本發(fā)明涉及一種非隔離軟開(kāi)關(guān)高升壓比直流變換器及其方法。

背景技術(shù)：

隨著能源需求的不斷增長(zhǎng)，光伏發(fā)電、燃料電池發(fā)電等新能源發(fā)電項(xiàng)目不斷發(fā)展。光伏電池板、燃料電池的輸出電壓較低，為滿(mǎn)足逆變器并網(wǎng)需求，需要使用高升壓比直流變換器將低電壓泵升至高電壓。圖1為一種改進(jìn)的基于boost/buck-boost衍生的高升壓比直流變換器，該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，升壓比為傳統(tǒng)boost變換器的兩倍，效率也優(yōu)于boost變換器。目前，隨著gan器件的出現(xiàn)和應(yīng)用，電力電子變換器正朝著高頻化、小型化發(fā)展；然而，在該電路中，主開(kāi)光管s工作在硬開(kāi)關(guān)狀態(tài)，在高頻工作狀態(tài)下，開(kāi)關(guān)損耗激增，器件發(fā)熱嚴(yán)重、甚至損壞。因此必須使電路工作在軟開(kāi)關(guān)狀態(tài)，減小開(kāi)關(guān)管s開(kāi)關(guān)損耗，才能使電路工作在高頻狀態(tài)，提高功率密度、減小體積。

相比于si材料，gan材料具有更高的禁帶寬度、擊穿場(chǎng)強(qiáng)、飽和漂移速度，這意味著gan器件能夠工作在更高的溫度、耐壓及更快的開(kāi)關(guān)頻率條件下。gan器件分為級(jí)聯(lián)型gan器件、e-modegan器件兩種類(lèi)型。級(jí)聯(lián)型gan器件具有獨(dú)特的開(kāi)關(guān)特性，其開(kāi)通損耗隨兩端電壓及開(kāi)關(guān)管電流增大而增大，然而其關(guān)斷損耗在工作范圍內(nèi)基本維持不變且數(shù)量級(jí)較小，與開(kāi)通損耗相比，關(guān)斷損耗可以忽略不計(jì)，所以只要讓電路工作在零電壓開(kāi)通狀態(tài)即可極大減小級(jí)聯(lián)型gan器件的開(kāi)關(guān)損耗。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明為了解決上述問(wèn)題，提出了一種非隔離軟開(kāi)關(guān)高升壓比直流變換器及其方法，本發(fā)明在改進(jìn)的基于boost/buck-boost衍生的高升壓比直流變換器基礎(chǔ)上，將零電壓轉(zhuǎn)換(zvt)軟開(kāi)關(guān)電路與之相結(jié)合,實(shí)現(xiàn)主功率開(kāi)關(guān)管零電壓開(kāi)通和關(guān)斷，且穩(wěn)定運(yùn)行且迅速響應(yīng)。

為了實(shí)現(xiàn)上述目的，本發(fā)明采用如下技術(shù)方案：

一種非隔離軟開(kāi)關(guān)高升壓比直流變換器，包括基于buck/buck-boost衍生的i型高升壓比變換器，基于buck/buck-boost衍生的i型高升壓比變換器的電源與負(fù)載電容之間增設(shè)有零電壓轉(zhuǎn)換軟開(kāi)關(guān)電路，以實(shí)現(xiàn)主功率開(kāi)關(guān)管零電壓開(kāi)通和關(guān)斷。

一種非隔離軟開(kāi)關(guān)高升壓比直流變換器，包含主電路與輔助電路，主電路包括輸入電源，所述輸入電源正極連接兩條支路，第一支路經(jīng)過(guò)第一電容、第一二極管和第二電感連接負(fù)載電容的一端，第二支路經(jīng)過(guò)第一電感、第二電容連接負(fù)載電容的另一端；

所述第二電容通過(guò)第二二極管與電源負(fù)極連接，且第二二極管與電源負(fù)極的連接處通過(guò)第一開(kāi)關(guān)管與第一電感和第二電容的連接點(diǎn)連接，所述連接點(diǎn)與第一電容和第一二極管的連接點(diǎn)之間正接有第三二極管；

