本發(fā)明涉及電力電子變換器技術(shù)領(lǐng)域，尤其涉及一種升壓逆變器。

背景技術(shù)：

現(xiàn)有技術(shù)中的直流電壓轉(zhuǎn)換成交流電壓時，多采用直流升壓和逆變組合的兩級方式實現(xiàn)，由前級dc/dc、后級dc/ac兩級式級聯(lián)逆變器可將直流電壓轉(zhuǎn)換成交流電壓。然而，兩級式級聯(lián)逆變器所需器件多、體積重量大、轉(zhuǎn)換效率低且為實現(xiàn)系統(tǒng)穩(wěn)定運行，前級與后級之間的匹配調(diào)節(jié)較為復(fù)雜?，F(xiàn)有非隔離型傳統(tǒng)橋式升壓逆變器還存在高頻漏電流問題，高頻漏電流不僅會帶來傳導(dǎo)和輻射干擾，增加進網(wǎng)電流諧波含量和系統(tǒng)損耗，而且會危及到相關(guān)設(shè)備和人員安全。

《中國電機工程學(xué)報》，第34卷第6期，公開日為2014年2月25日，公開了論文《一種新型單級非隔離雙cuk逆變器》，作者：王立喬，王欣，仇雷，該逆變器是將兩個改進的cuk直流變換器通過輸入串聯(lián)、輸出并聯(lián)的組合而成的。借助于cuk直流變換器的升降壓能力，使得該逆變器可以適應(yīng)于寬范圍變化的輸入直流電壓。該逆變器具有升降壓能力，適用于輸入電壓寬范圍波動的應(yīng)用場合；通過設(shè)置適當(dāng)?shù)恼{(diào)節(jié)器，該逆變器可以獲得良好的動、靜態(tài)性能。其不足之處在于：該電路需要2個獨立的輸入電源，電源利用率低，需要2個獨立的升壓電感，增加了電路體積，且該電路中交流輸出側(cè)與其中一個輸入電源不共地，易引起共模干擾，存在漏電流問題，增加電網(wǎng)諧波含量和系統(tǒng)損耗。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

1.發(fā)明要解決的技術(shù)問題

針對現(xiàn)有技術(shù)的升壓逆變器存在高頻漏電流、轉(zhuǎn)換效率低的問題，本發(fā)明提供了一種升壓逆變器。它的轉(zhuǎn)換效率高，且不存在高頻漏電流。

2.技術(shù)方案

為解決上述問題，本發(fā)明提供的技術(shù)方案為：

一種升壓逆變器，電源uin的正極與升壓電感l(wèi)的一端連接，uin的負極接地，升壓電感l(wèi)的另一端與開關(guān)管s1的第一端、開關(guān)管s2的第一端和電容c2的一端連接，開關(guān)管s1的第二端接地，電容c2的另一端與開關(guān)管s4的第一端和開關(guān)管s6的第二端連接，開關(guān)管s4的第二端接地。開關(guān)管s2的第二端與電容c1的一端和開關(guān)管s3的第一端連接，電容c1的另一端接地，開關(guān)管s3的第二端與開關(guān)管s6的第一端、開關(guān)管s5的第二端連接，開關(guān)管s5的第一端接地。在逆變的同時，實現(xiàn)了升壓，轉(zhuǎn)換效率高，且有效抑制了高頻漏電流。

優(yōu)選地，開關(guān)管s5的第二端和開關(guān)管s5的第一端分別與濾波器的輸入端連接。用以濾除交流輸出電壓中的諧波。

優(yōu)選地，開關(guān)管s5的第二端和濾波電感l(wèi)o的一端連接，開關(guān)管s5的第一端接地，濾波電感l(wèi)o的另一端與濾波電容co的一端和電阻rl或電網(wǎng)的一端連接，濾波電容co的另一端與電阻rl或電網(wǎng)的另一端均接地。采用lc濾波器對輸出端進行濾波，降低諧波損耗。

