本發(fā)明涉及電能變換裝置的直流-交流變換器
技術(shù)領(lǐng)域：
，特別是一種npc三相三電平并網(wǎng)逆變器的模型預(yù)測控制方法及裝置。
背景技術(shù)：
：npc(neutralpointclamped)三相三電平并網(wǎng)逆變器在分布式并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)中起著能量轉(zhuǎn)換接口的作用，其工作狀態(tài)對進入電網(wǎng)的電能品質(zhì)影響很大。在理想電網(wǎng)條件下，電網(wǎng)電壓中只含有基頻正序分量e+，現(xiàn)有的npc三相三電平并網(wǎng)逆變器控制方法相對成熟，如pi控制、pr控制、滯環(huán)控制等。然而實際中的電網(wǎng)條件絕大部分是非理想的，非理想電網(wǎng)電壓中除了基頻正序分量e+外，還含有基頻負序分量e-、5倍頻負序分量e5-和7倍頻正序分量e7+等，此時基于理想電網(wǎng)條件下的npc三相三電平并網(wǎng)逆變器控制方法必然導致低品質(zhì)電能進入電網(wǎng)。與此同時，基于理想電網(wǎng)條件下的npc三相三電平并網(wǎng)逆變器直流側(cè)中點電壓抑制方法也不能良好地抑制直流側(cè)中點電壓的波動，易造成開關(guān)器件損壞、三相入網(wǎng)電流thd值較大等問題。技術(shù)實現(xiàn)要素：本發(fā)明的目的在于提供一種能夠在非理想電網(wǎng)條件下，對npc三相逆變器進行良好并網(wǎng)控制的npc三相三電平并網(wǎng)逆變器模型預(yù)測控制方法及裝置，以提高入網(wǎng)電能的品質(zhì)，并有效抑制直流側(cè)中點電壓的波動。實現(xiàn)本發(fā)明目的的技術(shù)解決方案為：一種npc三相三電平并網(wǎng)逆變器的模型預(yù)測控制方法，采用兩步預(yù)測法進行模型預(yù)測計算，過程包括以下步驟：步驟s1，輸出當前即第k個采樣周期最優(yōu)開關(guān)狀態(tài)sopt(k)控制逆變器，sopt(k)由上一個即第k-1個采樣周期計算得到；步驟s2，采樣及變換：對入網(wǎng)電流進行檢測得到a、b、c三相入網(wǎng)電流ia(k)、ib(k)、ic(k)，并對ia(k)、ib(k)、ic(k)進行clark變換得到iα(k)、iβ(k)；對電網(wǎng)電壓進行檢測得到a、b、c三相電網(wǎng)電壓ea(k)、eb(k)、ec(k)，并對ea(k)、eb(k)、ec(k)進行clark變換得到eα(k)、eβ(k)；根據(jù)檢測所得三相電網(wǎng)電壓，提取出電網(wǎng)電壓特征值并進行入網(wǎng)參考電流計算，得到αβ坐標系下的入網(wǎng)參考電流i*α(k)、i*β(k)；對電容電壓進行檢測得到直流側(cè)中點電壓δvc(k)；步驟s3，相角補償：對eα(k)、eβ(k)做一個采樣周期ts相角補償?shù)玫絜α(k+1)、eβ(k+1)，對i*α(k)、i*β(k)做兩個采樣周期2ts相角補償?shù)玫讲襟Es4，計算入網(wǎng)電流反饋值：結(jié)合sopt(k)對應(yīng)的逆變器交流輸出側(cè)電壓矢量值uα(k)、uβ(k)與步驟s2的采樣及變換結(jié)果，根據(jù)逆變器的離散數(shù)學模型計算出第k+1個采樣周期入網(wǎng)電流反饋值iα(k+1)、iβ(k+1)；步驟s5，計算直流側(cè)中點電壓反饋值：結(jié)合sopt(k)對應(yīng)的相開關(guān)函數(shù)狀態(tài)sa、sb、sc與步驟s2的采樣及變換結(jié)果，根據(jù)逆變器的離散數(shù)學模型計算出第k+1個采樣周