本發(fā)明涉及l(fā)cl型并網(wǎng)逆變器控制方法領(lǐng)域，特別是涉及一種減小數(shù)字控制延時(shí)對(duì)lcl型并網(wǎng)逆變器影響的控制方法。

背景技術(shù)：

在傳統(tǒng)化石能源逐漸匱乏，污染日益嚴(yán)重的背景下，光伏與風(fēng)能等新能源并網(wǎng)發(fā)電的應(yīng)用得到長(zhǎng)足發(fā)展。伴隨著光伏和風(fēng)能等新能源滲透率的不斷提高，并網(wǎng)逆變器對(duì)配電網(wǎng)的穩(wěn)定性和電能質(zhì)量帶來(lái)很大的挑戰(zhàn)。lcl型并網(wǎng)逆變器為三階缺項(xiàng)系統(tǒng)，考慮到lcl諧振尖峰的存在，系統(tǒng)開(kāi)環(huán)不穩(wěn)定。對(duì)于諧振尖峰的抑制已有多種控制方案，其中基于電容電流負(fù)反饋的有源阻尼控制方案僅在諧振頻率處抑制諧振尖峰，不改變系統(tǒng)低頻開(kāi)環(huán)增益又不影響高頻諧波衰減，僅在諧振尖峰處削弱諧振幅值響應(yīng)，是一種應(yīng)用較廣的方案。

電容電流有源阻尼負(fù)反饋諧振尖峰抑制方案，其物理意義上可等效為在電容兩端并聯(lián)電阻，從而達(dá)到抑制諧振尖峰效果。由于并網(wǎng)逆變系統(tǒng)一般采用數(shù)字控制實(shí)現(xiàn)，通常會(huì)引入采樣零階保持半拍與pwm加載半拍延時(shí)。考慮到數(shù)字控制延時(shí)引入后，一方面降低了系統(tǒng)開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)的相角裕度，影響動(dòng)態(tài)特性；此外，該延時(shí)嚴(yán)重影響了有源阻尼lcl濾波器的阻抗特性，系統(tǒng)諧振頻率落在不同的頻段，lcl阻抗特性差異較大。由此，lcl濾波器諧振頻率的設(shè)計(jì)與開(kāi)關(guān)頻率的選取不再獨(dú)立，兩者相互耦合，一旦選取失配，系統(tǒng)最小相位屬性難以保證，入網(wǎng)電流穩(wěn)定性受到挑戰(zhàn)?？紤]到低開(kāi)關(guān)頻率與電網(wǎng)阻抗時(shí)，該情況更甚。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

為了解決上述存在的問(wèn)題，本發(fā)明提供一種減小數(shù)字控制延時(shí)對(duì)lcl型并網(wǎng)逆變器影響的控制方法，能夠消除了pwm加載延時(shí)，并結(jié)合采樣零階保持延時(shí)對(duì)lcl有源阻尼阻抗特性的影響，提出補(bǔ)償有源阻尼內(nèi)環(huán)諧振頻率段延時(shí)的補(bǔ)償環(huán)節(jié)，提高系統(tǒng)控制頻率與lcl濾波器諧振頻率的相互兼容性，為達(dá)此目的，本發(fā)明提供一種減小數(shù)字控制延時(shí)對(duì)lcl型并網(wǎng)逆變器影響的控制方法，該方法依照以下步驟實(shí)施：

步驟1為pwm即時(shí)加載調(diào)制方式：以采樣計(jì)算延時(shí)滿足tc1＝0.5t為界限，劃分pwm比較方式區(qū)間，即在占空比dk<0.5時(shí)采用高有效比較方式，在dk>0.5情況下采用低有效比較方式，那么在控制整個(gè)時(shí)間段，占空比dk的可取范圍為(0，1)，解決了pwm即時(shí)加載占空比dk受限問(wèn)題；

步驟2補(bǔ)償了電容電流負(fù)反饋內(nèi)環(huán)在諧振頻率段的零階保持器半拍延時(shí)：對(duì)于電容電流負(fù)反饋有源阻尼內(nèi)環(huán)零階保持器延時(shí)的補(bǔ)償，提出以一階高通環(huán)節(jié)加以補(bǔ)償，在諧振頻率段近似補(bǔ)償由零階保持器的等效慣性環(huán)節(jié)引入的延時(shí)。

