本發(fā)明涉及電子電路自動化控制領(lǐng)域，尤其涉及一種帶變壓器的高效非隔離交錯并聯(lián)boost變換器和工作方法。

背景技術(shù)：

隨著全球能源緊缺和嚴重的環(huán)境問題，新能源資源如光伏，燃料電池，風能，地熱能等在全球受到廣泛的關(guān)注。然而，大多數(shù)新能源資源如光伏、燃點電池的輸出電壓較低，在實際應用中需要一種高增益的變換器。理論上，boost，buck-boost和flyback變換器在極端占空比時能夠提供較高的電壓增益。事實上，這些變換器的電壓增益卻受限于開關(guān)管，二極管，電感和電容的等效串聯(lián)電阻，漏感的影響。而且，在極端占空比時不僅會引入非常大的電流紋波和增加導通損耗，還會引入非常嚴重的二極管反向恢復問題。

因此，為提高變換器轉(zhuǎn)換效率和避免工作的極端占空比情況，許多二次變換器和串級結(jié)構(gòu)的兩級變換器被提出。然后，由于兩級結(jié)構(gòu)的變換器拓撲復雜，效率降低了。而且，變換器的穩(wěn)定性是一個問題和比較嚴重輸出二極管的反向恢復問題。結(jié)果，最終的效率比較低，相應的電磁干擾(emi)噪聲比較嚴重。隔離型變換器在有變壓器的情況下能夠很容易的獲得較高的電壓增益。然而，變壓器的漏感不僅會導致電壓和電流尖峰，引入較高的開關(guān)管電壓應力，而且還會增加損耗和噪聲，結(jié)果導致效率較低。rcd箝位電路和有源箝位電路能夠減小電壓應力和開關(guān)損耗，但卻是以變換器拓撲結(jié)構(gòu)復雜和相關(guān)箝位電路損耗為代價的。

為了獲得較高的轉(zhuǎn)換效率，大量的基于耦合電感的非隔離變換器由于其電路結(jié)構(gòu)簡單和導通損耗小而被廣泛研究。然而，他們卻需要緩沖器來限制由耦合電感的漏感引起的開關(guān)管電壓尖峰。因此，電壓箝位電路，有源箝位電路，無源再生緩沖電路已被提出來解決這種問題。然而，所有這些方法都是通過增加開關(guān)管和電容，這導致了變換器結(jié)構(gòu)變復雜?；赽oost集成隔離變換器的非隔離高增益變換器，如集成boost-flyback變換器和集成boost-sepic變換器在文獻中已被提出。耦合電感作為變壓器，通過調(diào)節(jié)繞組匝比來提高電壓增益。此外，漏感能量直接回收利用于輸出端，這樣，開關(guān)管的電壓尖峰能夠被限制。而且，輸出二極管的關(guān)斷電流能被耦合電感的漏感限制，二極管的反向恢復問題減輕了，相關(guān)的損耗也減小了。然而，輸出二極管的電壓應力卻隨著耦合電感的匝比的增加而增加了。因此，二極管的反向恢復問題仍然存在。盡管避免了極端占空比，輸入電流紋波由于電路的單開關(guān)控制卻變得很大，這使得這些變換器都不適于大功率、大電流的應用場合。傳統(tǒng)的交錯并聯(lián)boost變換器由于其結(jié)果簡單和較小的輸入輸出紋波，在大功率和功率因數(shù)校正的應用中是比較好的選擇。然而，電壓增益比較低，開關(guān)管和二極管的電壓應力接近于輸出電壓為了解決這些問題，將開關(guān)電容、變壓器或耦合電感集成于傳統(tǒng)的交錯并聯(lián)boost變換器。因此，獲得了適用于大功率的高增益、高效率、低電壓應力的變換器。

