本發(fā)明屬于電子電路技術領域，具體涉及到一種適用于基于峰值電流?？刂频慕祲盒蚫c-dc變換器補償?shù)淖赃m應斜坡補償產(chǎn)生電路。

背景技術：

在電子設備被廣泛應用的今天，市場對電源管理集成電路的需求不斷上升，其中降壓型(buck)dc-dc變換器更是被廣泛應用于通信、計算機、工業(yè)自動化等領域。傳統(tǒng)的降壓型dc-dc變換器分為電流模、電壓模及遲滯控制三種控制模式。其中采用峰值電流模控制的定頻pwm技術由于其動態(tài)性能好、增益帶寬大、易于補償及優(yōu)良的emi特性等優(yōu)點而被廣泛采用。

然而峰值電流模在占空比大于50％時會出現(xiàn)次諧波振蕩現(xiàn)象，故需要斜坡補償電路增加系統(tǒng)穩(wěn)定性。傳統(tǒng)的補償方式有固定斜坡補償及分段線性補償兩種，針對不同應用條件下占空比變化范圍較廣的情況會出現(xiàn)過剩補償量，導致系統(tǒng)帶載能力下降、瞬態(tài)響應特性變差。

技術實現(xiàn)要素：

本發(fā)明針對電流?？刂菩徒祲鹤儞Q器在不同該應用條件下對應最佳補償量不一致的情況，提出了一種適用于峰值電流?？刂菩徒祲鹤儞Q器的自適應斜坡補償產(chǎn)生電路，使其在不同應用條件、不同占空比的情況下均能實現(xiàn)最佳動態(tài)補償，從而提升系統(tǒng)穩(wěn)定性；且避免過補償?shù)陌l(fā)生，保證系統(tǒng)瞬態(tài)響應速度，同時本發(fā)明直接采樣上下管開關節(jié)點，無需額外芯片端口，方案簡單易行。

本發(fā)明的技術方案是：

適用于峰值電流?？刂平祲鹤儞Q器的自適應斜坡補償電路，包括第一電阻r1、第二電阻r2、第三電阻r3、第四電阻r4、第五電阻r5、第六電阻r6、第七電阻r7、第一電容c1、第二電容c2、第三電容c3、第一pmos管mp1、第二pmos管mp2、第三pmos管mp3、第四pmos管mp4、第一nmos管mn1、第二nmos管mn2、第一三極管q1、第二三極管q2、第三三極管q3和運算放大器op，

第一電阻r1和第一電容c1串聯(lián)，第一電阻r1的另一端接所述峰值電流?？刂频慕祲鹤儞Q器的開關節(jié)點sw，第一電容c1的另一端接地；

第二電阻r2和第三電阻r3串聯(lián)，第二電阻r2的另一端接第一電阻r1和第一電容c1的串聯(lián)點，第三電阻r3的另一端接地；

第四電阻r4和第二電容c2串聯(lián)，其串聯(lián)點接運算放大器op的正向輸入端，第四電阻r4的另一端接第二電阻r2和第三電阻r3的串聯(lián)點，第二電容c2的另一端接地；

運算放大器op的負向輸入端接第一nmos管mn1的源極，其輸出端接第一nmos管mn1的柵極，第五電阻r5接在第一nmos管mn1的源極和地之間；

第一pmos管mp1的柵漏短接并連接第一nmos管mn1的漏極和第二pmos管mp2的柵極，第二pmos管mp2的漏極連接第一三極管q1的集電極和第三三極管q3的基極；

第一三極管q1的基極連接第二三極管q2的基極和第三三極管q3的發(fā)射極，第二nmos管mn2的漏極接第一三極管q1的發(fā)射極，其柵極接時鐘信號clk，其源極接地，第三電容c3接在第二nmos管mn2的漏極和源極之間；

所述時鐘信號clk的頻率與所述峰值電流?？刂频慕祲鹤儞Q器的頻率相同；

第三pmos管mp3的柵漏互連并連接第四pmos管mp4的柵極和第二三極管q2的集電極，第二三極管q2的發(fā)射極通過第六電阻r6后接地，第四pmos管mp4的漏極通過第七電阻r7后接地，第四pmos管mp4的漏極作為所述自適應斜坡補償電路的輸出端；

第一pmos管mp1、第二pmos管mp2、第三pmos管mp3、第四pmos管mp4的源極和第三三極管q3的集電極接電源電壓vcc；

所述第一三極管q1、第二三極管q2和第三三極管q3為npn型三極管。

具體的，第一pmos管mp1和第二pmos管mp2的鏡像比為1:1。

具體的，第三pmos管mp3和第四pmos管mp4的鏡像比為1:1。

本發(fā)明的有益效果為：在不同應用條件下均能做到自適應地調整補償斜率以提供最佳斜坡補償量，使系統(tǒng)品質因數(shù)q值保持在最佳的大小(即2/π)，這樣能一方面穩(wěn)定系統(tǒng)工作狀態(tài)，避免補償過小而導致的次諧波振蕩，另一方面，避免過補償引起的系統(tǒng)帶載能力下降、瞬態(tài)響應特性變差等后果；同時，本發(fā)明直接采樣上下功率管節(jié)點電壓sw，無需額外端口，方案簡單易行。