本發(fā)明的進(jìn)一步改進(jìn)，步驟一具體步驟如下：

步驟1.1，在dsp載波三角波峰值處進(jìn)入中斷進(jìn)行采樣，其中采樣等待時(shí)間為tc2，軟件控制算法計(jì)算時(shí)間為tc1-tc2，ur為三角載波幅值，um為控制器輸出的調(diào)制波，并在計(jì)算完畢后立即裝載更新；

步驟1.2，在三角波峰值處進(jìn)入中斷，經(jīng)計(jì)算得到當(dāng)前拍的控制量um，進(jìn)一步軟件判斷um對(duì)應(yīng)當(dāng)前占空比dk的大小，當(dāng)dk<0.5時(shí)，pwm比較方式設(shè)置為高有效比較方式；當(dāng)dk>0.5時(shí)，pwm比較方式通過(guò)軟件修改為低有效比較方式，此時(shí)dsp內(nèi)部的計(jì)數(shù)器需與(1-dk)對(duì)應(yīng)的數(shù)字量進(jìn)行比較，而非dk，即在第k+1至k+2拍之間，計(jì)數(shù)器不再與um對(duì)應(yīng)比較，而是與tc3處1-dk對(duì)應(yīng)的數(shù)字量進(jìn)行比較，進(jìn)而翻轉(zhuǎn)pwm波，考慮到在第k+1拍之前pwm波已置低，所以在比較點(diǎn)tc3到來(lái)之前一直保持該低電平狀態(tài)，在tc3處到達(dá)比較點(diǎn)，本為電平翻轉(zhuǎn)處，但由于pwm比較方式已修改為低有效，所以經(jīng)tc3處不翻轉(zhuǎn)電平，繼續(xù)保持低電平，直至計(jì)數(shù)器到達(dá)tc4處，電平翻轉(zhuǎn)為高電平。此后，在占空比大于0.5的時(shí)間段由于高電平的恢復(fù)，pwm低有效比較狀態(tài)達(dá)到穩(wěn)態(tài)并恢復(fù)正常；

步驟1.3，同理可以得到占空比由大于0.5切換為小于0.5時(shí)，如波形所示，其高電平狀態(tài)會(huì)持續(xù)保持，即在第k+3拍之前為高電平，同時(shí)第k+3拍后已切換為高有效比較方式，在tc5處得到比較且繼續(xù)維持高電平狀態(tài)，直至tc6處得以電平翻轉(zhuǎn)；

步驟1.4，考慮到占空比由小于0.5變?yōu)榇笥?.5時(shí)會(huì)出現(xiàn)比較方式切換處占空比缺失，由占空比大于0.5變?yōu)樾∮?.5時(shí)會(huì)出現(xiàn)占空比增大的情況，在控制軟件進(jìn)入中斷程序后，應(yīng)該首先判斷上一周期占空比的大小，并作為條件用以修改pwm比較方式，若占空比由小于0.5變?yōu)榇笥?.5時(shí)，則在進(jìn)入三角波峰值后將pwm狀態(tài)由低置高；占空比由大于0.5變?yōu)樾∮?.5時(shí)，則將pwm狀態(tài)由高置低，補(bǔ)償了系統(tǒng)在占空比在切換處引入的pwm丟失或增加現(xiàn)象。

本發(fā)明的進(jìn)一步改進(jìn)，步驟二具體步驟如下：

步驟2.1：提出一階高通環(huán)節(jié)傳遞函數(shù)為：即將高通環(huán)節(jié)串聯(lián)在電容電流采樣反饋環(huán)路，電容電流采樣信號(hào)ics經(jīng)高通環(huán)節(jié)后為ihc，并疊加在控制器gc(s)的輸出端。