交錯并聯(lián)結(jié)構(gòu)boost變換器因其結(jié)構(gòu)簡單和輸入輸出紋波小的特點而成為新能源系統(tǒng)的較好選擇。然而，傳統(tǒng)交錯并聯(lián)boost變換器的電壓增益較低。因此，正激變換器和型變換器集成于傳統(tǒng)的交錯并聯(lián)boost變換器已被提出。不僅能夠獲得較高的電壓增益而且還能減小開關(guān)管和二極管的電壓應力。然而，集成正激變換器和型變換器電路相當復雜和昂貴。普遍來說，與正激型和型變換器相比，flyback變換器能夠獲得更高的電壓增益，而且電路結(jié)構(gòu)更加簡單。因此，flyback變換器集成于傳統(tǒng)的交錯并聯(lián)變換器也是另外一個較好的選擇。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明旨在至少解決現(xiàn)有技術(shù)中存在的技術(shù)問題，特別創(chuàng)新地提出了一種帶變壓器的高效非隔離交錯并聯(lián)boost變換器和工作方法。

為了實現(xiàn)本發(fā)明的上述目的，本發(fā)明提供了一種帶變壓器的高效非隔離交錯并聯(lián)boost變換器，其關(guān)鍵在于，包括：第一mos管、第二mos管、第一電感、第二電感、變壓器漏感、第一二極管、第二二極管、第三二極管、負載、輸出電容，第一電容、第二電容、變壓器，

第一電感一端連接第二mos管漏極，第三電感與第一電感并聯(lián)，同樣連接第二mos管漏極，所述第一電感另一端連接第二電感一端，所述第一mos管源極連接第二mos管源極，所述第一mos管漏極連接第二電感另一端，所述第二電感一端還連接變壓器漏感一端，所述變壓器漏感另一端連接變壓器一次側(cè)輸入端，所述第二mos管漏極連接變壓器一次側(cè)輸出端，這使得具有更低導通電阻的mos管能夠被選擇來進一步減小開關(guān)損耗和導通損耗。

本發(fā)明還公開一種帶變壓器的高效非隔離交錯并聯(lián)boost變換器的工作方法，其關(guān)鍵在于，設置兩個mos管工作時序，mos管導通、關(guān)斷的一個時間周期分為t0、t1、t2、t3、t4五個時間點，所述工作方法包括：

步驟1，在t0至t1階段，第二mos管導通，第一mos管關(guān)斷，第二二極管關(guān)斷，第一二極管和第三二極管導通，電源給第二電感充電，第二電感中的電流il2線性增加，第一電感和第二電容釋放能量給輸出電容和負載，第一電感電流il1線性減??；

步驟2，在t1至t2階段，第二mos管、第一二極管關(guān)斷，第一mos管關(guān)斷，第一電感、第二電感和第三電感同時給輸出電容和負載釋放能量，電感電流il1、il2、il3線性減小，儲在第一電感和第一電容中的能量通過第二二極管和第三二極管傳遞輸出電容給負載；

步驟3，在t2至t3階段，第二mos管和第一二極管依然關(guān)斷，第一mos管開始導通，第三二極管關(guān)斷。第二電感和第三電感仍然對外放電，第一電感開始充電，電流il1線性增加，第二電感和第一電容給第二電容充電，輸出電容給負載放電；

步驟4，在t3至t4階段，第一mos管、第二mos管同時關(guān)斷，第一電感、第二電感和第三電感同時給輸出電容和負載釋放能量，電感電流il1、il2、il3線性減小，儲在第一電感和第一電容中的能量通過第二二極管和第三二極管傳遞輸出電容給負載。