期直流側(cè)中點電壓反饋值δvc(k+1)；步驟s6，對第k+1個采樣周期入網(wǎng)電流反饋值iα(k+1)、iβ(k+1)進行反clark變換，得到ia(k+1)、ib(k+1)、ic(k+1)；步驟s7，遍歷計算：結(jié)合iα(k+1)、iβ(k+1)、eα(k+1)、eβ(k+1)、δvc(k+1)、ia(k+1)、ib(k+1)、ic(k+1)、逆變器交流輸出側(cè)電壓矢量值以及該電壓矢量值對應(yīng)的相開關(guān)函數(shù)狀態(tài)，根據(jù)逆變器的離散數(shù)學模型預(yù)測計算出第k+2個采樣周期的入網(wǎng)電流iα(k+2)(i)、iβ(k+2)(i)和直流側(cè)中點電壓δvc(k+2)(i)；步驟s8，建立目標函數(shù)g，作為選出27組相開關(guān)函數(shù)狀態(tài)中的最優(yōu)開關(guān)狀態(tài)sopt(k+1)的依據(jù)；步驟s9，存儲目標函數(shù)g最小值對應(yīng)的開關(guān)狀態(tài)，該狀態(tài)即最優(yōu)開關(guān)狀態(tài)sopt(k+1)，將sopt(k+1)做為第k+1個采樣周期的最優(yōu)輸出；步驟s10，等待本次采樣周期時間結(jié)束，返回步驟s1，進入下一個循環(huán)。進一步地，步驟s2所述根據(jù)檢測所得三相電網(wǎng)電壓，提取出電網(wǎng)電壓特征值并進行參考電流計算，得到αβ坐標系下的入網(wǎng)參考電流i*α(k)、i*β(k)，具體如下：(2.1)非理想電網(wǎng)電壓中含有基頻正序分量e+、基頻負序分量e-、5倍頻負序分量e5-、7倍頻正序分量e7+，因此假設(shè)：其中，下標a、b、c表示a相、b相、c相，上標+、-、5-、7+分別表示基頻正序分量、基頻負序分量、5倍頻負序分量、7倍頻正序分量；(2.2)定義：基頻正序旋轉(zhuǎn)坐標系dq+以相對于αβ坐標系中α軸的角速度ω逆時針旋轉(zhuǎn)；基頻負序旋轉(zhuǎn)坐標系dq-以相對于αβ坐標系中α軸的角速度ω順時針旋轉(zhuǎn)；5倍頻負序旋轉(zhuǎn)坐標系dq5-以相對于αβ坐標系中α軸的角速度5ω順時針旋轉(zhuǎn)；7倍頻正序旋轉(zhuǎn)坐標系dq7+以相對于αβ坐標系中α軸的角速度7ω逆時針旋轉(zhuǎn)；其中ω為電網(wǎng)電壓基波角頻率；(2.3)對步驟(2.1)中公式兩端進行clark變換，得到下式：將α軸量視為向量實部，將β軸量視為向量虛部，上式轉(zhuǎn)化為：根據(jù)clark變換的特性，以相對于αβ坐標系中α軸的角速度ω逆時針旋轉(zhuǎn)，以相對于αβ坐標系中α軸的角速度ω順時針旋轉(zhuǎn)，以相對于αβ坐標系中α軸的角速度5ω順時針旋轉(zhuǎn)，以相對于αβ坐標系中α軸的角速度7ω逆時針旋轉(zhuǎn)；結(jié)合步驟(2.2)和步驟(2.3)，與基頻正序旋轉(zhuǎn)坐標系dq+相對靜止，與基頻負序旋轉(zhuǎn)坐標系dq-相對靜止，與5倍頻負序旋轉(zhuǎn)坐標系dq5-相對靜止，與7倍頻正序旋轉(zhuǎn)坐標系dq7+相對靜止；(2.4)定義：電網(wǎng)電壓特征值分別為在基頻正序旋轉(zhuǎn)坐標系dq+中d+軸、q+軸上的投影，電網(wǎng)電壓特征值分別為在基頻負序旋轉(zhuǎn)坐標系dq-中d-軸、q-軸上的投影，電網(wǎng)電壓特征值分別為在5倍頻負序旋轉(zhuǎn)坐標系dq5-中d5-軸、q5-軸上的投影，電網(wǎng)電壓特征值分別為在7倍頻正序旋轉(zhuǎn)坐標系dq7+中d7+軸、q7+軸上的投影；同理于步驟(2.1)至(2.4)，得到入網(wǎng)電流特征值(2.5)