優(yōu)選地，所述的開關(guān)管為igbt器件。

優(yōu)選地，所述的開關(guān)管為mosfet器件。

優(yōu)選地，還包括二極管d，電源uin的正極與二極管d的陽極連接，二極管d的陰極與升壓電感l(wèi)的一端連接。

3.有益效果

采用本發(fā)明提供的技術(shù)方案，與現(xiàn)有技術(shù)相比，具有如下有益效果：

(1)本發(fā)明的一種升壓逆變器，直流輸入側(cè)與交流輸出側(cè)共地，避免了共模干擾，不存在漏電流；

(2)本發(fā)明的一種升壓逆變器，由于通過無體二極管的單向流動開關(guān)管來續(xù)流，有效地降低了開關(guān)損耗，使得系統(tǒng)的效率得到了提高；

(3)本發(fā)明的一種升壓逆變器，在每個工作模態(tài)中，僅有兩個開關(guān)管工作，減小了開關(guān)管的導(dǎo)通損耗；

(4)本發(fā)明的一種升壓逆變器，可同時實現(xiàn)升壓與逆變功率變換過程，減少了儲能器件的數(shù)量，降低了系統(tǒng)的體積，因此系統(tǒng)的集成度和變換效率都得到了有效的改善；

(5)本發(fā)明的一種升壓逆變器，由于電容電壓不能突變，故電容c1與電容c2對輸入電壓擾動有抑制作用，輸出為交流，因此電容c1與電容c2的取值也較為靈活；

(6)本發(fā)明的一種升壓逆變器，具有結(jié)構(gòu)簡單、易于實現(xiàn)等優(yōu)點。

附圖說明

圖1為本發(fā)明的電路結(jié)構(gòu)圖；

圖2為本發(fā)明的調(diào)制策略示意圖；

圖3為本發(fā)明的電路模態(tài)一；

圖4為本發(fā)明的電路模態(tài)二；

圖5為本發(fā)明的電路模態(tài)三；

圖6為本發(fā)明的電路模態(tài)四；

圖7為本發(fā)明的電容c1＝c2＝10μf時，其兩端電壓仿真波形圖；

圖8為本發(fā)明的電容c1＝c2＝10μf時，輸入電壓uin、輸出電壓uo仿真波形圖；

圖9為本發(fā)明的電容c1＝c2＝10μf時，輸出電流io仿真波形圖；

圖10為本發(fā)明的電容c1＝c2＝50μf時，其兩端電壓仿真波形圖；

圖11為本發(fā)明的電容c1＝c2＝50μf時，輸入電壓uin、輸出電壓uo仿真波形圖；

圖12為本發(fā)明的電容c1＝c2＝50μf時，輸出電流io仿真波形圖；

圖13為本發(fā)明的電容c1＝c2＝90μf時，其兩端電壓仿真波形圖；

圖14為本發(fā)明的電容c1＝c2＝90μf時，輸入電壓uin和輸出電壓uo仿真波形圖；

圖15為本發(fā)明的電容c1＝c2＝90μf時，輸出電流io仿真波形圖。

具體實施方式

為進一步了解本發(fā)明的內(nèi)容，結(jié)合附圖及實施例對本發(fā)明作詳細描述。

本發(fā)明中的開關(guān)管(包括開關(guān)管s1、s2、s3、s4、s5和s6)可以選擇使用mosfet器件，開關(guān)管的第一端是指mosfet器件的漏極，開關(guān)管的第二端是指mosfet器件的源極；本發(fā)明中的開關(guān)管還可以選擇使用igbt器件，開關(guān)管的第一端是指igbt器件的集電極，開關(guān)管的第二端是指igbt器件的發(fā)射極。