所述的帶變壓器的高效非隔離交錯并聯(lián)boost變換器的工作方法，其特征在于，還包括設置電壓增益的步驟：

當d＜0.5時：

變換器在四個工作模態(tài)時的工作時間分別為dts、(0.5-d)ts、dts、(0.5-d)ts，根據(jù)第二電容的伏秒平衡原理：

可以得到：

vin+vc1(1-d)-vc2d-vo(1-2d)＝0

同樣，根據(jù)第一電感和第三電感的伏秒平衡原理可得方程：

vin+vc2(1-d)-vo(1-d)＝0

ndvin-vc1d-vc1(1-2d)-vc1d＝0

可得變換器的電壓增益為：

所述的帶變壓器的高效非隔離交錯并聯(lián)boost變換器的工作方法，其特征在于，還包括設置電壓應力的步驟：

根據(jù)基爾霍夫電壓定律，第一mos管、第二mos管和第一二極管、第二二極管、第三二極管的電壓應力得為：

第一電容的電壓應力為：

vc1＝ndvin

第二電容的電壓應力為：

根據(jù)基爾霍夫電壓定律可知第二mos管的電壓應力為第一電容和第二電容電壓應力之差，其為

第一mos管的電壓應力為輸出電壓與第二電容電壓之差，其為

同樣可求得第二二極管和第三二極管的電壓應力分別為：

綜上所述，由于采用了上述技術(shù)方案，本發(fā)明的有益效果是：

所述變換器采用交錯并聯(lián)結(jié)構(gòu)來減小輸入和輸出紋波。flyback變換器集成于傳統(tǒng)的交錯并聯(lián)boost變換器，并且flyback變換器的變壓器原邊繞組直接與輸出端相連。因此，變壓器的漏感能量能夠回收利用，從而提高了變換器效率。此外，增加的開關(guān)電容作為分壓器來減小開關(guān)管和二極管的電壓應力，這使得更低電壓等級的二極管和具有更低導通電阻的開關(guān)管能夠被選擇來進一步減小開關(guān)損耗和導通損耗。

本發(fā)明的附加方面和優(yōu)點將在下面的描述中部分給出，部分將從下面的描述中變得明顯，或通過本發(fā)明的實踐了解到。

附圖說明

本發(fā)明的上述和/或附加的方面和優(yōu)點從結(jié)合下面附圖對實施例的描述中將變得明顯和容易理解，其中：

圖1是本發(fā)明帶變壓器的高效非隔離交錯并聯(lián)boost變換器電路圖；

圖2是本發(fā)明帶變壓器的高效非隔離交錯并聯(lián)boost變換器波形圖；

圖3是本發(fā)明帶變壓器的高效非隔離交錯并聯(lián)boost變換器模態(tài)1的等效電路圖；

圖4是本發(fā)明帶變壓器的高效非隔離交錯并聯(lián)boost變換器模態(tài)2的等效電路圖；

圖5是本發(fā)明帶變壓器的高效非隔離交錯并聯(lián)boost變換器模態(tài)3的等效電路圖；

圖6是本發(fā)明帶變壓器的高效非隔離交錯并聯(lián)boost變換器模態(tài)4的等效電路圖；

具體實施方式

下面詳細描述本發(fā)明的實施例，所述實施例的示例在附圖中示出，其中自始至終相同或類似的標號表示相同或類似的元件或具有相同或類似功能的元件。下面通過參考附圖描述的實施例是示例性的，僅用于解釋本發(fā)明，而不能理解為對本發(fā)明的限制。

在本發(fā)明的描述中，需要理解的是，術(shù)語“縱向”、“橫向”、“上”、“下”、“前”、“后”、“左”、“右”、“豎直”、“水平”、“頂”、“底”“內(nèi)”、“外”等指示的方位或位置關(guān)系為基于附圖所示的方位或位置關(guān)系，僅是為了便于描述本發(fā)明和簡化描述，而不是指示或暗示所指的裝置或元件必須具有特定的方位、以特定的方位構(gòu)造和操作，因此不能理解為對本發(fā)明的限制。

在本發(fā)明的描述中，除非另有規(guī)定和限定，需要說明的是，術(shù)語“安裝”、“相連”、“連接”應做廣義理解，例如，可以是機械連接或電連接，也可以是兩個元件內(nèi)部的連通，可以是直接相連，也可以通過中間媒介間接相連，對于本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員而言，可以根據(jù)具體情況理解上述術(shù)語的具體含義。