根據(jù)瞬時無功理論，入網(wǎng)瞬時復(fù)功率為：其中，j為復(fù)數(shù)單位，p(t)為入網(wǎng)瞬時有功功率，q(t)為入網(wǎng)瞬時無功功率，eα、eβ分別為三相電網(wǎng)電壓ea、eb、ec進行clark變換后的α軸分量、β軸分量，ia、iβ分別為三相入網(wǎng)電流ia、ib、ic進行clark變換后的α軸分量、β軸分量；根據(jù)上式可得到入網(wǎng)瞬時有功功率p(t)、入網(wǎng)瞬時無功功率q(t)：p(t)＝p0+pc2cos(2ωt)+ps2sin(2ωt)+pc4cos(4ωt)+ps4sin(4ωt)+pc6cos(6ωt)+ps6sin(6ωt)+pc8cos(8ωt)+ps8sin(8ωt)+pc12cos(12ωt)+ps12sin(12ωt)其中，pc2、ps2、pc4、ps4、pc6、ps6、pc8、ps8、pc12、ps12分別是入網(wǎng)瞬時有功功率中含有的高次諧波對應(yīng)的系數(shù)，稱為有功系數(shù)；p0是入網(wǎng)瞬時有功功率中的直流分量；q(t)＝q0+qc2cos(2ωt)+qs2sin(2ωt)+qc4cos(4ωt)+qs4sin(4ωt)+qc6cos(6ωt)+qs6sin(6ωt)+qc8cos(8ωt)+qs8sin(8ωt)+qc12cos(12ωt)+qs12sin(12ωt)其中，qc2、qs2、qc4、qs4、qc6、qs6、qc8、qs8、qc12、qs12分別是入網(wǎng)瞬時無功功率中含有的高次諧波對應(yīng)的系數(shù)，稱為無功系數(shù)；q0是入網(wǎng)瞬時無功功率中的直流分量；所述有功系數(shù)、無功系數(shù)、電網(wǎng)電壓特征值、入網(wǎng)電流特征值有如下關(guān)系：反解上述矩陣方程，得到入網(wǎng)電流特征值對應(yīng)的入網(wǎng)電流參考特征值再對入網(wǎng)電流參考特征值進行反park變換得到αβ坐標系下的入網(wǎng)參考電流i*α(k)、i*β(k)。進一步地，步驟s3所述相角補償：對eα(k)、eβ(k)做一個采樣周期ts相角補償?shù)玫絜α(k+1)、eβ(k+1)，對i*α(k)、i*β(k)做兩個采樣周期2ts相角補償?shù)玫骄唧w公式如下：其中，ω為電網(wǎng)電壓基波角頻率。進一步地，步驟s4所述計算入網(wǎng)電流反饋值：結(jié)合sopt(k)對應(yīng)的逆變器交流輸出側(cè)電壓矢量值uα(k)、uβ(k)與步驟s2的采樣及變換結(jié)果，根據(jù)逆變器的離散數(shù)學模型計算出第k+1個采樣周期入網(wǎng)電流反饋值iα(k+1)、iβ(k+1)，具體公式如下：其中，l為濾波電感的感值，r為逆變器橋臂電阻和濾波電感電阻折合后等效電阻的阻值；iα(k)、iβ(k)為第k個采樣周期，三相入網(wǎng)電流的采樣值經(jīng)過clark變換后的值；eα(k)、eβ(k)為第k個采樣周期，電網(wǎng)電壓的采樣值經(jīng)過clark變換后的值。進一步地，步驟s5所述計算直流側(cè)中點電壓反饋值，結(jié)合sopt(k)對應(yīng)的相開關(guān)函數(shù)狀態(tài)sa、sb、sc與步驟s2的采樣及變換結(jié)果，計算出第k+1個采樣周期直流側(cè)中點電壓反饋值δvc(k+1)，具體公式如下：進一步地，步驟s7所述遍歷計算，結(jié)合iα(k+1)、iβ(k+1)、eα(k+1)、eβ(k+1)、δvc(k+1)、ia(k+1)、ib(k+1)、ic(k+1)、逆變器交流輸出側(cè)電壓矢量值以及該電壓矢量值對應(yīng)的相開關(guān)函數(shù)狀態(tài)，根據(jù)逆變器的離散數(shù)學模型預(yù)測計算第k+2個采樣周期的入網(wǎng)電流iα(k+2)(i)、iβ(k+2)(i)和直流側(cè)中點電壓δvc(k+2)(i)，具體公式如下：其中，i＝1、2……27，uα(i)、uβ(i)表示第i組逆變器交流輸出側(cè)電壓矢量值，sa(i)、sb(i)、sc(i)表示第i組逆變器交流輸出側(cè)電壓矢量值對應(yīng)的相開關(guān)函數(shù)狀態(tài)。