本發(fā)明涉及一種微波整流電路，具體涉及一種采用復(fù)阻抗壓縮網(wǎng)絡(luò)的雙頻整流電路。

背景技術(shù)：

無線能量傳輸分為短程傳輸方式、中程傳輸方式和遠(yuǎn)程傳輸方式三種類型。遠(yuǎn)程傳輸所應(yīng)用的技術(shù)是微波無線能量傳輸技術(shù)(mpt:microwavepowertransmission)。微波無線能量傳輸系統(tǒng)先將直流電能變換為微波能量，再通過發(fā)射機定向發(fā)射到接收端，接收端將接收到的微波信號整流為直流電為負(fù)載傳輸電能，經(jīng)歷了電能——微波——電能的轉(zhuǎn)換過程，從而實現(xiàn)非物理連接式能量傳輸。微波無線傳輸具有距離遠(yuǎn)，大規(guī)模，能改變傳輸方向，在空氣中衰減小，不易受環(huán)境影響等優(yōu)點。

對于微波無線能量傳輸系統(tǒng)來說，整流電路是其中重要的一環(huán)。整個系統(tǒng)的能量傳輸效率很大程度上取決于整流電路的效率，因此，很多研究致力于提高整流電路的效率，以此提高整個無線能量傳輸系統(tǒng)的性能。然而，在微波輸能系統(tǒng)中，接收端的整流天線接收到的功率并不是恒定不變的，而是會受到傳輸路徑上的損耗、多徑反射等的影響，接收到的電磁波會發(fā)生變化。當(dāng)整流電路的輸入功率發(fā)生變化的時候，由于整流裝置的非線性，其輸入阻抗會發(fā)生很大的變化，引起阻抗失配并降低整流效率。傳統(tǒng)的整流電路都是優(yōu)化設(shè)計在特定的輸入功率下，功率變化時整流效率易受影響。因此，整流電路在輸入功率變化時效率下降非?？臁?/p>

技術(shù)實現(xiàn)要素：

為了克服現(xiàn)有技術(shù)存在的缺點與不足，本發(fā)明提供一種采用復(fù)阻抗壓縮網(wǎng)絡(luò)的雙頻整流電路。

本發(fā)明由一個雙頻復(fù)阻抗壓縮網(wǎng)絡(luò)連接兩個整流支路構(gòu)成。當(dāng)輸入功率發(fā)生變化時，整流支路由于整流二極管的非線性特性，輸入阻抗會發(fā)生變化，進(jìn)而導(dǎo)致阻抗失配，降低整流效率。通過采用雙頻復(fù)阻抗壓縮網(wǎng)絡(luò)，能減小整流支路輸入阻抗(復(fù)阻抗)的變化范圍，提高電路在不同功率下的匹配性能和整流效率。不僅如此，采用該雙頻復(fù)阻抗壓縮網(wǎng)絡(luò)的整流電路能夠?qū)崿F(xiàn)雙頻整流，并且在兩個工作頻率上都能在寬功率范圍實現(xiàn)高效率整流。

本發(fā)明采用如下技術(shù)方案：

一種采用復(fù)阻抗壓縮網(wǎng)絡(luò)的雙頻整流電路，包括上層微帶結(jié)構(gòu)、中間介質(zhì)基板和底層金屬地板，所述上層微帶結(jié)構(gòu)印制在中間介質(zhì)基板的上表面，所述底層金屬地板印制在中間介質(zhì)基板的下表面，所述上層微帶結(jié)構(gòu)由一個雙頻復(fù)阻抗壓縮網(wǎng)絡(luò)i、第一整流支路ii及第二整流支路iii構(gòu)成；

所述雙頻復(fù)阻抗壓縮網(wǎng)絡(luò)i由雙頻匹配網(wǎng)絡(luò)和雙頻阻抗調(diào)控網(wǎng)絡(luò)級聯(lián)構(gòu)成，所述雙頻匹配網(wǎng)絡(luò)由第一微帶線1、第二微帶線2及第三微帶線3構(gòu)成，所述第二微帶線2及第三微帶線3與第一微帶線1垂直連接，，所述雙頻阻抗調(diào)控網(wǎng)絡(luò)由第一路徑和第二路徑并聯(lián)而成，所述第一路徑由第四微帶線4、第五微帶線5和第六微帶線6構(gòu)成，所述第五微帶線5及第六微帶線6與第四微帶線4垂直連接，所述第一微帶線1分別與第四微帶線4及第二路徑連接；