本發(fā)明一種減小數(shù)字控制延時(shí)對(duì)lcl型并網(wǎng)逆變器影響的控制方法，本發(fā)明提出pwm即時(shí)加載+hpf補(bǔ)償控制方案，一方面消除了pwm加載半拍延時(shí)，另一方面補(bǔ)償了有源阻尼內(nèi)環(huán)在諧振頻率段的延時(shí)，提高了開(kāi)關(guān)頻率與lcl濾波器諧振頻率的兼容性和系統(tǒng)穩(wěn)定裕度。

附圖說(shuō)明

圖1為本發(fā)明提供的控制方法控制結(jié)構(gòu)示意圖；

圖2為本發(fā)明提供的pwm即時(shí)加載比較方式示意圖；

圖3為本發(fā)明提供的提高lcl型并網(wǎng)逆變器補(bǔ)償延時(shí)的控制框圖；

圖4為提出一階高通環(huán)節(jié)bode圖；

圖5為延時(shí)未被消除下的實(shí)驗(yàn)波形；

圖6為本發(fā)明控制方式的實(shí)驗(yàn)波形。

具體實(shí)施方式

下面結(jié)合附圖與具體實(shí)施方式對(duì)本發(fā)明作進(jìn)一步詳細(xì)描述：

本發(fā)明提供一種減小數(shù)字控制延時(shí)對(duì)lcl型并網(wǎng)逆變器影響的控制方法，能夠消除了pwm加載延時(shí)，并結(jié)合采樣零階保持延時(shí)對(duì)lcl有源阻尼阻抗特性的影響，提出補(bǔ)償有源阻尼內(nèi)環(huán)諧振頻率段延時(shí)的補(bǔ)償環(huán)節(jié)，提高系統(tǒng)控制頻率與lcl濾波器諧振頻率的相互兼容性。

本發(fā)明所提供的lcl型并網(wǎng)逆變器的結(jié)構(gòu)圖如圖1所示：其中l(wèi)cl濾波器由逆變器側(cè)電感l(wèi)1、網(wǎng)側(cè)電感l(wèi)2以及濾波電容c組成。鎖相環(huán)(pll)模塊采樣公共耦合點(diǎn)電壓vpcc經(jīng)過(guò)二階廣義積分器提取電網(wǎng)電壓基波進(jìn)行鎖相，輸出相位信息θ與電流幅值i^*合成電流基準(zhǔn)iref。h2為入網(wǎng)電流采樣系數(shù)，kg為電網(wǎng)電壓前饋系數(shù)，h1為有源阻尼系數(shù)，gc(s)是電流調(diào)節(jié)器傳遞函數(shù)，最終在橋臂間形成電壓vab，進(jìn)而獲得基準(zhǔn)給定的入網(wǎng)電流ig。其中a為一階高通補(bǔ)償環(huán)節(jié)，b為dsp內(nèi)部調(diào)制波與載波比較環(huán)節(jié)，具體可見(jiàn)圖2所示。

步驟(1.1)：圖2為改進(jìn)的pwm即時(shí)加載方案原理示意圖，在dsp載波三角波峰值處進(jìn)入中斷進(jìn)行采樣，其中采樣等待時(shí)間為tc2，軟件控制算法計(jì)算時(shí)間為tc1-tc2，ur為三角載波幅值，um為控制器輸出的調(diào)制波，并在計(jì)算完畢后立即裝載更新。圖2給出了pwm占空比dk由小于0.5到大于0.5再到小于0.5的變化方式，用以說(shuō)明修改pwm比較方式即時(shí)加載方案的原理。