進一步地，步驟s8所述建立目標函數(shù)g，作為選出27組相開關(guān)函數(shù)狀態(tài)中的最優(yōu)開關(guān)狀態(tài)sopt(k+1)的依據(jù)，具體公式如下：其中，i＝1、2……27，λdc為直流側(cè)中點電壓權(quán)重系數(shù)。一種npc三相三電平并網(wǎng)逆變器的模型預(yù)測控制裝置，包括主功率電路、控制電路和檢測電路，所述主功率電路包括輸入電壓源vdc、npc三相三電平逆變器、l型低通濾波器和三相電網(wǎng)ea、eb、ec，其中輸入電壓源vdc與npc三相三電平逆變器輸入端連接，npc三相三電平逆變器輸出端與l型低通濾波器輸入端連接，l型低通濾波器輸出端與三相電網(wǎng)ea、eb、ec連接；所述的檢測電路包括入網(wǎng)電流檢測電路、電網(wǎng)電壓檢測電路、直流側(cè)中點電壓檢測電路，其中入網(wǎng)電流檢測電路輸入端與三相電網(wǎng)連接，入網(wǎng)電流檢測電路輸出端與控制電路第一輸入端連接，電網(wǎng)電壓檢測電路輸入端與三相電網(wǎng)連接，電網(wǎng)電壓檢測電路輸出端與控制電路第二輸入端連接，直流側(cè)中點電壓檢測電路輸入端與逆變器直流側(cè)電容連接，直流側(cè)中點電壓檢測電路輸出端與控制電路第三輸入端連接；所述控制電路包括電網(wǎng)電壓特征值提取模塊、鎖相環(huán)模塊、參考電流計算模塊和預(yù)測計算模塊，其中鎖相環(huán)模塊為基于雙廣義二階積分器軟件鎖相環(huán)；鎖相環(huán)模塊輸入端與電網(wǎng)電壓檢測電路輸出端連接，鎖相環(huán)模塊輸出端與電網(wǎng)電壓特征值提取模塊的一個輸入端連接，電網(wǎng)電壓特征值提取模塊的另一個輸入端與電網(wǎng)電壓檢測電路輸出端連接，電網(wǎng)電壓特征值提取模塊的輸出端與參考電流計算模塊輸入端連接，參考電流計算模塊輸出端接入預(yù)測計算模塊。進一步地，所述鎖相環(huán)模塊對三相電網(wǎng)電壓基頻正序分量進行跟蹤，檢測出三相電網(wǎng)電壓基頻正序分量的瞬時相位；電網(wǎng)電壓特征值提取模塊根據(jù)三相電網(wǎng)電壓基頻正序分量的瞬時相位，提取出計算入網(wǎng)參考電流時所需的電網(wǎng)電壓特征量。進一步地，所述控制電路采用dsp芯片tms320f28335。本發(fā)明與現(xiàn)有技術(shù)相比，其顯著優(yōu)點在于：(1)能夠在非理想電網(wǎng)條件下對npc三相三電平逆變器進行良好的并網(wǎng)控制，大大提高入網(wǎng)電能品質(zhì)，同時有效地抑制直流側(cè)中點電壓的波動；(2)方法簡單可靠，易于數(shù)字實現(xiàn)，僅需在軟件算法上做相應(yīng)的修改就能實現(xiàn)多種不同的并網(wǎng)控制目標。附圖說明圖1是npc三相三電平并網(wǎng)逆變器主功率電路示意圖。圖2是αβ坐標系下逆變器交流輸出側(cè)a、b、c相對直流側(cè)中點o的電壓矢量分布示意圖。圖3是αβ坐標系、旋轉(zhuǎn)向量、旋轉(zhuǎn)坐標系之間的相對關(guān)系示意圖。