所述第一路徑與第一整流支路ii連接，第二路徑與第二整流支路iii連接。

所述第二微帶線2及第三微帶線3的結(jié)構(gòu)及尺寸完全相同，且加載在第一微帶線1同一側(cè)的兩端；

所述第五微帶線5及第六微帶線6的結(jié)構(gòu)及尺寸完全相同，且分別加載在第四微帶線4同一側(cè)的兩端。

所述第一整流支路ii由隔直流通交流的第一電容7、第一整流部分、第一諧波抑制網(wǎng)絡(luò)及第一負(fù)載端構(gòu)成；

所述第一整流部分由第八微帶線8、第一整流管9、第二整流管10和第十一微帶線11連接構(gòu)成，所述第一整流管9和第二整流管10的正極分別與第八微帶線8和第十一微帶線11相連，所述第一整流管9及第二整流管10的負(fù)極均加載在第十二微帶線12與第一電容7一端的連接處，所述第一電容7的另一端與第四微帶線4連接，所述第八微帶線8和第十一微帶線11末端分別通過金屬化過孔連接到底層金屬地板；

所述第一諧波抑制網(wǎng)絡(luò)包括第十二微帶線12、分別用于抑制第一工作頻率的二次諧波和基波的第十三微帶線13和第十五微帶線15，以及分別用于抑制第二工作頻率的二次諧波和基波的第十四微帶線14和第十六微帶線16，其中第十三微帶線13和第十五微帶線15垂直加載在第十二微帶線12的一側(cè)，第十四微帶線14和第十六微帶線16垂直加載在第十二微帶線12的另一側(cè)；

所述第一負(fù)載端由第一電阻17和第十八微帶線18構(gòu)成，所述第一電阻17連接在第十二微帶線12與第十八微帶線18之間，所述第十八微帶線18通過金屬化過孔連接底層金屬地板。

所述第二整流支路iii由隔直流通交流的第二電容19、第二整流部分、第二諧波抑制網(wǎng)絡(luò)及第二負(fù)載端構(gòu)成；

所述第二整流部分由第二十微帶線20、第三整流管21、第四整流管22和第二十三微帶線23連接構(gòu)成，所述第三整流管21和第四整流管22的正極分別與第二十微帶線20和第二十三微帶線23相連，所述第三整流管21和第四整流管22的負(fù)極均加載在第二十四微帶線24與第二電容19一端的連接處，所述第二電容19的另一端與第二路徑連接，所述第二十微帶線20和第二十三微帶線23末端分別通過金屬化過孔連接到底層金屬地板；

所述第二諧波抑制網(wǎng)絡(luò)包括第二十四微帶線24、分別用于抑制第一工作頻率的二次諧波和基波的第二十五微帶線25和第二十七微帶線27，以及分別用于抑制第二工作頻率的二次諧波和基波的第二十六微帶線26和第二十八微帶線28，其中第二十五微帶線25和第二十七微帶線27垂直加載在第二十四微帶線24的一側(cè)，第二十六微帶線26和第二十八微帶線28垂直加載在第二十四微帶線24的另一側(cè)；

所述第二負(fù)載端由第二電阻29和第三十微帶線30構(gòu)成，所述第二電阻29連接在第二十四微帶線24與第三十微帶線30之間，所述第三十微帶線30通過金屬化過孔連接底層金屬地板。

所述第一整流管9和第二整流管10均由兩個二極管共陰極封裝而成。

所述第一諧波抑制網(wǎng)絡(luò)中的第十三微帶線13和第十五微帶線15分別為第一工作頻率的二次諧波和基波的四分之一波長開路枝節(jié)線，第十四微帶線14為第二工作頻率二次諧波的四分之三波長開路枝節(jié)線，第十六微帶線16為第二工作頻率基波的四分之一波長開路枝節(jié)線。

所述第二整流部分的第三整流管21和第四整流管22均由兩個二極管共陰極封裝而成。

所述第二諧波抑制網(wǎng)絡(luò)中的第二十五微帶線25和第二十七微帶線27分別為第一工作頻率的二次諧波和基波的四分之一波長開路枝節(jié)線，第二十六微帶線26為第二工作頻率二次諧波的四分之三波長開路枝節(jié)線，第二十八微帶線28為第二工作頻率基波的四分之一波長開路枝節(jié)線。

