本發(fā)明涉及一種熱平衡控制方法，特別涉及一種航空雙有源橋變換器功率器件的熱平衡控制方法。

背景技術：

由于傳統(tǒng)pwm控制方式傳輸功率范圍的局限和較大的電磁干擾，移相控制成為dabdc-dc變換器最常用的控制策略，其分為單移相(single-phase-shift，sps)控制、擴展移相(extended-phase-shift，eps)控制、雙重移相(dual-phase-shift，dps)控制以及三重移相(triple-phase-shift，tps)控制等。sps控制是使用最廣泛最常規(guī)的控制方式，但在要求高性能的場合存在很多缺點，如控制策略效率低，回流功率較大，開關器件的應力過大的局限性從而使用較少，eps控制、dps控制以及tps控制由于其容易實現(xiàn)軟開關，較好地解決了功率回流以及提升了動態(tài)性能在工業(yè)領域廣泛應用。然而、無論是哪一種先進的控制策略，在高頻變壓器一次側都存在超前橋臂和滯后橋臂，它們的軟開關情況是不相同的，以至于在變壓器變比k(k＝nu1/u2)是輸入和輸出電壓調(diào)節(jié)比)≠1時，負載率小于0.5時會產(chǎn)生開關管熱損耗的增加，從而降低電路的效率。

文獻1“雙重移相控制的雙向全橋dc-dc變換器及其功率回流特性分析，中國電機工程學報，2012，vol32(12)，p43-50”中所提出的控制方法為現(xiàn)如今航空dabdc-dc變換器最常用的一種控制方式，通過分析電路的輸出功率與硬件參數(shù)確定軟開關實現(xiàn)范圍，從而確定控制信號移相角的控制方式實現(xiàn)控制目的。

對于dabdc-dc變換器功率mosfet的熱損耗主要分為導通損耗和開關損耗，開關損耗主要取決于功率mosfet由開通到關斷(或關斷到開通)期間內(nèi)，加在其兩端的電壓vds和通過mosfet的電流id決定的。

超前橋臂與滯后橋臂都工作在硬開關狀態(tài)，但滯后橋臂的開關損耗比超前橋臂更大。

以升壓模式為例，傳統(tǒng)控制方法下低壓側q1和q2作為超前橋臂工作。q3和q4作為滯后橋臂。滯后橋臂的重疊區(qū)域相比超前區(qū)域更大，開關損耗也更大，因此正是由于這種開關情況的不平衡導致了功率器件的熱不平衡。

這種不平衡產(chǎn)生的原因不僅是由于在輕載條件下軟開關的條件的差異導致的，而且由于mosfet開通、關斷時不同的漏源電壓vds也導致了功率器件的電壓應力有所差異。這種差異導致的超前橋臂與滯后橋臂的實際熱不平衡，作為滯后橋臂的q3和q4相比作為超前橋臂的q1和q2，熱損耗明顯更高。

此控制方式在輕載條件下的軟開關范圍變得急劇減小，這是由于在分析dabdc-dc變換器的軟開關條件時忽略了mosfet并聯(lián)緩沖電容(cd1-cd4，cm1-cm4)在橋臂上下管的開通、關斷瞬間，也就是死區(qū)時間內(nèi)的充放電情況對mosfet開通、關斷的影響。且在輕載條件下，軟開關范圍縮小，尤其是滯后橋臂的軟開關條件更為苛刻，在固定條件下滯后橋臂更難實現(xiàn)軟開關，從而造成開關噪聲的增加以及功率器件的熱不平衡，增加了器件的應力，減少了電路的壽命。而在對功率器件可靠性要求極高的航空航天領域中，傳統(tǒng)的控制方法無法解決在航空電氣系統(tǒng)高壓直流母線與做動類電氣負載能量可靠流動的問題。變換器開關器件的熱應力始終是一個難題需要解決，現(xiàn)有技術為了解決這一問題，降低開關損耗，實現(xiàn)軟開關實現(xiàn)區(qū)域最大化，從建模方法從時域到頻域進行軟開關條件推導，利用各種調(diào)制補償技術，控制移向角的優(yōu)化條件去實現(xiàn)損耗控制。如文獻2“基于雙重移相控制的雙有源橋dc-dc變換器的軟開關，電工技術學報，2015，vol30(12)，p106-113”中所提到的硬件方法，通過對變換器磁性元件參數(shù)進行計算設計，實現(xiàn)了輕載條件下提高變換器效率和軟開關實現(xiàn)范圍的目標。但是此方法存在實現(xiàn)過程較為復雜，工程實現(xiàn)過于繁瑣的缺點，且會導致難以在現(xiàn)有設備中實現(xiàn)改造的缺陷。