圖4是旋轉(zhuǎn)向量在對應(yīng)的旋轉(zhuǎn)坐標系的坐標軸上的投影示意圖，其中(a)是在基頻正序旋轉(zhuǎn)坐標系dq+坐標軸上的投影示意圖，(b)是在基頻負序旋轉(zhuǎn)坐標系dq-坐標軸上的投影示意圖，(c)是在5倍頻負序旋轉(zhuǎn)坐標系dq5-坐標軸上的投影示意圖，(d)是在7倍頻正序旋轉(zhuǎn)坐標系dq7+坐標軸上的投影示意圖。圖5是電網(wǎng)電壓特征值提取示意圖。圖6是兩步預(yù)測法基本原理示意圖。圖7是預(yù)測計算流程圖。圖8是基于模型預(yù)測控制的非理想電網(wǎng)條件下npc三相三電平逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)示意圖。圖9是實施例1的仿真結(jié)果圖，其中(a)是實施例1對應(yīng)的參考入網(wǎng)電流與實際入網(wǎng)電流示意圖，(b)是實施例1對應(yīng)的直流側(cè)中點電壓示意圖，(c)是實施例1對應(yīng)的入網(wǎng)瞬時有功功率示意圖，(d)是實施例1對應(yīng)的入網(wǎng)瞬時無功功率示意圖。圖10是實施例2的仿真結(jié)果圖，其中(a)是實施例2對應(yīng)的參考入網(wǎng)電流與實際入網(wǎng)電流示意圖，(b)是實施例2對應(yīng)的直流側(cè)中點電壓示意圖，(c)是實施例2對應(yīng)的入網(wǎng)瞬時有功功率示意圖，(d)是實施例2對應(yīng)的入網(wǎng)瞬時無功功率示意圖。圖11是實施例3的仿真結(jié)果圖，其中(a)是實施例3對應(yīng)的參考入網(wǎng)電流與實際入網(wǎng)電流示意圖，(b)是實施例3對應(yīng)的直流側(cè)中點電壓示意圖，(c)是實施例3對應(yīng)的入網(wǎng)瞬時有功功率示意圖，(d)是實施例3對應(yīng)的入網(wǎng)瞬時無功功率示意圖。具體實施方式以下結(jié)合附圖及具體實施例對本發(fā)明做進一步詳細說明。1、npc三相三電平并網(wǎng)逆變器離散數(shù)學模型圖1是npc三相三電平并網(wǎng)逆變器主功率電路，系統(tǒng)采用三相三線制接法，系統(tǒng)中沒有零序電流通路，零序分量不參與瞬時功率計算過程，所以可以不考慮三相電網(wǎng)電壓中的零序分量，又考慮到實際非理想電網(wǎng)中主要含有基頻正序分量e+、基頻負序分量e-、5倍頻負序分量e5-、7倍頻正序分量e7+，本發(fā)明做出以下合理假設(shè)：其中，下標a、b、c代表a相、b相、c相，上標“+”、“-”、“5-”、“7+”分別代表基頻正序分量、基頻負序分量、5倍頻負序分量、7倍頻正序分量，本發(fā)明同時合理假設(shè)：直流側(cè)電容c1＝c2＝c，且c足夠大，近似認為直流側(cè)電容電壓三相濾波電感的感值la＝lb＝lc＝l以及逆變器交流側(cè)的等效阻值ra＝rb＝rc＝r。定義1：相開關(guān)函數(shù)其中：i＝a、b、c，si＝1記為狀態(tài)p，si＝0記為狀態(tài)o，si＝-1記為狀態(tài)n。則逆變器交流輸出側(cè)(a、b、c)相對直流側(cè)中點(o)的電壓：利用clark變換：得到αβ坐標系下逆變器交流輸出側(cè)(a、b、c)相對直流側(cè)中點(o)的電壓矢量分布，如圖2所示，三相三電平逆變器有33＝27個開關(guān)狀態(tài)，對應(yīng)輸出27個電壓矢量，19種不同的電壓矢量，圖2中“opn”表示sa＝0，sb＝1，sc＝-1，其余依此類推。