圖1中節(jié)點a和b之間的電壓采用uab表示，代表開關(guān)管s5的第一端和第二端之間的電壓值。

圖2中波形c為載波，采用三角波；波形d為調(diào)制波。

實施例1

如圖1所示，本實施例的一種升壓逆變器，電源uin的正極與二極管d的陽極連接，uin的負極接地，其中，二極管d的陰極與升壓電感l(wèi)的一端連接，升壓電感l(wèi)的另一端與開關(guān)管s1的第一端、開關(guān)管s2的第一端和電容c2的一端連接，開關(guān)管s1的第二端接地，電容c2的另一端與開關(guān)管s4的第一端和開關(guān)管s6的第二端連接，開關(guān)管s4的第二端接地。開關(guān)管s2的第二端與電容c1的一端和開關(guān)管s3的第一端連接，電容c1的另一端接地，開關(guān)管s3的第二端與開關(guān)管s6的第一端、開關(guān)管s5的第二端連接，開關(guān)管s5的第一端接地。本實施例的電路結(jié)構(gòu)將直流電源uin進行升壓和逆變的轉(zhuǎn)換，輸出電壓幅值大于直流電源uin，與傳統(tǒng)的升壓逆變器相比，逆變的同時進行了升壓。

作為本實施例的進一步改進，電壓uab兩端節(jié)點a和b與濾波器的輸入端連接，對電壓uab進行濾波，去除諧波干擾。

實施例2

結(jié)合圖1，本實施例的一種升壓逆變器，電源uin的正極與二極管d的陽極連接，uin的負極接地，其中，二極管d的陰極與升壓電感l(wèi)的一端連接，升壓電感l(wèi)的另一端與開關(guān)管s1的第一端、開關(guān)管s2的第一端和電容c2的一端連接，開關(guān)管s1的第二端接地，電容c2的另一端與開關(guān)管s4的第一端和開關(guān)管s6的第二端連接，開關(guān)管s4的第二端接地。開關(guān)管s2的第二端與電容c1的一端和開關(guān)管s3的第一端連接，電容c1的另一端接地，開關(guān)管s3的第二端與開關(guān)管s6的第一端、開關(guān)管s5的第二端連接，開關(guān)管s5的第一端接地，開關(guān)管s5的第二端和濾波電感l(wèi)o的一端連接，開關(guān)管s5的第一端接地，濾波電感l(wèi)o的另一端與濾波電容co的一端和電阻rl或電網(wǎng)的一端連接，濾波電容co的另一端與電阻rl或電網(wǎng)的另一端均接地。本實施例在實施例1的基礎(chǔ)上，電壓uab兩端并聯(lián)lc濾波電路，對其進行濾波，去除諧波干擾。

實施例3

本實施例結(jié)合圖2-8對實施例1-2中任一技術(shù)方案作分析。

3.1升壓變比分析

如圖1所示，電容c1、c2共用一升壓電感l(wèi)，在直流輸入電源的共同作用下c1、c2實現(xiàn)了能量儲存，在不同開關(guān)組合的條件下，電容c1、c2向輸出側(cè)放電，濾波器前端可獲得極性spwm波形電壓，再經(jīng)過開關(guān)管的續(xù)流，最終實現(xiàn)了逆變過程。其中，二極管d的作用是：保障能量只能由直流電源向負載單向流動，避免了負載能量反饋到輸入側(cè)。

開關(guān)管調(diào)制策略如2所示。調(diào)制波為正弦波的絕對值，與三角波載波比較得到pwm波，作為開關(guān)管s1的開關(guān)信號，開關(guān)管s2-s5只做半個周期的高頻調(diào)制工作，開關(guān)管s6做工頻調(diào)制工作。

綜合以上所述，根據(jù)圖3-6對應(yīng)的四個工作模態(tài)，除此之外，還包括圖4(模態(tài)二)和圖6(模態(tài)四)中電感l(wèi)電流為零的工作模態(tài)。本實施例針對電感l(wèi)電流斷續(xù)的情況(電感l(wèi)電流連續(xù)的情況也可作進一步分析，分析原理類似，在此不作描述)，結(jié)合伏秒平衡原理進行了計算分析，所述升壓逆變電路的輸入輸出電壓變比為：

其中，uin為所述逆變電路的直流輸入電壓；m為幅值調(diào)制比，0≤m≤1；rl為輸出負載；l為升壓電感；fs為開關(guān)管s1的開關(guān)頻率；uo為輸出電壓幅值。