如圖1所示，本發(fā)明提供了一種帶變壓器的高效非隔離交錯并聯(lián)boost變換器，其關(guān)鍵在于，包括：第一mos管、第二mos管、第一電感、第二電感、變壓器漏感、第一二極管、第二二極管、第三二極管、負載、輸出電容，第一電容、第二電容、變壓器，

第一電感一端連接第二mos管漏極，第三電感與第一電感并聯(lián)，同樣連接第二mos管漏極，所述第一電感另一端連接第二電感一端，所述第一mos管源極連接第二mos管源極，所述第一mos管漏極連接第二電感另一端，所述第二電感一端還連接變壓器漏感一端，所述變壓器漏感另一端連接變壓器一次側(cè)輸入端，所述第二mos管漏極連接變壓器一次側(cè)輸出端，這使得具有更低導通電阻的mos管能夠被選擇來進一步減小開關(guān)損耗和導通損耗。

圖1中提出的電路中。開關(guān)管s2為變壓器勵磁電感中的電流提供一條流入輸出端的路徑，因此減小了開關(guān)管s1的電流應力和導通損耗，減小了輸入電流紋波。當s1關(guān)斷時，存儲在電感l(wèi)2中的能量不會傳遞到變壓器原邊繞組中，而是讓其傳遞到輸出端。同時，變換器的漏感能量能夠利用于輸出端。開關(guān)管s2的使用減小了s1的電流應力，因而可以為這兩個開關(guān)管選擇更低電流等級的mosfet。雖然在電路中增加了一個開關(guān)管，但損耗卻并沒有相應的增加。所述s1、s2柵極分別連接控制器。

提出的變換器的工作原理可以從圖2中的關(guān)鍵工作波形可以闡述。為了簡化，假設圖2中所有的元件除了變壓器都是理想的，且都工作在穩(wěn)態(tài)下。為了描述s2的作用，考慮了變壓器的漏感l(wèi)lk。在電路分析中，提出的變換器工作在連續(xù)模式(ccm)，穩(wěn)態(tài)下占空比在小于0.5，開關(guān)管s1工作時具有180°相位，s2工作時具有0°相位。提出的變換器在一個開關(guān)周期內(nèi)的穩(wěn)態(tài)波形對應4種電路工作模態(tài)。工作模態(tài)描述如下。

(1)模態(tài)1[t0＜t≤t1]：開關(guān)管s2導通，s1關(guān)斷，二極管d2，d1、d3導通。電源vin給電感l(wèi)2充電，電感l(wèi)2的電流il2線性增加，電源通過變壓器給電感l(wèi)3和電容c1充電，電感l(wèi)3的電流il3線性增加，電感l(wèi)1和電容c2釋放能量給輸出電容co和負載r，電感l(wèi)1的電流il1線性減小。

(2)模態(tài)2[t1＜t≤t2]：開關(guān)管s2、二極管d1關(guān)斷，開關(guān)管s1仍然關(guān)斷，電感l(wèi)1、l2、l3同時給輸出電容和負載釋放能量，電感電流il1、il2、il3線性減小，開關(guān)電容c1，c2放電。

(3)模態(tài)3[t2＜t≤t3]：開關(guān)管s2和二極管d1仍然關(guān)斷，開關(guān)管s1開始導通，二極管d3關(guān)斷。電感l(wèi)2和l3仍然放電，電感l(wèi)1開始充電，電流il1線性增加，電感l(wèi)2和電容c1給電容c2充電，輸出電容co給負載放電。

(4)模態(tài)4[t3＜t≤t4]：此時開關(guān)管s1、s2同時關(guān)斷，其等效電路模態(tài)與模態(tài)2相同，電感l(wèi)1、l2、l3同時給輸出電容和負載釋放能量，電感電流il1、il2、il3線性減小，開關(guān)電容c1，c2放電。

