本發(fā)明涉及一種逆變器的控制方法，特別是一種基于重復(fù)控制和滑?？刂频哪孀兤麟x散控制方法。

背景技術(shù)：

由于結(jié)構(gòu)簡單、控制靈活、適應(yīng)性強等優(yōu)勢，逆變器廣泛應(yīng)用于不間斷電源ups、電機控制、電能質(zhì)量治理以及新能源并網(wǎng)等領(lǐng)域。

目前隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展，大量非線性負(fù)載接入逆變器，這對逆變器的性能提出更高要求。常用逆變器的控制方法有滯環(huán)控制、比例積分（pi）控制、比例諧振（pr）控制、無差拍控制以及重復(fù)控制等。這些方法各有優(yōu)缺點，不能同時具有穩(wěn)態(tài)精度高、動態(tài)響應(yīng)快、魯棒性強的優(yōu)點?；Ｗ兘Y(jié)構(gòu)控制是一種非線性控制方法，通過改變系統(tǒng)結(jié)構(gòu)使系統(tǒng)狀態(tài)按照預(yù)期的滑動模態(tài)軌跡運動，具有動態(tài)響應(yīng)快、對參數(shù)變化和擾動不敏感的優(yōu)點，已廣泛應(yīng)用于逆變器、機器人等控制中。然而由于開關(guān)頻率有限，滑?？刂破鞔嬖诙墩瘳F(xiàn)象，穩(wěn)態(tài)性能不高，并且削弱了其魯棒性以及動態(tài)性能。公開文獻（s.k.gudeyandr.gupta,"recursivefastterminalslidingmodecontrolinvoltagesourceinverterforalow-voltagemicrogridsystem,"ietgeneration,transmission&distribution,vol.10,pp.1536-1543,2016.）采用離散滑?？刂铺岣吡讼到y(tǒng)的動態(tài)性能和魯棒性，但系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)追蹤精度不高。公開文獻（f.j.chang,e.c.chang,t.j.liang,andj.f.chen,"digital-signal-processor-baseddc/acinverterwithintegral-compensationterminalsliding-modecontrol,"ietpowerelectronics,vol.4,pp.159-167,2011）和文獻（x.hao,x.yang,t.liu,l.huang,andw.chen,"asliding-modecontrollerwithmultiresonantslidingsurfaceforsingle-phasegrid-connectedvsiwithanlclfilter,"ieeetransactionsonpowerelectronics,vol.28,pp.2259-2268,2013.）分別通過在滑模面中增加積分器和諧振器，進一步提高了系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)追蹤能力。這些方法在一定程度上改善了滑模控制的穩(wěn)態(tài)追蹤能力，但不能很好的補償非線性負(fù)載導(dǎo)致的輸出電壓畸變。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明要解決的具體技術(shù)問題是：如何補償非線性負(fù)載導(dǎo)致逆變器輸出電壓畸變的問題，并提供一種具有更好的穩(wěn)態(tài)控制精度、更快速動態(tài)響應(yīng)、更強魯棒性能的離散重復(fù)滑?？刂品椒?。

為了解決上述問題，本發(fā)明所采取的技術(shù)方案如下。

一種逆變器離散重復(fù)滑?？刂品椒ǎ隹刂品椒ㄊ菍⒔o定逆變電壓viref(z)與實際逆變電壓vin(z)的差值作為重復(fù)滑?？刂破髡`差e1(z)輸入；將給定逆變電壓viref(z)作為前饋傳遞函數(shù)gfd(z)以及指數(shù)雙冪次趨近率的輸入；將重復(fù)控制器輸出與重復(fù)滑?？刂破髡`差之和作為等效控制下滑模控制器的輸入；將前饋傳遞函數(shù)的輸出、滑模控制器的輸出以及指數(shù)雙冪次趨近率的輸出之和作為逆變環(huán)節(jié)中逆變橋開關(guān)管開通關(guān)斷的控制信號，具體控制方法是按下列步驟進行的：