輔助電路中第三電容與第一開(kāi)關(guān)管并聯(lián)，第一開(kāi)關(guān)管與第一電感器連接點(diǎn)引出連接第三電感，第三電感與第二開(kāi)關(guān)管相連接，第二開(kāi)關(guān)管另一端連接第一開(kāi)關(guān)管與第二二極管連接點(diǎn)，第三電感器與第二開(kāi)關(guān)管連接點(diǎn)連接第四二極管正端，第四二極管負(fù)端接輸出電容與第二電感連接點(diǎn)。

進(jìn)一步的，所述第一開(kāi)關(guān)管、第二開(kāi)關(guān)管均為級(jí)聯(lián)型gan器件，第二開(kāi)關(guān)管容量小于第一開(kāi)關(guān)管容量。

進(jìn)一步的，所述第一電容、第二電容和第一電感的量值根據(jù)電感伏秒平衡原理與電容安秒平衡原理求得。

進(jìn)一步的，所述第二電感濾出尖峰電流，其值小于第一電感。

進(jìn)一步的，所述第三電容、第三電感的量值根據(jù)諧振原理求得。

基于上述變換器的控制方法，采用雙環(huán)控制，內(nèi)環(huán)為電流控制，外環(huán)為電壓控制；根據(jù)負(fù)載電壓與設(shè)定值的偏差求得穩(wěn)態(tài)控制電流，根據(jù)穩(wěn)態(tài)控制電流與第一開(kāi)關(guān)管的電流進(jìn)行內(nèi)環(huán)的峰值電流控制，輸出相應(yīng)的驅(qū)動(dòng)信號(hào)驅(qū)動(dòng)第一開(kāi)關(guān)管。

相應(yīng)的驅(qū)動(dòng)信號(hào)的鋸齒波下降沿產(chǎn)生的時(shí)鐘信號(hào)提供給第二開(kāi)關(guān)管作為控制信號(hào)。

當(dāng)峰值電流控制的驅(qū)動(dòng)信號(hào)占空比大于50％時(shí)，對(duì)穩(wěn)態(tài)控制電流增加斜坡補(bǔ)償。

進(jìn)一步的，所述斜坡補(bǔ)償為第一電感的電流下降斜率。

采用ii型補(bǔ)償器對(duì)外環(huán)電壓進(jìn)行補(bǔ)償。

與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明的有益效果為：

(1)本發(fā)明通過(guò)向改進(jìn)的基于boost/buck-boost衍生的高升壓比直流變換器中添加zvt軟開(kāi)關(guān)輔助電路，實(shí)現(xiàn)了主功率開(kāi)關(guān)管零電壓開(kāi)通和關(guān)斷及整流二極管零電流關(guān)斷，有效降低開(kāi)關(guān)損耗，使變換器能夠在高開(kāi)關(guān)頻率下安全穩(wěn)定運(yùn)行，提高功率密度，減小體積。

(2)本發(fā)明能夠?qū)崿F(xiàn)變換器在全輸入范圍內(nèi)軟開(kāi)關(guān)管，在光伏逆變器前級(jí)升壓中具有廣闊的應(yīng)用前景。

(3)本發(fā)明保持了zvt軟開(kāi)關(guān)電路恒定頻率運(yùn)行的特點(diǎn)，變換器中濾波器優(yōu)化設(shè)計(jì)簡(jiǎn)單。

(4)本發(fā)明在現(xiàn)有模擬控制芯片的基礎(chǔ)上添加輔助電路實(shí)現(xiàn)對(duì)變換器控制，仿真結(jié)果表明，所提出的控制方案能夠?qū)崿F(xiàn)對(duì)變換器有效控制，主功率開(kāi)關(guān)管及整流二極管工作在軟開(kāi)關(guān)狀態(tài)，系統(tǒng)魯棒性良好、動(dòng)態(tài)響應(yīng)迅速。

附圖說(shuō)明

構(gòu)成本申請(qǐng)的一部分的說(shuō)明書(shū)附圖用來(lái)提供對(duì)本申請(qǐng)的進(jìn)一步理解，本申請(qǐng)的示意性實(shí)施例及其說(shuō)明用于解釋本申請(qǐng)，并不構(gòu)成對(duì)本申請(qǐng)的不當(dāng)限定。