技術實現(xiàn)要素：

為了克服現(xiàn)有熱平衡控制方法復雜的不足，本發(fā)明提供一種航空雙有源橋變換器功率器件的熱平衡控制方法。該方法在雙重移相控制方法的基礎上，分析輕載條件下的軟開關狀態(tài)，提出一種目的為平衡輕載條件下橋臂開關損耗，通過兩種調(diào)節(jié)模式調(diào)整橋臂的超前、滯后關系的控制思路，在以低壓側輸入電壓u2＝28v，高壓側輸出電壓u1＝270v，滿載輸出功率750w的實驗樣機，型號為tms320f28069的控制器的基礎上，減小了功率開關管應力，平衡了開關器件的熱損耗，提高了整個變換器的效率，方法簡單。

本發(fā)明解決其技術問題所采用的技術方案：一種航空雙有源橋變換器功率器件的熱平衡控制方法，其特點是包括以下步驟：

步驟一、硬件平臺基礎。

航空雙有源橋變換器硬件平臺功率電路部分包含兩個全橋電路、一個功率高頻變壓器和一個功率電感。采樣及控制電路對輸入和輸出的電壓信號進行采樣和調(diào)理，并將處理過的弱電信號送入以tms320f28069為核心的控制器中的模數(shù)轉換器進行運算，處理結果通過pwm模塊輸出口輸出相對應的控制信號。同時應用高速光耦實現(xiàn)數(shù)字信號的隔離，利用驅動芯片對每個全橋電路中的開關管進行驅動控制。

步驟二、熱平衡控制策略軟件實現(xiàn)方法。

進行系統(tǒng)初始化，包括tms320f28069正常運行的系統(tǒng)函數(shù)的調(diào)用。進行增強型脈沖寬度調(diào)制器epwm的1～4通道進行初始化，包括控制脈沖信號的占空比、頻率、死區(qū)時間、epwma和epwmb運行方式。啟用pie中斷，使能tms320f28069的外設中斷，再初始化adc，定義adc采樣頻率為5khz、采樣方式為順序采樣，同時使能adcsoc使能采樣通道，并進入等待ad中斷狀態(tài)。

adc采樣512個值后進入ad中斷，由于dab雙向dc-dc變換器輸出電壓有開關管開關時的瞬態(tài)干擾，因此對采樣值進行調(diào)整，將此512點進入快速排序，最終取中間256個點的平均值作為采樣結果與參考值比較，確定pi調(diào)節(jié)函數(shù)的輸出量，對系統(tǒng)進行閉環(huán)控制。

閉環(huán)控制分為兩個控制分支，分別為電壓控制環(huán)和熱平衡控制環(huán)，電壓控制環(huán)控制輸出電壓的恒定，熱平衡控制環(huán)用來確定熱平衡控制命令，根據(jù)時基交替模式和溫度反饋模式兩種工作模式對功率開關管進行溫度控制，其中對移相后的pwm波形進行補償，抵消轉換瞬間的功率偏置。相比于通常使用的esp控制策略下的電路設計，該方案下dsp控制器內(nèi)部的adc采集輸出電壓信號，與參考信號生成誤差信號，緊接著控制器發(fā)出相對應控制信號作用于pwm控制器來調(diào)節(jié)輸出參數(shù)。于此同時，控制器根據(jù)時基控制信號或者溫度反饋信號發(fā)出控制命令0或1。控制命令為0時：s1、s2(q1、q2)作為超前橋臂，s3、s4(q3、q4)作為滯后橋臂；控制命令為1時：s3、s4(q3、q4)作為超前橋臂，s1、s2(q1、q2)作為滯后橋臂。