電壓增益

當d＜0.5時：

變換器在四個工作模態(tài)時的工作時間分別為dts、(0.5-d)ts、dts、(0.5-d)ts，根據(jù)第c2的伏秒平衡原理：

可以得到：

vin+vc1(1-d)-vc2d-vo(1-2d)＝0(2)

同樣，根據(jù)l1和l3的伏秒平衡原理可得方程：

vin+vc2(1-d)-vo(1-d)＝0(3)

ndvin-vc1d-vc1(1-2d)-vc1d＝0(4)

可得變換器的電壓增益為：

各元件電壓應力

開關(guān)電容c1的電壓為：

vc1＝ndvin(6)

開關(guān)電容c2的電壓為：

根據(jù)基爾霍夫電壓定律可知開關(guān)管s2的電壓應力為電容c2與電容c1電壓之差，其為

開關(guān)管s1的電壓應力為輸出電壓與電容c2電壓之差，其為

同樣可求得二級管d2和d3的電壓應力分別為：

由上式可知，開關(guān)管s2和二極管d3具有相同的電壓應力，由于開關(guān)電容承受了相當一部分電壓，因此其電壓應力不到輸出電壓的1/2。因此，開關(guān)損耗和導通損耗能夠減小，可以選擇更低電壓等級的二極管來進一步減小開關(guān)和導通損耗。

提出的變換器的工作模式的考慮

對于新能源資源如光伏、燃料電池的應用，需要一種電壓增益高、輸入電流紋波小的直流變換器。因而，提出的變換器是一個較好的選擇。由于交錯結(jié)構(gòu)，提出的變換器不僅提供較高的電壓增益，而且通過抑制輸入電流紋波延長了燃料電池和電池塊的使用壽命。提出的變換器工作在連續(xù)模式(ccm)比工作在離散模式(dcm)更適合。在dcm模式時，盡管能產(chǎn)生大的輸出電壓和具有小的占空比，但輸出電壓對占空比更加敏感。因此，閉環(huán)反饋電路的設計更加復雜。而且，dcm模式時輸入電流紋波較大，以至于會縮短燃料電池的使用壽命，相應的系統(tǒng)效率也會減小。因此，提出的變換器在dcm模式時不適于新能源系統(tǒng)的應用，本發(fā)明只考慮ccm模式的情況。當占空比小于0.5時，提出的變換器仍然能工作，但此時變壓器次邊的電壓較低，結(jié)果使得輸出電壓較低。因此，本發(fā)明只考慮占空比小于0.5的情況。

本發(fā)明變換器是flyback和開關(guān)電容集成于一個傳統(tǒng)的交錯并聯(lián)boost變換器，這種變換器結(jié)構(gòu)用于減小輸入輸出紋波。flyback變換器被設計來提高電壓增益，避免工作在極端占空比情況。此外，開關(guān)電容作為分壓器來減小開關(guān)管和二極管的電壓應力。如此，較低電壓等級的二極管和較小導通電阻的開關(guān)管能夠被選擇來進一步減小開關(guān)和導通損耗。而且，由于變壓器的原邊繞組直接與輸出點相連，漏感能量能被回收利用，通過主開關(guān)管的電壓尖峰也能被減小。因而，相應的效率被提高了。

在本說明書的描述中，參考術(shù)語“一個實施例”、“一些實施例”、“示例”、“具體示例”、或“一些示例”等的描述意指結(jié)合該實施例或示例描述的具體特征、結(jié)構(gòu)、材料或者特點包含于本發(fā)明的至少一個實施例或示例中。在本說明書中，對上述術(shù)語的示意性表述不一定指的是相同的實施例或示例。而且，描述的具體特征、結(jié)構(gòu)、材料或者特點可以在任何的一個或多個實施例或示例中以合適的方式結(jié)合。

盡管已經(jīng)示出和描述了本發(fā)明的實施例，本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員可以理解：在不脫離本發(fā)明的原理和宗旨的情況下可以對這些實施例進行多種變化、修改、替換和變型，本發(fā)明的范圍由權(quán)利要求及其等同物限定。