圖1為現(xiàn)有技術(shù)改進(jìn)的基于buck/buck-boost衍生的i型高升壓比變換器；

圖2(a)-(c)為改進(jìn)的基于buck/buck-boost衍生的i型高升壓比變換器的等效電路圖；

圖3為本發(fā)明的zvt高升壓比直流變換器；

圖4為本發(fā)明的zvt高升壓比直流變換器關(guān)鍵波形；

圖5(a)-(g)為本發(fā)明的zvt高升壓比直流變換器各階段等效電路圖；

圖6為本發(fā)明的zvt高升壓比直流變換器系統(tǒng)控制框圖；

圖7為本發(fā)明的斜坡補(bǔ)償示意圖；

圖8為控制電流到輸出電壓的頻率響應(yīng)；

圖9為電壓補(bǔ)償器頻率響應(yīng)曲線(xiàn)；

圖10為基于uc3823開(kāi)關(guān)控制方案原理圖；

圖11為本發(fā)明的zvt高升壓比直流變換器主開(kāi)關(guān)管s和輔助開(kāi)關(guān)管sa的控制信號(hào)；

圖12(a)-(d)為輸入電壓為38v時(shí)，zvt高升壓比直流變換器關(guān)鍵仿真實(shí)驗(yàn)波形及其細(xì)節(jié)；

圖13(a)-圖13(b)為zvt高升壓比直流變換器在負(fù)載變化時(shí)的仿真波形圖；

圖14(a)-圖14(f)為zvt高升壓比直流變換器在輸入變化時(shí)的仿真波形圖。

具體實(shí)施方式：

下面結(jié)合附圖與實(shí)施例對(duì)本發(fā)明作進(jìn)一步說(shuō)明。

應(yīng)該指出，以下詳細(xì)說(shuō)明都是例示性的，旨在對(duì)本申請(qǐng)?zhí)峁┻M(jìn)一步的說(shuō)明。除非另有指明，本文使用的所有技術(shù)和科學(xué)術(shù)語(yǔ)具有與本申請(qǐng)所屬技術(shù)領(lǐng)域的普通技術(shù)人員通常理解的相同含義。

需要注意的是，這里所使用的術(shù)語(yǔ)僅是為了描述具體實(shí)施方式，而非意圖限制根據(jù)本申請(qǐng)的示例性實(shí)施方式。如在這里所使用的，除非上下文另外明確指出，否則單數(shù)形式也意圖包括復(fù)數(shù)形式，此外，還應(yīng)當(dāng)理解的是，當(dāng)在本說(shuō)明書(shū)中使用術(shù)語(yǔ)“包含”和/或“包括”時(shí)，其指明存在特征、步驟、操作、器件、組件和/或它們的組合。

正如背景技術(shù)所介紹的，現(xiàn)有技術(shù)中存在無(wú)法使得電路工作在軟開(kāi)關(guān)狀態(tài)，減小開(kāi)關(guān)管s開(kāi)關(guān)損耗的不足，為了解決如上的技術(shù)問(wèn)題，本申請(qǐng)?zhí)岢隽艘环N采用gan器件的新型軟開(kāi)關(guān)高升壓比直流變換器。

本申請(qǐng)的一種典型的實(shí)施方式中，圖1是現(xiàn)有技術(shù)所提出的改進(jìn)的基于buck/buck-boost衍生的i型高升壓比變換器。電感l(wèi)1工作在連續(xù)電流狀態(tài)下，電感l(wèi)o工作在斷續(xù)電流狀態(tài)下，根據(jù)開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通/關(guān)斷、電感l(wèi)o電流斷/續(xù)，電路可以分為兩種工作狀態(tài)。當(dāng)開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通時(shí)，其等效電路如圖2(a)所示，輸入電源vin為電感l(wèi)1充電，電容c1、c2與電源vin串聯(lián)為負(fù)載及輸出濾波電容cf供電，電感l(wèi)2電流從零開(kāi)始上升；當(dāng)開(kāi)關(guān)管關(guān)斷，電感l(wèi)2電流未下降到零時(shí)，變換器器等效電路如圖2(b)所示，電感l(wèi)2續(xù)流；當(dāng)開(kāi)關(guān)管關(guān)斷，電感l(wèi)2電流下降至零時(shí)，變換器等效電路如圖2(c)所示，電感l(wèi)1與輸入電源為電容c1、c2充電，同時(shí)輸出濾波電容為負(fù)載供電。