步驟(1.2)：圖2中波形a為在軟件中直接修改pwm比較方式的控制方案，即在三角波峰值處進(jìn)入中斷，經(jīng)計(jì)算得到當(dāng)前拍的控制量um，進(jìn)一步軟件判斷um對(duì)應(yīng)當(dāng)前占空比dk的大小。當(dāng)dk<0.5時(shí)，pwm比較方式設(shè)置為高有效比較方式；當(dāng)dk>0.5時(shí)，pwm比較方式通過(guò)軟件修改為低有效比較方式。值得注意的是，當(dāng)修改為低有效比較方式后，根據(jù)pwm沖量響應(yīng)不變理論可知，此時(shí)dsp內(nèi)部的計(jì)數(shù)器需與(1-dk)對(duì)應(yīng)的數(shù)字量進(jìn)行比較，而非dk，即在第k+1至k+2拍之間，計(jì)數(shù)器不再與um對(duì)應(yīng)比較，而是與tc3處1-dk對(duì)應(yīng)的數(shù)字量進(jìn)行比較，進(jìn)而翻轉(zhuǎn)pwm波。考慮到在第k+1拍之前pwm波已置低，所以在比較點(diǎn)tc3到來(lái)之前一直保持該低電平狀態(tài)。在tc3處到達(dá)比較點(diǎn)，本為電平翻轉(zhuǎn)處，但由于pwm比較方式已修改為低有效，所以經(jīng)tc3處不翻轉(zhuǎn)電平，繼續(xù)保持低電平，直至計(jì)數(shù)器到達(dá)tc4處，電平翻轉(zhuǎn)為高電平。此后，在占空比大于0.5的時(shí)間段由于高電平的恢復(fù)，pwm低有效比較狀態(tài)達(dá)到穩(wěn)態(tài)并恢復(fù)正常。

步驟(1.3)：同理可以得到占空比由大于0.5切換為小于0.5時(shí)，如圖2中波形a所示，其高電平狀態(tài)會(huì)持續(xù)保持，即在第k+3拍之前為高電平，同時(shí)第k+3拍后已切換為高有效比較方式，在tc5處得到比較且繼續(xù)維持高電平狀態(tài)，直至tc6處得以電平翻轉(zhuǎn)。

步驟(1.4)：考慮到占空比由小于0.5變?yōu)榇笥?.5時(shí)會(huì)出現(xiàn)比較方式切換處占空比缺失，由占空比大于0.5變?yōu)樾∮?.5時(shí)會(huì)出現(xiàn)占空比增大的情況，如圖2中情況a所示。因此，在控制軟件進(jìn)入中斷程序后，應(yīng)該首先判斷上一周期占空比的大小，并作為條件用以修改pwm比較方式，若占空比由小于0.5變?yōu)榇笥?.5時(shí)，則在進(jìn)入三角波峰值后將pwm狀態(tài)由低置高；占空比由大于0.5變?yōu)樾∮?.5時(shí)，如圖3為提高lcl型并網(wǎng)逆變器補(bǔ)償延時(shí)的控制框圖，則將pwm狀態(tài)由高置低，補(bǔ)償了系統(tǒng)在占空比在切換處引入的pwm丟失或增加現(xiàn)象，如圖2中情況b波形所示。

步驟(2.1)：提出一階高通環(huán)節(jié)(hpf)傳遞函數(shù)為：即將高通環(huán)節(jié)串聯(lián)在電容電流采樣反饋環(huán)路，電容電流采樣信號(hào)ics經(jīng)高通環(huán)節(jié)后為ihc，并疊加在控制器gc(s)的輸出端。

圖4給出了零階保持延時(shí)環(huán)節(jié)與一階高通補(bǔ)償環(huán)節(jié)的bode圖，圖5為延時(shí)未被消除下的實(shí)驗(yàn)波形；圖6為本發(fā)明控制方式的實(shí)驗(yàn)波形，零階保持延時(shí)環(huán)節(jié)不影響系統(tǒng)幅值增益，但其相角特性均在0度線以下，且單調(diào)遞減，降低系統(tǒng)相角裕度且影響有源阻尼阻抗特性。一階高通補(bǔ)償環(huán)節(jié)其幅值增益均在0db以下，對(duì)低頻呈現(xiàn)衰減特性，中高頻段影響較小，由于有源阻尼穩(wěn)定性僅發(fā)生在諧振頻率段，故可忽略幅值增益的影響；其相角均在0度線以上，用以對(duì)諧振頻率段延時(shí)的補(bǔ)償，但相角補(bǔ)償呈遞減趨勢(shì)。

以上所述，僅是本發(fā)明的較佳實(shí)施例而已，并非是對(duì)本發(fā)明作任何其他形式的限制，而依據(jù)本發(fā)明的技術(shù)實(shí)質(zhì)所作的任何修改或等同變化，仍屬于本發(fā)明所要求保護(hù)的范圍。