(1)模式1—時基交替控制模式：該模式下，通過配置tms320f28069內(nèi)的定時器，配置交替運行的時間周期，每當計數(shù)器達到每個時間周期的終點，控制命令由0轉換為1或者由1轉換為0，轉換結束后計數(shù)器清零，進入新的時間周期計數(shù)，達到交替改變橋臂的超前、滯后關系，設定時間周期為5ms。

(2)模式2—溫度反饋控制模式：該模式下，需要先分別對超前、滯后橋臂的功率mosfet進行溫度采樣，隨后根據(jù)采樣結果進行處理后改變系統(tǒng)的控制命令。溫度采樣電路主要由兩個含有相同熱敏電阻網(wǎng)絡的差分放大器組成，通過求得采樣電壓與基準電壓的差值進行相應倍數(shù)的放大后得到dsp采樣的電壓值tmp1和tmp2，tmp1和tmp2分別用來反映橋臂s1、s2(q1、q2)和s3、s4(q3、q4)的熱損耗情況。當δt≥2℃時，控制命令由0轉換為1或者由1轉換為0，從而達到功率器件的熱損耗平衡。

在通過控制命令調(diào)節(jié)一次側兩橋臂pwm超前、滯后關系的過程控制中，當控制命令由0變?yōu)?時，若不對瞬態(tài)的控制信號進行合理的控制直接改變移相關系，會使此刻一個ts內(nèi)超前橋臂的開通狀態(tài)延長2d1ts，滯后橋臂的開通狀態(tài)不變，導致變壓器一次側電壓不平衡產(chǎn)生直流分量，功率傳輸突變，會進一步造成功率器件的工作應力和損耗。

對控制命令發(fā)出后pwm改變移相關系的瞬態(tài)過程控制進行優(yōu)化，在控制命令由0變?yōu)?時，延長一個ts內(nèi)超前橋臂的開通狀態(tài)d1ts，與此同時將滯后橋臂在此時ts時間內(nèi)的開通狀態(tài)縮短d1ts，達到變壓器一次側電壓狀態(tài)不變，從而平滑地過度到第二種工作狀態(tài)。

本發(fā)明的有益效果是：該方法在雙重移相控制方法的基礎上，分析輕載條件下的軟開關狀態(tài)，提出一種目的為平衡輕載條件下橋臂開關損耗，通過兩種調(diào)節(jié)模式調(diào)整橋臂的超前、滯后關系的控制思路，在以低壓側輸入電壓u2＝28v，高壓側輸出電壓u1＝270v，滿載輸出功率750w的實驗樣機，型號為tms320f28069的控制器的基礎上，減小了功率開關管應力，平衡了開關器件的熱損耗，提高了整個變換器的效率，方法簡單。