電路穩(wěn)態(tài)工作時(shí)，根據(jù)電感的伏秒平衡原理，可以得出：

vindts+(-vc1)(1-d)ts＝0(1)

vindts+(vin-vc2)(1-d)ts＝0(2)

式中，d為開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通的占空比，ts為開(kāi)關(guān)周期，vc1，vc2分別為電容c1，c2兩端電壓，分別為：

在開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通時(shí)，電壓源vin與電容c1、c2串聯(lián)作為輸出，作用在輸出電感l(wèi)o、負(fù)載及電容cf，而電感兩端電壓遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于輸出電壓vout，所以輸出電壓vout可以近似為：

為實(shí)現(xiàn)主功率開(kāi)關(guān)管軟開(kāi)關(guān)，如圖3所示，在改進(jìn)的基于buck/buck-boost衍生的i型高升壓比變換器基礎(chǔ)上添加輔助電路，實(shí)現(xiàn)主功率開(kāi)關(guān)管零電壓開(kāi)通和關(guān)斷。圖4給出了變換器運(yùn)行過(guò)程中關(guān)鍵波形，圖5(a)～(g)為變換器運(yùn)行過(guò)程中各種狀態(tài)等效電路圖，結(jié)合圖3、圖4、圖5(a)～(g)分階段講解zvt高升壓比變換器運(yùn)行原理。

階段1(t0-t1)：在t0時(shí)刻之前，主開(kāi)關(guān)管s、輔助開(kāi)關(guān)管sa處于關(guān)斷狀態(tài)，二極管d1、d2導(dǎo)通。在t0時(shí)刻，輔助開(kāi)關(guān)管sa開(kāi)通，諧振電感l(wèi)r電流ilr線(xiàn)性增大，直到在t1時(shí)刻增大到il，此時(shí)電感l(wèi)的電流全部流過(guò)諧振電感l(wèi)r，二極管d1、d2零電流關(guān)斷。將階段1時(shí)間記為t01，可以求得t01為：

階段2(t1-t2)：諧振電感l(wèi)r與諧振電容cr間發(fā)生諧振，能量由電容向電感轉(zhuǎn)移，諧振電感l(wèi)r電流ilr繼續(xù)增大，cr電壓即開(kāi)關(guān)管兩端電壓vds減小，直到在t2時(shí)刻減小為零，同時(shí)開(kāi)關(guān)管s開(kāi)始反向?qū)?。此諧振過(guò)程時(shí)間t12為：

階段3(t2-t3)：主開(kāi)關(guān)管s內(nèi)體二極管反向?qū)ǎ瑸榱藢?shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)，此時(shí)應(yīng)該對(duì)主開(kāi)關(guān)管s施加開(kāi)通信號(hào)。此外，開(kāi)關(guān)管s、sa之間開(kāi)通信號(hào)的延時(shí)，即sa的導(dǎo)通時(shí)間td應(yīng)該滿(mǎn)足如下條件：

階段4(t3-t4)：在t3時(shí)刻，主開(kāi)關(guān)管s開(kāi)通，輔助開(kāi)關(guān)sa關(guān)斷，二極管d3導(dǎo)通，輔助開(kāi)關(guān)兩端電位為vout/2。在此階段中，諧振電感能量轉(zhuǎn)移到負(fù)載及電容cf、c2，其電流ilr線(xiàn)性下降，在t4時(shí)刻下降為零。

階段5(t4-t5)：在t4時(shí)刻，二極管d3關(guān)斷。在此階段中，變換器運(yùn)行狀態(tài)與改進(jìn)的高升壓比直流變換器階段1運(yùn)行狀態(tài)相同。

階段6(t5-t6)：在t5時(shí)刻，主開(kāi)關(guān)管s關(guān)斷，諧振電容cr被充電至vout/2；二極管d1、d2導(dǎo)通，電感l(wèi)放電，電容c1、c2充電；同時(shí)輸出電感l(wèi)o續(xù)流。