所述雙頻復(fù)阻抗壓縮網(wǎng)絡(luò)i的雙頻阻抗調(diào)控網(wǎng)絡(luò)在兩個工作頻率上均等效于一條滿足以下公式的微帶線，其特性阻抗zicn，電長度θicn：

其中zl0是從第一電容7往負(fù)載端看過去的等效阻抗，xl0是zl0的虛部，當(dāng)zicn和θicn滿足關(guān)系上式時，該等效的微帶線能使兩個整流路徑的阻抗具有相反的相位，并在兩個整流路徑并聯(lián)后減小總輸入阻抗的變化范圍。

所述雙頻阻抗調(diào)控網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計公式如下：

其中zb是第四微帶線4的特性阻抗，θb1和θb2分別是第四微帶線4在工作頻率f1和f2時對應(yīng)的電長度；za是第五和第六微帶線5、6的特性阻抗，θa1和θa2分別是第五和第六微帶線5、6在工作頻率f1和f2時對應(yīng)的電長度；當(dāng)雙頻阻抗調(diào)控網(wǎng)絡(luò)滿足以上公式時，能使電路能在兩個工作頻率(f1和f2)上實現(xiàn)復(fù)阻抗壓縮。

本發(fā)明的有益效果：

(1)本發(fā)明通過在兩個整流支路前連接一個雙頻復(fù)阻抗壓縮網(wǎng)絡(luò)，減小隨輸入功率變化的輸入阻抗變化的范圍，提高電路匹配性能，使整個整流電路能在很寬的輸入功率范圍內(nèi)獲得高整流效率；

(2)本發(fā)明提出的采用復(fù)阻抗壓縮網(wǎng)絡(luò)的雙頻整流電路，能夠在兩個頻率上實現(xiàn)高效率整流，且在兩個工作頻率上都能拓寬工作功率范圍；

(3)本發(fā)明提出的采用復(fù)阻抗壓縮網(wǎng)絡(luò)的雙頻整流電路，相比于已有的基于實阻抗壓縮網(wǎng)絡(luò)的整流電路，不需要額外的輔助電路，因此設(shè)計靈活性更高，應(yīng)用范圍更廣，且體積更小，結(jié)構(gòu)更加簡潔。

附圖說明

圖1是本發(fā)明的結(jié)構(gòu)圖；

圖2是本發(fā)明實施例的示意圖；

圖3是雙頻復(fù)阻抗壓縮網(wǎng)絡(luò)的特性圖；

圖4是本發(fā)明實施例在不同輸入功率下，與不帶復(fù)阻抗壓縮網(wǎng)絡(luò)的普通雙頻整流電路的仿真效率比較圖；

圖5是本發(fā)明實施例在不同頻率下的仿真與測量效率圖；

圖6是本發(fā)明實施例在不同輸入功率下的仿真與測量效率圖。

具體實施方式

下面結(jié)合實施例及附圖，對本發(fā)明作進(jìn)一步地詳細(xì)說明，但本發(fā)明的實施方式不限于此。

實施例

如圖1所示，一種采用復(fù)阻抗壓縮網(wǎng)絡(luò)的雙頻整流電路，包括上層微帶結(jié)構(gòu)、中間介質(zhì)基板和底層金屬地板，所述上層微帶結(jié)構(gòu)印制在中間介質(zhì)基板的上表面，所述底層金屬地板印制在中間介質(zhì)基板的下表面，所述上層微帶結(jié)構(gòu)由一個雙頻復(fù)阻抗壓縮網(wǎng)絡(luò)i、第一整流支路ii及第二整流支路iii構(gòu)成；

所述雙頻復(fù)阻抗壓縮網(wǎng)絡(luò)i由雙頻匹配網(wǎng)絡(luò)和雙頻阻抗調(diào)控網(wǎng)絡(luò)級聯(lián)構(gòu)成，所述雙頻匹配網(wǎng)絡(luò)由第一微帶線1和與第一微帶線1垂直連接的第二微帶線2和第三微帶線3構(gòu)成，所述雙頻阻抗調(diào)控網(wǎng)絡(luò)由第一路徑和第二路徑并聯(lián)而成，所述第一路徑由第四微帶線4和與第四微帶線4垂直連接的第五微帶線5和第六微帶線6構(gòu)成，所述第一微帶線1分別與第四微帶線4及第二路徑連接。