下面結合附圖和具體實施方式對本發(fā)明作詳細說明。

附圖說明

圖1是本發(fā)明航空雙有源橋變換器功率器件的熱平衡控制方法的流程圖。

圖2是本發(fā)明方法所應用的場合：dabdc-dc變換器的拓撲圖。

圖3是本發(fā)明方法的控制框圖。

圖4是本發(fā)明方法熱平衡移相控制策略框圖。

圖5是本發(fā)明方法拓撲中功率mosfet電流與溫升速率曲線(irfp4310z)。

圖6是本發(fā)明方法輕載條件下超前橋臂(a)與滯后橋臂(b)的開關波形。

圖7是本發(fā)明方法實驗樣機溫度采樣電路原理圖。

圖8是本發(fā)明方法對比傳統(tǒng)控制方法的效率曲線。

圖9是本發(fā)明方法在模式轉換狀態(tài)時電路工作波形，(a)傳統(tǒng)移相算法波形圖，(b)優(yōu)化后移相算法波形圖。

具體實施方式

參照圖1-9。本發(fā)明航空雙有源橋變換器功率器件的熱平衡控制方法具體步驟如下：

1、硬件平臺基礎。

實驗用航空雙有源橋變換器硬件平臺功率電路部分主要包含兩個全橋電路、一個功率高頻變壓器和一個功率電感。采樣及控制電路對輸入和輸出的電壓信號進行采樣和調(diào)理，并將處理過的弱電信號送入以tms320f28069為核心的控制器中的模數(shù)轉換器進行運算，處理結果通過pwm模塊輸出口輸出相對應的控制信號。同功率電路部分主要包含兩個全橋電路、一個功率高頻變壓器和一個功率電感。對輸入和輸出的電壓信號進行采樣和調(diào)理，并將處理過的弱電信號送入tms320f28069的控制器中的模數(shù)轉換器進行運算，處理結果通過pwm模塊輸出口輸出相對應的控制信號。同時應用高速光耦實現(xiàn)數(shù)字信號的隔離，利用專用的驅動芯片對每個全橋電路中的開關管進行驅動控制。表1為變換器樣機相關參數(shù)。

表1實驗樣機參數(shù)

2、熱平衡控制策略軟件實現(xiàn)方法。

首先進行系統(tǒng)初始化，其中包括tms320f28069正常運行的系統(tǒng)函數(shù)的調(diào)用。接下來進行增強型脈沖寬度調(diào)制器epwm的1～4通道進行初始化，其中包括控制脈沖信號的占空比、頻率、死區(qū)時間、epwma和epwmb運行方式等參數(shù)。接下來啟用pie中斷，使能tms320f28069的外設中斷，再初始化adc，定義adc采樣頻率為5khz、采樣方式為順序采樣，同時使能adcsoc使能采樣通道，并進入等待ad中斷狀態(tài)。

adc采樣512個值后進入ad中斷，由于dab雙向dc-dc變換器輸出電壓有開關管開關時的瞬態(tài)干擾，因此需要對采樣值進行調(diào)整，具體方法是將此512點進入快速排序，最終取中間256個點的平均值作為采樣結果與參考值比較，從而確定pi調(diào)節(jié)函數(shù)的輸出量，對系統(tǒng)進行閉環(huán)控制。

閉環(huán)控制分為兩個控制分支，分別為電壓控制環(huán)和熱平衡控制環(huán)，電壓控制環(huán)控制輸出電壓的恒定，熱平衡控制環(huán)用來確定熱平衡控制命令，根據(jù)時基交替模式和溫度反饋模式兩種工作模式對功率開關管進行溫度控制，其中對移相后的pwm波形進行補償，抵消轉換瞬間的功率偏置。相比于通常使用的esp控制策略下的電路設計，該方案下dsp控制器內(nèi)部的adc采集輸出電壓信號，與參考信號生成誤差信號，緊接著控制器發(fā)出相對應控制信號作用于pwm控制器來調(diào)節(jié)輸出參數(shù)。于此同時，控制器根據(jù)時基控制信號或者溫度反饋信號發(fā)出控制命令0或1?？刂泼顬?時：s1、s2(q1、q2)作為超前橋臂，s3、s4(q3、q4)作為滯后橋臂；控制命令為1時：s3、s4(q3、q4)作為超前橋臂，s1、s2(q1、q2)作為滯后橋臂。

(1)模式1—時基交替控制模式：該模式下，通過配置tms320f28069內(nèi)的定時器，配置交替運行的時間周期，每當計數(shù)器達到每個時間周期的終點，控制命令由0轉換為1或者由1轉換為0，轉換結束后計數(shù)器清零，進入新的時間周期計數(shù)，從而達到交替改變橋臂的超前、滯后關系，在本文中設定的時間周期為5ms。