階段7(t6-t7)：此階段中，變換器運(yùn)行狀態(tài)與改進(jìn)的高升壓比直流變換器階段3相同。在t0時(shí)刻，輔助開(kāi)關(guān)sa再次開(kāi)通，變換器進(jìn)行下一個(gè)循環(huán)周期。

通過(guò)上述分析可以發(fā)現(xiàn)，輔助開(kāi)關(guān)控制諧振過(guò)程僅發(fā)生在開(kāi)關(guān)管開(kāi)通時(shí)刻，在其他時(shí)刻不影響變換器正常運(yùn)行，所以可以按照改進(jìn)的基于buck/buck-boost衍生的i型高升壓比變換器主電路、控制器設(shè)計(jì)過(guò)程來(lái)設(shè)計(jì)zvt高升壓比直流變換器。

為了便于分析，以一臺(tái)高升壓比dc-dc變換器為例進(jìn)行系統(tǒng)控制器設(shè)計(jì)。系統(tǒng)采用雙環(huán)控制，內(nèi)環(huán)采用峰值電流控制，外環(huán)為電壓控制，圖6為系統(tǒng)控制框圖。所設(shè)計(jì)的變換器輸入電壓為25～45v，額定輸入38v，輸出電壓380v，輸出功率200w，帶電阻性負(fù)載，開(kāi)關(guān)頻率500khz。要求電感電流紋波為其電流的20％，輸出電壓紋波為輸出電壓1％。根據(jù)電感伏秒平衡原理與電容安秒平衡原理，可以計(jì)算出電感、電容的量值并取一定的裕量，c1＝c2＝0.68uf，cf＝0.22uf，l1＝60uh，lo＝2uh，r＝725ω。

在輔助電路中，諧振電容cr負(fù)責(zé)實(shí)現(xiàn)主功率開(kāi)關(guān)管s軟開(kāi)關(guān)，諧振電感l(wèi)r負(fù)責(zé)實(shí)現(xiàn)二極管d1、d2零電流關(guān)斷。諧振電感l(wèi)r通過(guò)為電感電流il提供一個(gè)通流路徑來(lái)控制二極管d1、d2中電流下降速率。當(dāng)輔助開(kāi)關(guān)sa打開(kāi)時(shí)，電感電流由二極管d1、d2流向諧振電感l(wèi)r，在給定二極管關(guān)斷速率條件下，可以確定諧振電感值的大小。根據(jù)工程經(jīng)驗(yàn)，通過(guò)諧振電感控制二極管電流下降時(shí)間為三倍的反向恢復(fù)時(shí)間會(huì)取得比較好的效果。在發(fā)明中，選用多數(shù)載流子器件sic肖特基二極管，其不存在反向恢復(fù)問(wèn)題。為計(jì)算諧振電感值，選取一個(gè)較小的等效反向恢復(fù)時(shí)間trr＝10ns。根據(jù)功率守恒，可以計(jì)算得到電感平均電流il為：

電感電流峰值ilp為：

二極管d1、d2電流分別為0.5ilp，則通過(guò)諧振電感控制后二極管d1、d2中電流下降速率為：

此時(shí)諧振電感兩端電壓為0.5vout，諧振電感電流ilr下降速率為二極管d1、d2電流下降速率之和，可以計(jì)算得出諧振電感l(wèi)r值為：

在諧振電感確定的情況下，通過(guò)諧振電容可以控制開(kāi)關(guān)管兩端電壓下降速率，選取開(kāi)關(guān)管兩端電壓下降時(shí)間為50ns，代入式(7)中，計(jì)算可得出諧振電容cr≈1nf。

峰值電流控制在占空比大于0.5時(shí)會(huì)使系統(tǒng)不穩(wěn)定，通過(guò)添加斜坡補(bǔ)償能夠使系統(tǒng)穩(wěn)定運(yùn)行，如圖7所示。當(dāng)系統(tǒng)輸入為38v時(shí)，根據(jù)式(5)可以得出占空比d＝0.8，需要添加斜坡補(bǔ)償使系統(tǒng)穩(wěn)定運(yùn)行。選取斜坡補(bǔ)償斜率為電感電流下降斜率，m＝mld。已知電感l(wèi)平均值il＝5.27a，則電感電流下降斜率ml1d為：