所述雙頻復(fù)阻抗壓縮網(wǎng)絡(luò)i的第一路徑與第一整流支路ii相連，所述雙頻復(fù)阻抗壓縮網(wǎng)絡(luò)i的第二路徑與第二整流支路iii相連。當(dāng)輸入功率發(fā)生變化時，由于整流二極管的非線性特性，兩個整流支路的輸入阻抗會發(fā)生變化，導(dǎo)致阻抗失配并降低整流效率。通過采用雙頻復(fù)阻抗壓縮網(wǎng)絡(luò)i，能在兩個工作頻率上同時減小輸入阻抗的變化范圍，提高匹配性能和整流效率，從而在兩個工作頻率上都能在寬功率范圍內(nèi)實現(xiàn)高效率整流。

第二微帶線2和第三微帶線3的結(jié)構(gòu)及尺寸完全相同，且分別加載到第一微帶線1同一側(cè)的兩端。所述第五微帶線5和第六微帶線6的結(jié)構(gòu)及尺寸完全相同，且分別加載到第四微帶線4的同一側(cè)的兩端。

如圖2所示，本發(fā)明提出的方法中，在單個頻率上等效于通過一條微帶線(特性阻抗zicn，電長度θicn)將第一整流支路ii的輸入阻抗的相位轉(zhuǎn)換成與第二整流支路iii相反。利用它們的相位補償特性，當(dāng)兩個整流路徑并聯(lián)時，能減小總輸入阻抗的變化范圍。該微帶線的設(shè)計公式如下

其中復(fù)阻抗zl0是阻抗變化范圍的中值，且zl0＝rl0+jxl0。圖3所示為采用的復(fù)阻抗壓縮網(wǎng)絡(luò)i的特性圖。對于一個變化的阻抗(實部rl∈[1ω,1000ω]，虛部xl∈[-50ω,100ω])，經(jīng)過復(fù)阻抗壓縮網(wǎng)絡(luò)i后，其變化范圍能被大幅度縮小(實部re{zin}∈[17ω,70ω]，虛部im{zin}∈[-10ω,63ω])，有利于提高電路匹配性能。在整流電路設(shè)計中，通過阻抗調(diào)控網(wǎng)絡(luò)后的輸入阻抗采用另一條微帶線(特性阻抗zm，電長度θm)匹配到輸入端口。

為了進(jìn)行雙頻化設(shè)計，本發(fā)明采用一個特殊設(shè)計的pi網(wǎng)絡(luò)去替代這兩條微帶線，使電路能在兩個工作頻率(f1和f2)上實現(xiàn)復(fù)阻抗壓縮和匹配。設(shè)計公式如下：

根據(jù)公式(2)-(5)可求出所述雙頻阻抗調(diào)控網(wǎng)絡(luò)，根據(jù)公式(6)-(9)可求出所述雙頻匹配網(wǎng)絡(luò)，綜上，所述雙頻復(fù)阻抗壓縮網(wǎng)絡(luò)i可通過以上公式求得。在進(jìn)行雙頻化設(shè)計之前，需要先對整流支路的輸入阻抗進(jìn)行調(diào)整，使其在兩個工作頻率上具有相近的阻抗變化范圍。

所述第一整流支路ii由隔直流通交流的第一電容7、第一整流部分、第一諧波抑制網(wǎng)絡(luò)及第一負(fù)載端構(gòu)成。

所述第一整流部分由第八微帶線8、第一整流管9、第二整流管10和第十一微帶線11連接構(gòu)成。所述第一整流管9和第二整流管10的正極分別與第八微帶線8和第十一微帶線11相連；所述第一整流管9及第二整流管10的負(fù)極均加載在第十二微帶線12與第一電容7一端的連接處。所述第一電容7的另一端與第四微帶線4連接；所述第八微帶線8和第十一微帶線11末端分別通過金屬化過孔連接到底層金屬地板；所述第一整流管9和第二整流管10均由兩個二極管共陰極封裝而成。