(2)模式2—溫度反饋控制模式：該模式下，需要先分別對超前、滯后橋臂的功率mosfet進行溫度采樣，隨后根據(jù)采樣結果進行處理后改變系統(tǒng)的控制命令。溫度采樣電路主要由兩個含有相同熱敏電阻網(wǎng)絡的差分放大器組成，通過求得采樣電壓與基準電壓的差值進行相應倍數(shù)的放大后得到dsp采樣的電壓值tmp1和tmp2，tmp1和tmp2分別用來反映橋臂s1、s2(q1、q2)和s3、s4(q3、q4)的熱損耗情況。當δt≥2℃時，控制命令由0轉換為1或者由1轉換為0，從而達到功率器件的熱損耗平衡。

在通過控制命令調(diào)節(jié)一次側兩橋臂pwm超前、滯后關系的過程控制中，并非簡單的直接改變移相關系就可以保持電路的平穩(wěn)運行，當控制命令由0變?yōu)?時，若不對瞬態(tài)的控制信號進行合理的控制直接改變移相關系，會使此刻一個ts內(nèi)超前橋臂的開通狀態(tài)延長2d1ts，滯后橋臂的開通狀態(tài)不變，導致變壓器一次側電壓不平衡產(chǎn)生直流分量，功率傳輸突變，會進一步造成功率器件的工作應力和損耗。

在本文提出的新型熱平衡移相控制方法中，對控制命令發(fā)出后pwm改變移相關系的瞬態(tài)過程控制進行了優(yōu)化，在控制命令由0變?yōu)?時，延長一個ts內(nèi)超前橋臂的開通狀態(tài)d1ts，與此同時將滯后橋臂在此時ts時間內(nèi)的開通狀態(tài)縮短d1ts，從而達到變壓器一次側電壓狀態(tài)不變，從而平滑地過度到第二種工作狀態(tài)?？刂泼钣?變?yōu)?的轉換方式與此相同。通過該方法，保證了變換器的穩(wěn)定性，進一步降低了功率器件的開關應力，提高整個變換器的效率。

本發(fā)明的效果。

變換器正常升壓模式滿載工作時，低壓側輸入電壓u2＝28v，高壓側輸出電壓u1＝270v，滿載輸出功率750w，效率93％。當控制信號由0變?yōu)?時，原超前橋臂q1、q2變?yōu)闇髽虮郏瓬髽虮踧3、q4變?yōu)槌皹虮?，在過程的轉換中，功率傳輸基本保持穩(wěn)定運行，輸出電壓恒定不變。

由本發(fā)明提出的兩種熱平衡移相控制方式與傳統(tǒng)esp控制在變換器工作在輕載狀態(tài)下(負載率10％)運行5min后的熱分析圖的對比下，傳統(tǒng)esp控制模式下的工況，超前橋臂q1、q2溫度為36.9℃，滯后橋臂q3、q4由于諧振電流更接近于零導致難以實現(xiàn)軟開關，從而增大了開關應力和損耗，其溫度為47.3℃，△t＝10.4℃；q1、q2作為滯后橋臂時△t＝8.9℃。時基交替模式下(轉換周期為5ms)，在保證電路平穩(wěn)工作的前提下，比傳統(tǒng)的esp控制熱損耗下降了很多，橋臂q1、q2溫度為37.1℃，橋臂q3、q4溫度為39.6℃，△t＝10.4℃。橋臂間雖然仍有較小的溫差，但以大體解決了熱不平衡問題。溫度反饋控制模式下，橋臂q1、q2溫度為38.0℃，橋臂q3、q4溫度為36.6℃，△t＝1.4℃，橋臂間的熱損耗基本達到平衡，于此同時通過本發(fā)明提出控制方法的實驗結果，dabdc-dc變換器在整體損耗也有明顯地下降。

表2是通過對全負載范圍內(nèi)的工作效率的測試結果表格。

表2三種控制方式下的效率

在負載率較高時，兩種熱平衡移相控制方式對系統(tǒng)的效率提升并不明顯，而在輕載條件下(負載率小于20％)，時基交替控制與溫度反饋控制方式下的dabdc-dc變換器地效率有明顯的提升，使用溫度反饋控制方法相比使用時基交替控制方法時效率還要略高一點。