開(kāi)關(guān)管q中電流上升斜率為電感l(wèi)、lo電流上升斜率之和。電感l(wèi)電流上升斜率mlu為：

電感l(wèi)o的上升斜率為：

開(kāi)關(guān)管s電流上升斜率ms為：

ms＝mlu+mlou＝5.12a/ts(15)

開(kāi)關(guān)管初始電流is0與電感初始電流相同，計(jì)算得：

is0＝il0＝il-0.1il＝4.74a(16)

在dts時(shí)刻，開(kāi)關(guān)管電流isdts為：

isdts＝is0+d*ts*ms＝8.836a(17)

根據(jù)圖7可以計(jì)算出穩(wěn)態(tài)時(shí)控制電流ic大小為：

ic＝isdts+d*ts*m≈13a(18)

經(jīng)上述分析得出，系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)控制電流ic＝13a，斜坡補(bǔ)償斜率-m＝-5.27a/ts。為設(shè)計(jì)電壓外環(huán)控制器，在控制電流穩(wěn)態(tài)工作點(diǎn)處施加擾動(dòng)，測(cè)量控制電流ic到輸出電壓vout的頻率響應(yīng)，如圖8所示。

當(dāng)頻率大于100khz時(shí)，所得到的頻率響應(yīng)曲線(xiàn)混亂，已經(jīng)不具備參考價(jià)值。當(dāng)頻率小于100khz時(shí)，幅頻增益過(guò)大，不存在穿越頻率，系統(tǒng)不穩(wěn)定，需要設(shè)計(jì)補(bǔ)償器降低系統(tǒng)增益。圖9為所設(shè)計(jì)電壓補(bǔ)償器頻率響應(yīng)曲線(xiàn)。補(bǔ)償后，系統(tǒng)穿越頻率在5khz附近，相角裕度約為65°，系統(tǒng)穩(wěn)定，補(bǔ)償結(jié)果良好。直流增益無(wú)窮大，能夠?qū)崿F(xiàn)輸出電壓無(wú)差控制。

目前市面上不存在一種適應(yīng)于直流變換器的zvt軟開(kāi)關(guān)峰值電流控制芯片，本發(fā)明提出一種以峰值電流控制芯片uc3823為核心的適用于該zvt高升壓比直流變換器的控制方案。zvt高升壓比直流變換器主開(kāi)關(guān)管開(kāi)關(guān)和輔助開(kāi)關(guān)管信號(hào)分別由uc3823的pwm和整形后clock信號(hào)波形生成。圖10為開(kāi)關(guān)控制方案原理圖，圖11中pwms和pwmsa信號(hào)分別驅(qū)動(dòng)主開(kāi)關(guān)管s和輔助開(kāi)關(guān)管sa的控制信號(hào)。

為了驗(yàn)證所設(shè)計(jì)系統(tǒng)的正確性，在電力電子仿真軟件saber搭建了系統(tǒng)仿真模型，所采用仿真參數(shù)與上文設(shè)計(jì)參數(shù)相一致。

圖12(a)-圖12(d)為輸入電壓為38v時(shí)，zvt高升壓比直流變換器關(guān)鍵仿真實(shí)驗(yàn)波形及其細(xì)節(jié)。其中，圖12(a)變換器關(guān)鍵波形，圖12(b)ilr波形細(xì)節(jié)，圖12(c)vd1、id1波形細(xì)節(jié)，圖12(d)vds、is波形細(xì)節(jié)

從圖中看出，t0時(shí)刻，輔助開(kāi)關(guān)管sa開(kāi)通，諧振電感電流ilr開(kāi)始增大，二級(jí)管電流id1、id2下降，經(jīng)過(guò)t01時(shí)間，二極管電流下降為零，此時(shí)其兩端電壓仍為零，電壓電流波形不存在重疊，實(shí)現(xiàn)零電流關(guān)斷；下一個(gè)階段，變換器中發(fā)生諧振，從諧振電感電流ilr與開(kāi)關(guān)管兩端電壓vds細(xì)節(jié)圖中可以看出，諧振電感電流ilr呈正弦上升，開(kāi)關(guān)管電壓vds呈正弦下降，經(jīng)過(guò)t12時(shí)間，諧振結(jié)束，開(kāi)關(guān)管兩端電壓降為零，諧振電感電流達(dá)到最大值；在t23時(shí)間段內(nèi)，諧振電感電流經(jīng)開(kāi)關(guān)管s中反并聯(lián)體二極管，開(kāi)關(guān)管兩端電壓為零，在此階段應(yīng)打開(kāi)開(kāi)關(guān)管s；軟開(kāi)關(guān)過(guò)渡過(guò)程最后一個(gè)階段中，t3時(shí)刻開(kāi)關(guān)管s開(kāi)通，電流增大，諧振電感電流線(xiàn)性下降。