（1）將逆變器系統(tǒng)電路方程轉(zhuǎn)換為離散域下誤差狀態(tài)空間方程：

其中：e(k)為逆變器在k時刻的跟蹤誤差變量；u(k)為k時刻的控制變量；dd(k)為系統(tǒng)擾動量；xr(k)為逆變器給定量；ad為系統(tǒng)矩陣；bd為輸入矩陣；

（2）選取離散滑模控制的切換函數(shù)，k是切換函數(shù)系數(shù)，其值決定了系統(tǒng)誤差的收斂性和收斂速度，且k＞0；

（3）將重復(fù)控制器嵌入到離散滑?？刂频那跋蛲ǖ乐校@樣系統(tǒng)誤差e(k)變?yōu)椋?/p>

其中：e1(k)，e2(k)分別為電壓誤差和電流電流誤差；z為變換算子；n為載波比；z^-n為周期延遲環(huán)節(jié)；q(z)z^-n為重復(fù)控制內(nèi)模正反饋的系數(shù)；q(z)為小于1的正數(shù)；crc(z)為補償器；

（4）設(shè)計指數(shù)雙冪次趨近率：

其中：s為滑模面函數(shù)；s(k+1)為離散域第k拍滑模面函數(shù)；α、β、ε1、ε2及ρ均為趨近率系數(shù)，需滿足；

（5）根據(jù)上述趨近率，得出逆變器離散重復(fù)滑?？刂品椒刂坡蔀椋?/p>

其中：系統(tǒng)控制律分為三部分：

等效部分：；

非線性部分：；

線性部分：。

在上述技術(shù)方案中，進一步地技術(shù)特征在于：

所述逆變器的控制對象離散域傳遞函數(shù)為：

其中：vdc為直流母線電壓；ts為采樣時間；lf為濾波電感；cf為濾波電容；r為濾波電感寄生電阻；zi為負(fù)載阻抗。

所述逆變器的等效控制下離散域滑模傳遞函數(shù)為：

其中：；k為滑模函數(shù)系數(shù)。

所述逆變器的等效控制下離散域前饋傳遞函數(shù)為：

。

所述逆變器的離散重復(fù)滑?？刂频恼`差傳遞函數(shù)為：

其中：；為離散滑?？刂频恼`差傳遞函數(shù)。

所述逆變器的重復(fù)控制內(nèi)模正反饋環(huán)節(jié)q(z)在連續(xù)域下為：

其中：ζ為阻尼比；τ為超前環(huán)節(jié)時間；其等于二階濾波器滯后的相位；ωn為控制器帶寬。

所述逆變器的重復(fù)控制的補償器為：

其中：gsmc(z)等效控制下離散域滑模傳遞函數(shù)；gp(z)為逆變器控制對象的離散域傳遞函數(shù)。

所述逆變器的控制器穩(wěn)定的條件如下：

（1）閉環(huán)系統(tǒng)h(z)是穩(wěn)定的；

（2）；

（3）；

控制器穩(wěn)定k的取值范圍為：

其中：；。

上述技術(shù)方案與現(xiàn)有技術(shù)相比，本方法重復(fù)控制和滑模控制均在離散域下進行設(shè)計，設(shè)計結(jié)果更符合實際系統(tǒng)；本方法將重復(fù)控制嵌入到離散滑?？刂频恼`差前向通道，能夠增強離散滑?？刂葡到y(tǒng)的穩(wěn)態(tài)性能；本方法采用等效控制和指數(shù)雙冪次趨近率設(shè)計離散重復(fù)滑?？刂破鳎軌蚣涌煜到y(tǒng)動態(tài)響應(yīng)速度；

本方法在滑模函數(shù)中增加狀態(tài)變量誤差的重復(fù)環(huán)節(jié)，能將狀態(tài)變量更好地控制在穩(wěn)定點附近，進一步增強了離散滑模控制的魯棒性能；本方法既結(jié)合了重復(fù)控制穩(wěn)態(tài)精度高的優(yōu)點，又具有滑模控制動態(tài)速度快、魯棒性強的優(yōu)點。