由上式可以看出，在0≤m≤1范圍內(nèi)，輸出電壓幅值uo均大于輸入電壓uin，本實施例的一種升壓逆變器可以實現(xiàn)升壓逆變。

3.2工作原理

表1為按圖2所述的調(diào)制方式對應(yīng)的開關(guān)時序，本實施例的升壓逆變器在一個開關(guān)周期內(nèi)的開關(guān)時序。

表1開關(guān)管的開關(guān)時序

結(jié)合表1，詳細分析該逆變器的工作原理。按輸出電流方向(定義從左向右流過濾波電感l(wèi)o的方向為正方向)，分成四個模態(tài)，如圖3-6所示。

1、輸出電流大于零(即在交流輸出電壓uo正半周期內(nèi)，模態(tài)一和模態(tài)二交替運行工作)

模態(tài)一：開關(guān)管s1、s3導(dǎo)通，開關(guān)管s2與s4-s6均關(guān)斷，如圖3所示，輸入電源uin、二極管d、電感l(wèi)和開關(guān)管s1組成閉合回路，向電感l(wèi)充電儲能，電感l(wèi)電流上升；電容c1、開關(guān)管s3、濾波電感l(wèi)o與負載或電網(wǎng)構(gòu)成閉合回路，電容c1放電，電容c1儲存的能量釋放出來，電感電流ilo線性上升，輸出電壓uo線性上升，輸入電源uin和交流輸出電壓uo共地，避免了共模干擾，漏電流為零。

模態(tài)二：開關(guān)管s2、s5導(dǎo)通，開關(guān)管s1、s3、s4與s6均截止，如圖4所示。輸入電源uin、二極管d、電感l(wèi)、開關(guān)管s2和電容c1組成閉合回路，電感l(wèi)上的電流降低，輸入電源uin和電感l(wèi)一起向電容c1充電，電容c1充電儲能；開關(guān)管s5、濾波電感l(wèi)o與負載或電網(wǎng)構(gòu)成閉合回路，電感電流ilo線性下降，輸入電源uin和交流輸出電壓uo共地，避免了共模干擾，漏電流為零。

2、輸出電流小于零(即在交流輸出電壓uo負半周期內(nèi)，模態(tài)三和模態(tài)四交替運行工作)

模態(tài)三：開關(guān)管s1、s6導(dǎo)通，開關(guān)管s2-s5均保持關(guān)斷狀態(tài)，如圖5所示。輸入電源uin、二極管d、電感l(wèi)和開關(guān)管s1組成充電回路，電感電流il1線性增加；濾波電感l(wèi)o、開關(guān)管s6、電容c2、開關(guān)管s1與負載或電網(wǎng)構(gòu)成閉合回路，電感電流ilo線性上升，交流輸出電壓uo上升，輸入電源uin和交流輸出電壓uo共地，避免了共模干擾，漏電流為零。

模態(tài)四：開關(guān)管s4、s6導(dǎo)通，開關(guān)管s1-s3與s5均保持截止?fàn)顟B(tài)，如圖6所示。輸入電源uin、二極管d、電感l(wèi)和電容c2組成充電回路，輸入電源uin和電感l(wèi)一起向電容c2充電，c2充電儲能；濾波電感l(wèi)o、開關(guān)管s6、開關(guān)管s4與負載或電網(wǎng)構(gòu)成閉合回路，電感電流ilo線性降低，交流輸出電壓uo降低，輸入電源uin和交流輸出電壓uo共地，避免了共模干擾，漏電流為零。

如圖2所示，每個模態(tài)僅有兩個開關(guān)管導(dǎo)通，降低了開關(guān)管的損耗，從而使得總的器件損耗有所下降。

3.3電壓平衡能力分析

從上述的工作原理分析可知，電容c1、c2兩端電壓不平衡將影響著正負半周期波形對稱的交流輸出。為了保證電容c1、c2兩端電壓保持相同，采用單極性單邊spwm調(diào)制方式(如圖2所示)，再根據(jù)各開關(guān)管的組合方式進行邏輯組合，從而獲得能夠使電容c1、c2兩端電壓能夠保持平衡的pwm信號。由圖2可以看出，開關(guān)管s2后半周期的驅(qū)動信號與開關(guān)管s4前半周期的驅(qū)動信號一致，而開關(guān)管s1前半周期的驅(qū)動信號與開關(guān)管s1后半周期的驅(qū)動信號相同，則實現(xiàn)了在一個工頻周期內(nèi)電容c1、c2充放電時間保持一致，從而使得電容c1、c2兩端電壓保持一致。