圖13(a)中，負(fù)載在8ms～8.5ms時(shí)間段內(nèi)由滿(mǎn)載線(xiàn)性變?yōu)榘胼d，在變化過(guò)程中輸出電壓略微增大，在負(fù)載變化結(jié)束后，迅速恢復(fù)到穩(wěn)定；相應(yīng)的，圖13(b)中，負(fù)載在8ms～8.5ms時(shí)間段內(nèi)由半載線(xiàn)性變?yōu)闈M(mǎn)載，在變化過(guò)程中輸出電壓略微向下波動(dòng)，負(fù)載變化結(jié)束后，迅速恢復(fù)到穩(wěn)定，由此可以得出系統(tǒng)具有良好的負(fù)載調(diào)整率。

圖14(a)-圖14(f)是zvt高升壓比直流變換器在輸入變化時(shí)的仿真波形圖。其中，圖14(a)25v到38v，圖14(b)38v到25v，圖14(c)38v到45v，圖14(d)45v到38v，圖14(e)25v到45v，圖14(f)45v到25v。

以圖13(a)、(b)為例進(jìn)行分析，在圖4-8(a)中，輸入電壓在8ms～8.5ms時(shí)間段內(nèi)由25v上升至38v，在切換過(guò)程中輸出電壓向上存在略微的波動(dòng)，切換過(guò)程結(jié)束后，輸出電壓迅速恢復(fù)到穩(wěn)定；相應(yīng)的，在圖4-8(b)中，輸入電壓在8ms～8.5ms時(shí)間段內(nèi)由38v跌落至25v，在變化過(guò)程中輸出電壓略微向下波動(dòng)，輸入電壓變化結(jié)束后，迅速恢復(fù)到穩(wěn)定。

通過(guò)分析改進(jìn)的基于boost/buck-boost衍生的i型高升壓比直流變換器的工作原理，指出其開(kāi)關(guān)管工作在硬開(kāi)關(guān)狀態(tài)下，無(wú)法在高頻下運(yùn)行，通過(guò)添加輔助電路，實(shí)現(xiàn)主功率開(kāi)關(guān)管零電壓開(kāi)通和關(guān)斷，解決該問(wèn)題。在此基礎(chǔ)上，提出一種適用于該變換器的控制方案，實(shí)現(xiàn)對(duì)變換器的穩(wěn)定控制。仿真結(jié)果表明，所提出的zvt高升壓比直流變換器能夠?qū)崿F(xiàn)主功率開(kāi)關(guān)管及整流二極管的軟開(kāi)關(guān)，控制方案能夠正常運(yùn)行，系統(tǒng)魯棒性良好、動(dòng)態(tài)響應(yīng)迅速。

以上所述僅為本申請(qǐng)的優(yōu)選實(shí)施例而已，并不用于限制本申請(qǐng)，對(duì)于本領(lǐng)域的技術(shù)人員來(lái)說(shuō)，本申請(qǐng)可以有各種更改和變化。凡在本申請(qǐng)的精神和原則之內(nèi)，所作的任何修改、等同替換、改進(jìn)等，均應(yīng)包含在本申請(qǐng)的保護(hù)范圍之內(nèi)。

上述雖然結(jié)合附圖對(duì)本發(fā)明的具體實(shí)施方式進(jìn)行了描述，但并非對(duì)本發(fā)明保護(hù)范圍的限制，所屬領(lǐng)域技術(shù)人員應(yīng)該明白，在本發(fā)明的技術(shù)方案的基礎(chǔ)上，本領(lǐng)域技術(shù)人員不需要付出創(chuàng)造性勞動(dòng)即可做出的各種修改或變形仍在本發(fā)明的保護(hù)范圍以?xún)?nèi)。