調節(jié)，使得通過第五比較模塊對U_d與進行比較，得到偏差△U_d，△U_d經比例模塊1/Kdp被送入d軸PI調節(jié)器中的積分模塊,這樣對△U_d進行PI調節(jié)，使得

為了保證電機平穩(wěn)運行，避免電機出現過調制模式，需要電壓極限環(huán)限制電機電壓U_dq小于母線電壓。即U_d、U_q需滿足下式條件。

若所述條件不成立，dq軸電壓ud、uq需根據母線電壓幅值Vo，進行等比例限幅，如式(14)所示：

Park逆變換模塊用于將和轉換為α軸電壓Uα、β軸電壓U_β，并發(fā)送至脈寬調制模塊；脈寬調制模塊為空間矢量脈寬調制，用于根據αβ軸電壓、母線電壓計算得到電壓脈沖，并發(fā)送至逆變器。

這樣通過控制d軸電流與q軸電流來控制逆變器輸出功率，根據電機實際所需的定子電流幅值，通過與q軸電流做矢量差，得到實際所需的q軸電流，簡化了q軸電流的控制結構，在實現網側高功率因數的前提下，增強系統的魯棒性；根據母線電壓幅值，限制電機實際定子電壓大小，避免電機進入過調制運行，增強了系統的可靠性；通過電壓誤差調節(jié)，將得到的電流誤差值反饋至電流環(huán)積分環(huán)節(jié)，有效增加了電流環(huán)調節(jié)的快速性。

將本發(fā)明的雙閉環(huán)+分數階PID+電流限幅環(huán)的控制系統與傳統的單比環(huán)速度調節(jié)系統進行對比，圖9為控制結果的對比圖，圖中曲線a為給定的階躍信號，曲線b為本發(fā)明驅動系統的速度響應曲線，曲線C為傳統單閉環(huán)系統的響應曲線。通過對比可以看出，本發(fā)明的驅動系統轉速響應平滑、快速，沒有超調、振蕩的現象，大大改善了系統驅動效果。

本說明書中的各個實施例均采用遞進的方式描述，每個實施例重點說明的都是與其他實施例的不同之處，各個實施例之間相同相似的部分互相參見即可。對于本申請的方法實施例而言，由于其與裝置實施例基本相似，所以描述的比較簡單，相關之處參見裝置實施例的部分說明即可。

在以上的描述中闡述了很多具體細節(jié)以便于充分理解本發(fā)明。但是以上描述僅是本發(fā)明的較佳實施例而已，本發(fā)明能夠以很多不同于在此描述的其它方式來實施，因此本發(fā)明不受上面公開的具體實施的限制。同時任何熟悉本領域技術人員在不脫離本發(fā)明技術方案范圍情況下，都可利用上述揭示的方法和技術內容對本發(fā)明技術方案做出許多可能的變動和修飾，或修改為等同變化的等效實施例。凡是未脫離本發(fā)明技術方案的內容，依據本發(fā)明的技術實質對以上實施例所做的任何簡單修改、等同變化及修飾，均仍屬于本發(fā)明技術方案保護的范圍內。