附圖說明

圖1是本發(fā)明的逆變器系統(tǒng)圖。

圖2是本發(fā)明的逆變器離散重復(fù)滑?？刂葡到y(tǒng)圖。

圖3是本發(fā)明的等效控制下離散重復(fù)滑?？刂瓶驁D。

圖4是本發(fā)明的逆變器離散重復(fù)滑?？刂品椒ㄕ`差頻率特性圖。

圖5是本發(fā)明的逆變器穩(wěn)態(tài)實驗波形。

圖6是本發(fā)明的逆變器動態(tài)實驗波形。

圖7是本發(fā)明的逆變器抗母線電壓擾動實驗波形。

圖8是本發(fā)明的逆變器抗電感電壓擾動實驗波形。

具體實施方式

一種逆變器離散重復(fù)滑?？刂品椒?，該控制方法是基于重復(fù)控制和滑?？刂疲^滑?？刂剖窃陔x散域下基于等效控制的方法而設(shè)計；滑?？刂频内吔什捎弥笖?shù)雙冪次趨近率；所謂重復(fù)控制包括重復(fù)內(nèi)模、超前環(huán)節(jié)和補償器，其嵌入到滑?？刂频那跋蛘`差通道中；下面結(jié)合附圖對逆變器離散重復(fù)滑?？刂品椒ㄗ鞒鲞M一步的說明。

附圖1是逆變器系統(tǒng)圖。其中vdc為直流電源；o為直流電源的虛擬中點，n為輸出電壓的中性點；lf為濾波電感，r為濾波電感的寄生電阻；cf為濾波電容；san、sbn、scn、sap、sbp、scp為6個igbt開關(guān)管，通過開關(guān)管的開關(guān)以及l(fā)c的濾波，將直流電源逆變?yōu)檎医涣麟?；za、zb、zc為三相負(fù)載；van、vbn、vcn為逆變器三相輸出電壓；ica、icb、icc為濾波電容電流；ila、ilb、ilc為濾波電感電流。本發(fā)明設(shè)計了一種逆變器離散重復(fù)滑模控制方法，將逆變器三相輸出電壓信號vin和三相濾波電容電流ici輸入到abc/αβ變換器中，得到兩相靜止坐標(biāo)系下的電壓電流反饋信號，將電壓電流給定信號與該信號之差作為系統(tǒng)誤差，即為重復(fù)控制器的輸入，將重復(fù)控制器輸出以及電壓電流給定信號作為滑模控制器的輸入，將滑?？刂破鞯妮敵鼋?jīng)過αβ/abc后得出系統(tǒng)的調(diào)制波信號，調(diào)制波經(jīng)過spwm調(diào)制之后得到開關(guān)信號。系統(tǒng)參數(shù)：vdc=750v，vo=380v，p=6kw，f=50hz，fs=9000，ts=1/9000，lf=2mh，cf=10μf，zi=25ω，r=0.4ω。

根據(jù)附圖1，將濾波電容兩端電壓vin以及濾波電容的濾波電流ici作為系統(tǒng)變量，可以得到逆變器連續(xù)域狀態(tài)空間方程：

本發(fā)明數(shù)字控制器的采樣頻率等于電路的開關(guān)頻率，且遠大于輸出電壓頻率表，故可采用差商來替代微分的方法將逆變器連續(xù)域狀態(tài)控制方程離散化