3.4諧波抑制分析

綜合上述工作原理的分析可知，本實施例中的電容c1、c2起到將直流電源能量周期性的轉(zhuǎn)換成交流電源能量的作用；此外，在輸出電壓過零點時的工作模態(tài)包括模態(tài)二(圖4)和模態(tài)四(圖6)：

模態(tài)二中開關(guān)管s2、s5導(dǎo)通，開關(guān)管s1、s3、s4與s6均截止，輸入電源uin、二極管d、電感l(wèi)、開關(guān)管s2和電容c1組成閉合回路，電感l(wèi)上的電流降低，輸入電源uin和電感l(wèi)一起向電容c1充電，電容c1充電儲能；開關(guān)管s5、濾波電感l(wèi)o與負載或電網(wǎng)構(gòu)成閉合回路，電感電流ilo線性下降，依靠開關(guān)管s5的續(xù)流作用，確保交流輸出電壓uo穿過零點電壓。

模態(tài)四中開關(guān)管s4、s6導(dǎo)通，開關(guān)管s1-s3與s5均保持截止?fàn)顟B(tài)，輸入電源uin、二極管d、電感l(wèi)和電容c2組成充電回路，輸入電源uin和電感l(wèi)一起向電容c2充電，c2充電儲能；濾波電感l(wèi)o、開關(guān)管s6、開關(guān)管s4與負載或電網(wǎng)構(gòu)成閉合回路，電感電流ilo線性降低，依靠開關(guān)管s6、s4的續(xù)流作用，確保交流輸出電壓uo穿過零點電壓。

輸出電壓仿真結(jié)果如圖8、11和14所示，在電容c1、c2取值不同的情況下，輸出電壓過零點無畸變，對輸出電壓的波形質(zhì)量幾乎無影響，thd會降低，濾波器設(shè)計難度小，且減小了電路體積，降低成本。

3.5仿真驗證

參數(shù)設(shè)置：輸入電壓uin＝100v，輸出電壓uo＝311v，輸出功率為1000w，開關(guān)頻率為40khz，升壓電感l(wèi)＝0.3mh，濾波電感l(wèi)o＝2mh，濾波電容co＝8μf。仿真波形如圖7-15。

圖7、圖10和圖13分別對應(yīng)電容c1＝c2＝10μf、c1＝c2＝50μf、c1＝c2＝90μf時，電容兩端電壓波形。圖8和圖9分別對應(yīng)電容c1＝c2＝10μf時，輸出電壓uo和輸出電流io仿真波形圖，圖11和圖12分別對應(yīng)電容c1＝c2＝50μf時，輸出電壓uo和輸出電流io仿真波形圖，圖14和圖15分別對應(yīng)電容c1＝c2＝90μf時，輸出電壓uo和輸出電流io仿真波形圖，從仿真效果來看，電容c1、c2取不同的電容值時，對輸出電壓uo和輸出電流io波形幾乎無影響，因此，電容c1、c2可采用容值較小的無極性電容，由于無極性電容的使用，電路的可靠性得到大大地提高。

以上示意性的對本發(fā)明及其實施方式進行了描述，該描述沒有限制性，附圖中所示的也只是本發(fā)明的實施方式之一，實際的結(jié)構(gòu)并不局限于此。所以，如果本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員受其啟示，在不脫離本發(fā)明創(chuàng)造宗旨的情況下，不經(jīng)創(chuàng)造性的設(shè)計出與該技術(shù)方案相似的結(jié)構(gòu)方式及實施例，均應(yīng)屬于本發(fā)明的保護范圍。