根據(jù)基爾霍夫電壓定律可得到逆變器交流輸出側(cè)電壓平衡方程：其中，vno為電網(wǎng)電壓中性點(n)相對直流側(cè)中點(o)的電壓，對(4)式兩端進行clark變換，可以得到αβ坐標系下逆變器交流輸出側(cè)電壓平衡方程：取采樣周期為ts，利用一階前向差分方程(6)式：得到αβ坐標系下，αβ坐標系下入網(wǎng)電流的離散數(shù)學模型：式中，iα(k)、iβ(k)為第k個采樣周期，三相入網(wǎng)電流的采樣值經(jīng)過clark變換后的值，uα(k)、uβ(k)為第k個采樣周期，圖2所示的不同電壓矢量在αβ坐標系下的坐標值，eα(k)、eβ(k)為第k個采樣周期，電網(wǎng)電壓的采樣值經(jīng)過clark變換后的值，iα(k+1)、iβ(k+1)為αβ坐標系下第k+1個采樣周期入網(wǎng)電流反饋值。根據(jù)基爾霍夫電流定律可得直流側(cè)中點(o)電流平衡方程：io＝ic1-ic2(8)其中：令直流側(cè)中點電壓δvc＝vc1-vc2，同時將(9)、(10)、(11)式帶入(8)式，可以得到：取采樣周期為ts，利用一階前向差分方程(13)式：得到自然坐標系下，直流側(cè)中點電壓的離散數(shù)學模型：式中，δvc(k)為自然坐標系下第k個采樣周期直流側(cè)中點電壓采樣值，δvc(k+1)為自然坐標系下第k+1個采樣周期直流側(cè)中點電壓反饋值。2、并網(wǎng)控制目標及參考電流定義2：基頻正序旋轉(zhuǎn)坐標系dq+以相對于αβ坐標系中α軸的角速度ω逆時針旋轉(zhuǎn)；基頻負序旋轉(zhuǎn)坐標系dq-以相對于αβ坐標系中α軸的角速度ω順時針旋轉(zhuǎn)；5倍頻負序旋轉(zhuǎn)坐標系dq5-以相對于αβ坐標系中α軸的角速度5ω順時針旋轉(zhuǎn)；7倍頻正序旋轉(zhuǎn)坐標系dq7+以相對于αβ坐標系中α軸的角速度7ω逆時針旋轉(zhuǎn)，如圖3所示。對(1)式兩端做clark變換，可以得到下式：將α軸量視為向量實部，將β軸量視為向量虛部，(15)式即：又由clark變換性質(zhì)可知，以相對于αβ坐標系中α軸的角速度ω逆時針旋轉(zhuǎn)，以相對于αβ坐標系中α軸的角速度ω順時針旋轉(zhuǎn)，以相對于αβ坐標系中α軸的角速度5ω順時針旋轉(zhuǎn)，以相對于αβ坐標系中α軸的角速度7ω逆時針旋轉(zhuǎn)，如圖3所示，同理對于三相入網(wǎng)電流有結(jié)合定義2可得，與基頻正序旋轉(zhuǎn)坐標系dq+相對靜止，與基頻負序旋轉(zhuǎn)坐標系dq-相對靜止，與5倍頻負序旋轉(zhuǎn)坐標系dq5-相對靜止，與7倍頻正序旋轉(zhuǎn)坐標系dq7+相對靜止。定義3：電網(wǎng)電壓特征值分別為在基頻正序旋轉(zhuǎn)坐標系dq+中d+軸、q+軸上的投影，電網(wǎng)電壓特征值分別為在基頻負序旋轉(zhuǎn)坐標系dq-中d-軸、q-軸上的投影，電網(wǎng)電壓特征值分別為在5倍頻負序旋轉(zhuǎn)坐標系dq5-中d5-軸、q5-軸上的投影，電網(wǎng)電壓特征值分別為在7倍頻正序旋轉(zhuǎn)坐標系dq7+中d7+軸、q7+軸上的投影；同理定義入網(wǎng)電流特征值：由于旋轉(zhuǎn)向量與基頻正序旋轉(zhuǎn)坐標系dq+、旋轉(zhuǎn)向量與基頻負序旋轉(zhuǎn)坐標系dq-、旋轉(zhuǎn)向量與5倍頻負序旋轉(zhuǎn)坐標系dq5-、旋轉(zhuǎn)向量與7倍頻正序旋轉(zhuǎn)坐標系dq7+一一相對靜止，旋轉(zhuǎn)向量在與之相對靜止的旋轉(zhuǎn)坐標系坐標軸上的投影量是直流量，如圖4(a)～(d)所示。將d軸投影量視為向量實部，q軸投影量視為向量虛部，可以得到下式：其中，e-jωt是順時針基頻旋轉(zhuǎn)因子，ejωt是逆時針基頻旋轉(zhuǎn)因子，ej5ωt是逆時針5倍頻旋轉(zhuǎn)因子，e-j7ωt是順時針7倍頻旋轉(zhuǎn)因子。