附圖說明

圖1為峰值電流?？刂菩徒祲鹤儞Q器環(huán)路控制原理圖；

圖2為本發(fā)明提出的自適應斜坡補償產(chǎn)生電路圖；

圖3為自適應斜坡補償產(chǎn)生電路的仿真波形圖；

圖4為峰值電流模采樣電感電流及補償斜坡疊加的時序示意圖。

具體實施方式

下面將結合附圖和具體實施例，具體描述本發(fā)明的技術方案：

圖1所示為峰值電流?？刂菩徒祲盒妥兓鳝h(huán)路原理控制圖，其中包括輸入電壓vin、電感l(wèi)、上下兩個功率管s1及s2、輸出電容co及輸出負載ro，其輸出電壓為vo。上管開啟下管關斷的時間為ton，其結束標志為疊加補償斜坡過后的采樣電感電流觸碰誤差放大器(ea)的輸出vc。此處誤差放大器采用ⅱ型補償，其補償網(wǎng)絡由位于誤差放大器輸出端的rc、cc、cf構成；上管關斷下管開啟的時間為toff，由于峰值電流?？刂菩徒祲鹤兓鳛槎l工作，其結束的標志為固定周期t計時完成。ton占據(jù)整個開關周期t(ton+toff)的比例即為占空比d。而本發(fā)明產(chǎn)生的自適應補償斜坡電壓用于與采樣電感電流轉換的電壓信息疊加之后與誤差放大器比較，其補償量隨應用條件不同動態(tài)調整，提升系統(tǒng)穩(wěn)定性的同時能保證系統(tǒng)瞬態(tài)響應特性及不同應用下的帶載能力。

從建模的角度分析，對于由誤差放大器的輸出vc到峰值電流?？刂菩徒祲盒妥兓鬏敵鰒o，峰值電流模型降壓變換器的電流環(huán)會使得系統(tǒng)傳遞函數(shù)在二分之一開關頻率處產(chǎn)生復極點對，如下式所示：

ωn＝πfsw

其中s為頻率，fsw為開關頻率。對任何類型轉換器，其品質因數(shù)可表示為：

令dˊ為1與占空比d之差，即d′＝1-d。此處，定義mc為斜坡補償參數(shù)，其大小為：

其中，se為斜坡補償?shù)男甭?，sn為采樣電感電流上升的斜率。要使得系統(tǒng)穩(wěn)定且瞬態(tài)特性優(yōu)良，需保證品質因數(shù)q為2/π。定義系統(tǒng)采樣電壓于電感電流之比為等效采樣電阻ri，代入得出理想的斜坡補償電壓的斜率為一個與應用條件相關的量，其大小與輸出電壓成比例：

由此，在不同應用下對應的最佳補償量并不固定，它的斜率會隨輸出電壓成比例變化。對于采用固定電感l(wèi)的變換器，其對應等效采樣電阻ri由系統(tǒng)采樣電路決定(可等效為一固定值)，本發(fā)明提供一種電路得到這樣自適應的補償斜坡。

具體的自適應斜坡產(chǎn)生電路工作過程如下：

如圖2所示，輸入端為降壓變換器上下功率管節(jié)點電壓sw，sw為一方波信號。對于降壓型變換器，在ton期間sw節(jié)點電壓等于vin，toff期間sw節(jié)點電壓等于0。故對于降壓型dc-dc變換器，在每個周期內sw節(jié)點電壓的平均值可表示為：

采樣上下開關管節(jié)點sw處的電壓首先通過一個由第一電阻r1、第一電容c1及第二電阻r2、第三電阻r3組成的rc網(wǎng)絡濾為三角波信號，此處第二電阻r2和第三電阻r3的作用是調整三角波的平均值大小以符合后級跨導放大器的共模輸入范圍；之后通過第四電阻r4和第二電容c2的二次濾波，得到一個與降壓變換器輸出電壓vo成比例的直流量作為鉗位運算放大器的正向輸入電壓。此處第四電阻r4的阻值及第二電容c2的容值越大則濾波結果越接近理想直流電平，然而過大則會耗費過多的版圖面積，故取值時需折中考慮。由此，鉗位運算放大器op的正向輸入端的電壓大小為：

v(op+)＝k·vo

其中k為由分壓電阻決定的固定比例系數(shù)，由于運算放大器op的負反饋作用，將其負向輸入端鉗位至與正向輸入相同的電壓，也即第五電阻r5上的壓降。由此可得流過第五電阻r5的電流為：