所述第一諧波抑制網(wǎng)絡(luò)由第十二微帶線12和垂直加載在第十二微帶線12上的第十三微帶線13、第十四微帶線14、第十五微帶線15和第十六微帶線16構(gòu)成。其中第十三微帶線13和第十五微帶線15加載在第十二微帶線12的一側(cè)，分別用于抑制第一工作頻率的二次諧波和基波；第十四微帶線14和第十六微帶線16加載在第十二微帶線12的另一側(cè)，分別用于抑制第二工作頻率的二次諧波和基波。進(jìn)一步的，第十三微帶線13和第十五微帶線15分別為第一工作頻率的二次諧波和基波的四分之一波長開路枝節(jié)線；第十四微帶線14為第二工作頻率二次諧波的四分之三波長開路枝節(jié)線；第十六微帶線16為第二工作頻率基波的四分之一波長開路枝節(jié)線。

所述第一負(fù)載端由第一電阻17和第十八微帶線18構(gòu)成，所述第一電阻17連接在第十二微帶線12與第十八微帶線18之間，所述第十八微帶線18通過金屬化過孔連接底層金屬地板。

所述第二整流支路iii由隔直流通交流的第二電容19、第二整流部分、第二諧波抑制網(wǎng)絡(luò)及第二負(fù)載端構(gòu)成。

所述第二整流部分由第二十微帶線20、第三整流管21、第四整流管22和第二十三微帶線23連接構(gòu)成。所述第三整流管21和第四整流管22的正極分別與第二十微帶線20和第二十三微帶線23相連，所述第三整流管21和第四整流管22的負(fù)極均加載在第二十四微帶線24與第二電容19一端的連接處。所述第二電容19的另一端與第二路徑連接；所述第二十微帶線20和第二十三微帶線23末端分別通過金屬化過孔連接到底層金屬地板；所述整流部分的第三整流管21和第四整流管22均由兩個二極管共陰極封裝而成。

所述第二諧波抑制網(wǎng)絡(luò)由第二十四微帶線24和垂直加載在第二十四微帶線24上的第二十五微帶線25、第二十六微帶線26、第二十七微帶線27和第二十八微帶線28構(gòu)成。其中第二十五微帶線25和第二十七微帶線27加載在第二十四微帶線24的一側(cè)，分別用于抑制第一工作頻率的二次諧波和基波；第二十六微帶線26和第二十八微帶線28加載在第二十四微帶線24的另一側(cè)，分別用于抑制第二工作頻率的二次諧波和基波。進(jìn)一步的，所述第二十五微帶線25和第二十七微帶線27分別為第一工作頻率的二次諧波和基波的四分之一波長開路枝節(jié)線；第二十六微帶線26為第二工作頻率二次諧波的四分之三波長開路枝節(jié)線；第二十八微帶線28為第二工作頻率基波的四分之一波長開路枝節(jié)線。

所述第二負(fù)載端由第二電阻29和第三十微帶線30構(gòu)成，所述第二電阻29連接在第二十四微帶線24與第三十微帶線30之間，所述第三十微帶線30通過金屬化過孔連接底層金屬地板。

本實施例中采用復(fù)阻抗壓縮網(wǎng)絡(luò)的雙頻整流電路的結(jié)構(gòu)如圖1所示，以下僅僅為本發(fā)明的一個實例。本實例設(shè)計了一個工作在2.45ghz和5.8ghz的采用復(fù)阻抗壓縮網(wǎng)絡(luò)的雙頻整流電路，兩個工作頻率分別為2.45ghz和5.8ghz，本實例中選擇的二極管型號是安華高公司的hsms-286f,所用的介質(zhì)基板為rogers5880,其厚度為31mil，介電常數(shù)為2.2。具體電路尺寸選擇如下：第一微帶線的長＝14mm，寬＝2.3mm；第二微帶線的長＝11.7mm，寬＝0.4mm；第三微帶線的長＝11.7mm，寬＝0.4mm；第四微帶線的長＝14mm，寬＝1.5mm；第五微帶線的長＝13.7mm，寬＝0.3mm；第六微帶線的長＝13.7mm，寬＝0.3mm；第八微帶線的長＝14.1mm，寬＝3mm；第十一微帶線的長＝14.1mm，寬＝3mm；第十二微帶線的長＝46.1mm，寬＝2.4mm；第十三微帶線的長＝11.2mm，寬＝4.8mm；第十四微帶線的長＝14.1mm，寬＝4.8mm；第十五微帶線的長＝22.3mm，寬＝2.4mm；第十六微帶線的長＝9.4mm，寬＝2.4mm；第十八微帶線的長＝1.6mm，寬＝1.6mm；第二十微帶線的長＝14.1mm，寬＝3mm；第二十三微帶線的長＝14.1mm，寬＝3mm；第二十四微帶線的長＝46.1mm，寬＝2.4mm；第二十五微帶線的長＝11.2mm，寬＝4.8mm；第二十六微帶線的長＝14.1mm，寬＝4.8mm；第二十七微帶線的長＝22.3mm，寬＝2.4mm；第二十八微帶線的長＝9.4mm，寬＝2.4mm；第三十微帶線的長＝1.6mm，寬＝1.6mm；第一電容＝330pf，第二電容＝330pf；第一電阻＝360ω，第二電阻＝360ω。電路整體尺寸為82.3mm×67.5mm。