其中，；

；

。

本發(fā)明中：

。

在離散域下，選取輸出電壓差e1以及濾波電容電流差e2作為誤差狀態(tài)方程的狀態(tài)變量：

其中，當(dāng)i=α?xí)r，；

當(dāng)i=β時，；

v為輸出電壓的幅值，ω為輸出電壓的角頻率。本發(fā)明中v為311，ω為100π，ts為1/9000。

由上述推導(dǎo)得出系統(tǒng)誤差狀態(tài)方程：

將重復(fù)控制器嵌入到離散滑?？刂频那跋蛲ǖ乐校@樣系統(tǒng)誤差e(k)變?yōu)椋?/p>

選取離散重復(fù)滑?？刂频那袚Q函數(shù)為：

其中，本發(fā)明中k為0.15。

設(shè)計指數(shù)雙冪次趨近率為

其中，本發(fā)明中α=0.1，β=1.5，ε1=100000，ε2=20，ρ=500000。

可得出逆變器離散重復(fù)滑模控制方法控制律為

根據(jù)上式可得出逆變器離散重復(fù)滑?？刂葡到y(tǒng)，如附圖2所示。其中控制律包括三部分等效部分ueq，線性部分ul，非線性部分un。

當(dāng)忽略控制律中的線性部分和非線性部分，采用等效控制方法，離散重復(fù)滑?？刂破骺杀徽J(rèn)為是線性控制器，如附圖3所示，其中重復(fù)控制環(huán)節(jié)嵌入到滑模控制誤差前向通道中。因此，將重復(fù)滑?？刂品椒☉?yīng)用到逆變器后，輸出電壓誤差與電壓參考間的傳遞函數(shù)g為

其中，，為滑模控制下誤差傳遞函數(shù)。

假定離散滑?？刂破魇欠€(wěn)定的（即h(z)是穩(wěn)定的），且，，則離散滑?？刂破鞯姆€(wěn)態(tài)誤差erc能夠趨近于零。但是，在實際系統(tǒng)中，系統(tǒng)參數(shù)偏移和外部干擾是不可避免的，因此上述條件很難保證一直成立，故將上述等式轉(zhuǎn)換為

為了抑制高頻諧波干擾和相位偏移，q(z)需具有低通濾波器特性，且在低頻處具有零增益零相移特性。為了滿足該要求，q(z)可被設(shè)計為

其中，阻尼比ζ選為0.707，超前時間τ等于二階濾波器滯后的相位，這確保了低通濾波器在低頻處實現(xiàn)零相移特性。帶寬影響系統(tǒng)特性，通過實驗調(diào)試來確定系統(tǒng)帶寬頻率ωn。采用零階保持器方法將q(s)離散后可得到q(z)。本發(fā)明中，τ=0.0001125，ωn=4000π，。同時可確定crc(z)為：

其中，本發(fā)明

。

為實現(xiàn)上述控制器穩(wěn)定性，還需滿足閉環(huán)系統(tǒng)h(z)是穩(wěn)定的，可通過設(shè)計合適的k來滿足h(z)是穩(wěn)定的。簡化h(z)，可得到閉環(huán)傳遞函數(shù)的特征方程w(z)為

其中，，。采用直接判別法可得出k的取值范圍為，本發(fā)明中k取0.15。

經(jīng)過上述設(shè)計后，本發(fā)明的逆變器離散重復(fù)滑?？刂品椒ㄕ`差頻率特性圖如附圖4所示。由圖可見，較滑?？刂葡啾?，本發(fā)明在工頻以及諧振頻率處均具有極高的衰減增益，體現(xiàn)了其具有穩(wěn)態(tài)精度高的優(yōu)點。

實驗從穩(wěn)態(tài)、動態(tài)以及魯棒性方面來驗證本發(fā)明的性能。

附圖5為本發(fā)明的穩(wěn)態(tài)實驗波形，其驗證了該方法使系統(tǒng)有較高的穩(wěn)態(tài)控制精度。在逆變器接入6kw阻性負(fù)載條件下，進行了該實驗。從附圖5可看出，逆變電壓正弦度很好，thd僅為1.0%，并且穩(wěn)態(tài)精度較高，誤差在±0.8v以內(nèi)。

附圖6為本發(fā)明的動態(tài)實驗波形，其驗證了該方法使系統(tǒng)有快速的動態(tài)響應(yīng)性能。當(dāng)逆變器接入空載向6kw線性負(fù)載切換時，本發(fā)明僅需0.3ms左右的調(diào)整時間。

附圖7為本發(fā)明的抗母線電壓擾動實驗波形，其驗證了該方法使系統(tǒng)具有較強的抗母線電壓擾動能力。在母線電壓從750v升為800v條件下，進行了該實驗。從附圖7可看出，三相輸出基本無波動。

附圖8為本發(fā)明的抗電感擾動實驗波形，其驗證了該方法使系統(tǒng)具有較強的抗電感擾動能力。在系統(tǒng)濾波電感從2.0mh變化為1.5mh條件下，進行了該實驗。從圖8可看出，輸出電壓thd僅從1.0%變?yōu)?.1%。