將(16)、(17)、(18)、(19)式整理并帶入(15)式，可以得到：同理將三相入網(wǎng)電流ia、ib、ic整理成(20)式的形式，如(21)式所示：根據(jù)瞬時無功理論，入網(wǎng)瞬時復(fù)功率：其中，p(t)為電網(wǎng)吸收的瞬時有功功率，q(t)為電網(wǎng)吸收的瞬時無功功率，為的共軛向量，將(22)式的實部和虛部分開并整理，可以得到：其中，p0是入網(wǎng)瞬時有功功率中的直流分量，q0是入網(wǎng)瞬時無功功率中的直流分量，pc2、ps2、pc4、ps4、pc6、ps6、pc8、ps8、pc12、ps12是入網(wǎng)瞬時有功功率中含有的高次諧波對應(yīng)的系數(shù)，稱為有功系數(shù)；qc2、qs2、qc4、qs4、qc6、qs6、qc8、qs8、qc12、qs12是入網(wǎng)瞬時無功功率中含有的高次諧波對應(yīng)的系數(shù)，稱為無功系數(shù)，有功系數(shù)、無功系數(shù)、電網(wǎng)電壓特征值、入網(wǎng)電流特征值有如(25)、(26)式所示的關(guān)系：反解(25)、(26)矩陣方程，可以得到與入網(wǎng)電流特征值相對應(yīng)的入網(wǎng)電流參考特征值根據(jù)入網(wǎng)有功給定p0*和入網(wǎng)無功給定q0*，可以確定多種并網(wǎng)控制目標，以及各個目標對應(yīng)的入網(wǎng)電流參考特征值的計算公式。并網(wǎng)控制目標1：消除有功2、4、8次波動，即等價于令：p0＝p0*、q0＝q0*、pc2＝0、ps2＝0、pc4＝0、ps4＝0、pc8＝0、ps8＝0。并網(wǎng)控制目標2：消除無功2、4、8次波動，即等價于令：p0＝p0*、q0＝q0*、qc2＝0、qs2＝0、qc4＝0、qs4＝0、qc8＝0、qs8＝0。其中，(27)、(28)式子中dena與denb如下：并網(wǎng)控制目標3：三相入網(wǎng)電流正弦且平衡，即等價于要求入網(wǎng)電流中只有基頻正序分量。這里有必要指出的是，上述根據(jù)不同目標計算出的不同入網(wǎng)電流參考特征值屬于dq坐標系下的量，需要進行反park變換才能得到αβ坐標系下的入網(wǎng)參考電流i*α、i*β。上述入網(wǎng)電流參考特征值計算公式中涉及到的電網(wǎng)電壓特征值，均如前文所述，本發(fā)明中采用“dsogi-spll+notchfilter”的組合形式對各個電網(wǎng)電壓特征值進行提取，結(jié)構(gòu)如圖5所示。3、預(yù)測計算模型預(yù)測控制屬于最優(yōu)控制范疇，需要定義與被控變量相關(guān)的目標函數(shù)g作為最優(yōu)選擇的依據(jù)，本發(fā)明需要控制三相入網(wǎng)電流ia、ib、ic的clark變換值iα、iβ跟隨入網(wǎng)參考電流i*α、i*β以及抑制直流側(cè)中點電壓δvc，定義目標函數(shù)g如下：其中，λdc為直流側(cè)中點電壓權(quán)重系數(shù)，λdc越大，對δvc抑制效果越好，電流跟蹤效果相對變差；λdc越小，對δvc抑制效果越差，電流跟蹤效果相對變好?？紤]到實際采樣和計算存在延時，本發(fā)明采用兩步預(yù)測法對延時進行補償，基本原理結(jié)合圖6進行說明，x(t)是某一被控變量，x*(t)是該被控變量的參考值，在tk時刻(當前時刻)，第一步：應(yīng)用最優(yōu)開關(guān)態(tài)sopt(k)控制并網(wǎng)逆變器，sopt(k)是上一個采樣周期的存儲值。第二步：基于x(t)的離散預(yù)測模型和sopt(k)，預(yù)測計算被控變量x(t)在tk+1時刻的預(yù)測值。