鏡像管第一pmos管mp1、第二pmos管mp2等比例匹配，本實施例中其鏡像比為1:1，故第三電容c3的充電電流與流經(jīng)第五電阻r5的電流相等。開關管第二nmos管mn2控制第三電容c3的充放電，第二nmos管的柵極接時鐘信號clk，時鐘信號clk的頻率與降壓變換器的頻率相同，從而控制第三電容c3周期性的充放電。在周期t內時鐘信號clk保持低電平，使第二nmos管mn2關斷，第三電容c3正常充電；在周期t結束時時鐘信號clk出現(xiàn)高電平脈沖，開啟第二nmos管mn2對第三電容c3放電使其上壓降為0。在整個工作周期內，第三電容c3的壓降以一固定斜率上升，該斜率可表示為：

在每個周期末，時鐘信號clk的控制脈沖來臨前，第三電容c3上的斜坡電壓達到峰值，其大小為：

實際電路設計中，考慮該斜坡峰值的大小要保證第二pmos管mp2及第一三極管q1的正常工作。同時，由于第六電阻r6上的壓降在第三電容c3壓降的基礎上增加了第一三極管q1基極與發(fā)射極之間的電壓vbe后降低了第二三極管q2的基極與發(fā)射極之間的電壓vbe，第六電阻r6上的壓降大小等于第三電容c3的電壓。此處第三三極管q3的作用為增大三極管的電流增益，使得第六電阻r6上的壓降更加精確的跟隨第三電容c3上的壓降。由此，流經(jīng)第六電阻r6的電流在每個周期內從零開始以一固定斜率開始上升，其斜率大小為：

而本實施例設計電流鏡第三pmos管mp3和第四pmos管mp4管匹配使其寬長比為1:1，故流經(jīng)第七電阻r7的電流精確跟隨第六電阻r6的電流。最終第七電阻r7上的壓降即為自適應斜坡補償電路的輸出電壓vslope，其在每個周期內的斜率為：

本實施例將第六電阻r6和第七電阻r7作匹配，使其大小相等，故上式可進一步化簡為：

要得到自適應補償斜坡，由前所述，補償量的理想斜率為下式得到：

由此，只要滿足以上兩式相等，即可得到自適應補償斜坡。由此，只需要根據(jù)變換器的電感l(wèi)及等效電阻ri的大小調整本發(fā)明電路參數(shù)，使得下式成立：

在得到補償斜坡電壓之后，如圖2所示，將采樣的電感電流轉換為電壓信息vsense，再將轉換之后的采樣電感電流的電壓vsense與得到的補償斜坡電壓相疊加后與誤差放大器的輸出vc作比較，從而控制pwm輸出的脈沖信號，控制上管關斷下管開啟。

圖3所示為本電路對應的仿真波形圖，其縱坐標表示本發(fā)明得到的補償斜坡電壓，圖中的仿真條件為：由上至下的波形對應的輸入電壓vin分別為24v、18v、12v及6v，開關頻率均為700khz(即開關周期約為1428.6ns)，ton時間均為125ns，對應輸出電壓vo分別為2.1v、1.58v、1.05v及0.5v。由仿真波形圖可得，該電路能實現(xiàn)在不同應用條件下產(chǎn)生不同斜率的補償斜坡電壓，與前述理論分析相符。

圖4所示為采樣電感電流及斜坡補償疊加的時序示意圖。圖4(a)所示為采樣的電感電流波形，采樣在ton期間發(fā)生；圖4(b)所示為本發(fā)明對應產(chǎn)生的補償斜坡電壓，為一周期為t且斜率固定的斜坡，其斜率隨應用條件變化；圖4(c)所示為采樣電感電流轉換為電壓后疊加補償斜坡電壓，并與誤差放大器輸出vc比較的示意圖。

本發(fā)明能在不同應用條件下均能做到自適應地調整補償斜率以提供最佳斜坡補償量，使系統(tǒng)q值保持在最佳的大小(即2/π)。這樣能一方面穩(wěn)定系統(tǒng)工作狀態(tài)，避免補償過小而導致的次諧波振蕩；另一方面，避免過補償引起的系統(tǒng)帶載能力下降、瞬態(tài)響應特性變差等后果。同時，本發(fā)明直接采樣上下功率管節(jié)點電壓sw，無需額外端口，方案簡單易行。

本領域的普通技術人員將會意識到，這里所述的實施例是為了幫助讀者理解本發(fā)明的原理，應被理解為本發(fā)明的保護范圍并不局限于這樣的特別陳述和實施例。本領域的普通技術人員可以根據(jù)本發(fā)明公開的這些技術啟示做出各種不脫離本發(fā)明實質的其它各種具體變形和組合，這些變形和組合仍然在本發(fā)明的保護范圍內。