圖3所示是雙頻復(fù)阻抗壓縮網(wǎng)絡(luò)的特性圖。圖中橫坐標(biāo)數(shù)字表示阻抗實部，縱坐標(biāo)數(shù)字表示阻抗虛部，單位為ω。橫線部分表示加入復(fù)阻抗壓縮之前的阻抗變化范圍，實部rl∈[1ω,1000ω]，虛部xl∈[-50ω,100ω]。加入復(fù)阻抗壓縮網(wǎng)絡(luò)i后，大部分輸入阻抗集中在實部re{zin}∈[17ω,70ω]，虛部im{zin}∈[-10ω,63ω]的范圍內(nèi)，其變化范圍被大幅度縮小。

圖4所示是本發(fā)明實施例在不同輸入功率下，與不帶復(fù)阻抗壓縮網(wǎng)絡(luò)的普通雙頻整流電路的仿真效率比較圖。圖中縱坐標(biāo)數(shù)字表示整流效率，單位為％。仿真結(jié)果顯示，在2.45ghz工作頻率下，本發(fā)明提出的帶復(fù)阻抗壓縮網(wǎng)絡(luò)的整流電路與不帶復(fù)阻抗壓縮網(wǎng)絡(luò)的普通整流電路相比，整流效率高于50％以上的輸入功率范圍拓寬了5.2db。在5.8ghz工作頻率下，則拓寬了3.6db。同時也可以看到，在低輸入功率范圍內(nèi)，本發(fā)明提出的帶復(fù)阻抗壓縮網(wǎng)絡(luò)的整流電路能實現(xiàn)更高的效率。在輸入功率高于最高效率對應(yīng)的功率后，二極管被擊穿，此時二極管本身損耗遠(yuǎn)大于匹配損耗，因此效率沒有提升，屬于正常情況。

圖5和圖6所示分別是本發(fā)明實施例在不同頻率下和不同輸入功率下的仿真與測量效率圖。圖中縱坐標(biāo)數(shù)字表示整流效率，單位為％。測試結(jié)果顯示，本發(fā)明實施例能在2.45ghz和5.8ghz兩個工作頻率上實現(xiàn)高效率整流。而且，工作在2.45ghz時在2dbm到20.7dbm輸入功率范圍內(nèi)整流效率高于50％；工作在5.8ghz時在10.6dbm到19.9dbm輸入功率范圍內(nèi)整流效率高于50％。測試結(jié)果與仿真結(jié)果相符合，效率的稍微偏差是由電路加工誤差和二極管模型精確度不夠引起的，屬于可接受范圍。以上測試結(jié)果證明了本發(fā)明設(shè)計理論的正確性和可行性。

綜上所述，本發(fā)明提出了一種采用復(fù)阻抗壓縮網(wǎng)絡(luò)的雙頻整流電路，該電路不僅能夠?qū)崿F(xiàn)雙頻整流，還能在兩個工作頻率上同時拓寬工作功率范圍，在很寬的輸入功率范圍內(nèi)保持高整流效率。該發(fā)明適合應(yīng)用于無線能量傳輸系統(tǒng)的接收端，以減小對輸入功率變化的敏感性。

上述實施例為本發(fā)明較佳的實施方式，但本發(fā)明的實施方式并不受所述實施例的限制，其他的任何未背離本發(fā)明的精神實質(zhì)與原理下所作的改變、修飾、替代、組合、簡化，均應(yīng)為等效的置換方式，都包含在本發(fā)明的保護(hù)范圍之內(nèi)。