第三步：將tk+1時刻的計算值作為反饋值，結(jié)合三相三電平并網(wǎng)逆變器的27種開關(guān)狀態(tài)與離散預(yù)測模型，計算出被控變量x(t)在tk+2時刻的27個預(yù)測值，并帶入目標函數(shù)g的值越小，說明x(t)越接近x*(t)，因此使目標函數(shù)值最小的開關(guān)狀態(tài)即為最優(yōu)，將該最優(yōu)開關(guān)狀態(tài)作為tk+1時刻的控制輸出，便能夠使tk+2時刻的x(t)最接近于tk+2時刻的x*(t)。例如在圖6中，在tk+2時刻，開關(guān)狀態(tài)s(4)對應(yīng)的x(t)最接近x*(t)，目標函數(shù)g(x(t)，x*(t))的值最小，因此存儲s(4)作為tk+1時刻輸出的最優(yōu)開關(guān)狀態(tài)sopt(k+1)，下一個采樣周期重復(fù)以上的步驟，上述步驟具體可用流程圖7表示。應(yīng)當指出的是，為了減小控制誤差，本發(fā)明在算法中加入對第k個采樣周期電網(wǎng)電壓eα(k)、eβ(k)做一個采樣周期補償，對第k個采樣周期參考電流i*α(k)、i*β(k)做兩個采樣周期補償，如圖7中第2步所示。實施例1實施例1的并網(wǎng)控制目標是消除有功2、4、8次波動，按照圖8所示的基于模型預(yù)測控制的非理想電網(wǎng)條件下npc三相三電平逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)進行了仿真實驗，具體參數(shù)如表1所示。實施例1的仿真結(jié)果如圖9所示，圖9(a)～(d)分別為三相入網(wǎng)電流、直流側(cè)中點電壓、入網(wǎng)瞬時有功功率、入網(wǎng)瞬時無功功率的仿真結(jié)果，從圖9中可以看出，非理想電網(wǎng)條件下的模型預(yù)測控制能夠有效地消除入網(wǎng)有功2、4、8次波動，同時抑制直流側(cè)中點電壓。表1仿真參數(shù)基頻正序分量幅值：320v基頻負序分量幅值：30v5倍頻負序分量幅值：20v7倍頻正序分量幅值：10v基頻50hzvdc800(v)c1(＝c2)500e-6(f)λdc1ts25e-6(s)r1(ω)l4e-3(h)p*010(kw)q*0500(var)實施例2實施例2的并網(wǎng)控制目標是消除無功2、4、8次波動，具體參數(shù)為對表1種做修改p*0＝500w、q*0＝10kvar，其余參數(shù)不變。實施例2的仿真結(jié)果如圖10所示，圖10(a)～(d)分別為三相入網(wǎng)電流、直流側(cè)中點電壓、入網(wǎng)瞬時有功功率、入網(wǎng)瞬時無功功率的仿真結(jié)果，從圖10中可以看出，非理想電網(wǎng)條件下的模型預(yù)測控制能夠有效地消除入網(wǎng)無功2、4、8次波動，同時抑制直流側(cè)中點電壓，此實施例中需要進行大量的無功緩沖，所以直流側(cè)電容電壓幅值波動變大，導致直流側(cè)中點電壓波動變大，如圖10(b)所示。實施例3實施例3的并網(wǎng)控制目標是實現(xiàn)三相入網(wǎng)電流正弦且平衡，具體參數(shù)如表1所示。實施例3的仿真結(jié)果如圖11所示，圖11(a)～(d)分別為三相入網(wǎng)電流、直流側(cè)中點電壓、入網(wǎng)瞬時有功功率、入網(wǎng)瞬時無功功率的仿真結(jié)果，從圖11中可以看出，非理想電網(wǎng)條件下的模型預(yù)測控制能夠有效地實現(xiàn)三相入網(wǎng)電流正弦且平衡，同時抑制直流側(cè)中點電壓。綜上所述，本發(fā)明所采用的模型預(yù)測控制方法，對非理想電網(wǎng)條件下npc三相三電平逆變器進行并網(wǎng)控制，取得了理想的控制效果。當前第1頁12