本發(fā)明涉及一種基于mmc的規(guī)模化電動汽車充放電電路拓?fù)浼翱刂撇呗?，用于實現(xiàn)大規(guī)模數(shù)量的電動汽車集中充放電，實現(xiàn)的電動汽車的v2g技術(shù)。

背景技術(shù)：

能源危機(jī)以及日益嚴(yán)峻的環(huán)境問題，使得相關(guān)部門再次加大對節(jié)能減排工作的重視。電動汽車作為一種新型的交通工具，具有環(huán)保、節(jié)能的優(yōu)勢，有效的減少了污染尾氣的排放，對霧霾的治理有重要意義，是未來發(fā)展的主要方向。據(jù)了解，2017年，我國將新增80萬個充電樁，隨著電動汽車充電基礎(chǔ)設(shè)施、統(tǒng)一充電標(biāo)準(zhǔn)以及政府扶持政策的不斷完善，據(jù)估計2020年全國電動汽車保有量將超過500萬輛。據(jù)相關(guān)資料顯示，大多數(shù)電動汽車在一天當(dāng)中約95％的時間是處于空閑狀態(tài)的。隨著電動汽車數(shù)量的不斷增加，如果電動汽車電池中的能量可調(diào)度，那么電網(wǎng)中將有容量可觀的儲能設(shè)備處于閑置狀態(tài)，若把這些閑置設(shè)備充分利用，將極大提高電動汽車中儲存能量的利用效率。

目前存在特定場合下規(guī)?；妱悠嚰谐浞烹娦枨螅笠?guī)模電動汽車充放電會引起的電網(wǎng)三相不平衡、并網(wǎng)諧波含量高等問題。

模塊化多電平換流器目前主要應(yīng)用于柔性直流輸電領(lǐng)域，在工程中表現(xiàn)出極高的優(yōu)勢和應(yīng)用價值，其主要特點是功率等級高、功率雙向流動、模塊化，與實現(xiàn)規(guī)?；妱悠嚦浞烹娝璧母黜椫笜?biāo)吻合度極高。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明提出一種基于mmc的規(guī)?；妱悠嚦浞烹婋娐吠?fù)浼翱刂撇呗?，用于實現(xiàn)大規(guī)模數(shù)量的電動汽車集中充放電，實現(xiàn)的電動汽車的v2g技術(shù)。

圖1所示為基于mmc的電動汽車集中充放電系統(tǒng)主電路結(jié)構(gòu)示意圖，其中l(wèi)s為交流側(cè)電感；rs為交流側(cè)等效電阻。拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)每相單元由上、下兩個橋臂單元組成，每個橋臂單元由n個子模塊smj(子模塊編號j＝1，2，…，2n)和一個橋臂電抗器la串聯(lián)構(gòu)成，與傳統(tǒng)模塊化多電平換流器不同，交流側(cè)沒有變壓器，與電網(wǎng)10kv線路直接連接，直流側(cè)不接任何負(fù)載。

每個子模塊內(nèi)部結(jié)構(gòu)如圖2所示，可分為兩部分，其中包括兩個igbt(t1、t2)、兩個反向并聯(lián)的二極管(d1、d2)、電容c以及用于控制電動汽車充放電的雙向buck/boost電路、電動汽車等。

進(jìn)一步地，開關(guān)器件t1、t2的通斷決定了所在子模塊電容的投入、切除或旁路，從而在端口產(chǎn)生0、uc兩種電平。當(dāng)t1開通而t2關(guān)斷時，子模塊處于投入狀態(tài)，當(dāng)t1關(guān)斷而t2開通時，子模塊處于切除狀態(tài)，當(dāng)t1、t2均關(guān)斷時，子模塊處于旁路狀態(tài)。

進(jìn)一步地，正常工作時需要保證任何時刻每相上下橋臂的投入子模塊總數(shù)m相等，以確保直流側(cè)電壓恒定。通過改變投入到上下橋臂中子模塊個數(shù)，可在系統(tǒng)交流側(cè)得到m+1個電平數(shù)的正弦波，從而可以通過改變交流側(cè)電壓的幅值和相位差來控制有功功率和無功功率的大小。

換流器級控制策略包括外環(huán)控制和內(nèi)環(huán)電流控制兩部分。進(jìn)一步地，外環(huán)控制以有功功率、無功功率或直流側(cè)電壓的測量值作為輸入，并與其參考值比較，計算得到內(nèi)環(huán)電流控制的參考值；內(nèi)環(huán)電流控制以交流側(cè)dq軸電流作為輸入，通過控制換流器交流側(cè)輸出的電壓，使dq軸電流快速跟蹤其參考值。

受各個橋臂子模塊數(shù)量的限制，且本文所采用的調(diào)制策略為載波移相技術(shù)，故均壓控制采用疊加均衡分量法。調(diào)整電壓均衡的分量包括兩個，分別為能量均衡調(diào)節(jié)分量和電壓平衡調(diào)節(jié)分量。

進(jìn)一步地，能量均衡控制將每相所有子模塊電容電壓的平均值與參考值比較，經(jīng)pi控制輸出作為橋臂環(huán)流的給定，再與橋臂實際環(huán)流比較，經(jīng)pi控制輸出作為能量均衡調(diào)節(jié)分量，保證了能量在三個相單元中的均衡分配。

進(jìn)一步地，電容電壓平衡控制將電容電壓值與其參考值比較，經(jīng)pi控制后，與系數(shù)相乘輸出作為電壓平衡調(diào)節(jié)分量，保證了子模塊電容電壓的均衡。其中，±1的取值取決于上下橋臂電流方向。

進(jìn)一步地，在上、下橋臂每個子模塊電容電壓的參考值上疊加上述電容電壓的平衡量，得到子模塊參與載波移相調(diào)制的調(diào)制波。

進(jìn)一步地，每相采用2n個幅值、頻率相等，相位相差π/(2n)的三角載波與上述子模塊調(diào)制波進(jìn)行比較，可得到2n組pwm調(diào)制信號，分別驅(qū)動上下橋臂每個子模塊的功率器件，控制其通斷。

子模塊內(nèi)部雙向dc/dc變換器，通過控制t3、t4的通斷，實現(xiàn)buck電路和boost電路的切換：當(dāng)電路處于buck模式時，能量從電容流向電動汽車；當(dāng)電路處于boost模式時，能量從電動汽車流向電容，實現(xiàn)了對電動汽車充放電的控制。

進(jìn)一步地，其工作模式的確定依據(jù)上層能量管理系統(tǒng)的功率需求值：當(dāng)能量管理系統(tǒng)需要向電動汽車充電時，雙向dc/dc變換器處于buck模式時，鋰電池吸收能量；當(dāng)能量管理系統(tǒng)需要電動汽車向電網(wǎng)輸送能量時，雙向dc/dc變換器處于boost模式時，鋰電池釋放能量。雙向dc/dc變換器的控制也采用雙環(huán)控制策略，外環(huán)依據(jù)能量管理系統(tǒng)的功率值pref確定每個子模塊的功率值，從而得到充放電電流的參考值iref，與充放電電流ie比較經(jīng)pi控制輸出作為調(diào)制波控制t3、t4的通斷。電動汽車的充放電均采用恒功率控制。

附圖說明

為了更清楚地說明本發(fā)明實施例或現(xiàn)有技術(shù)中的技術(shù)方案，下面將對實施例或現(xiàn)有技術(shù)描述中所需要使用的附圖作簡單地介紹，顯而易見地，下面描述中的附圖僅僅是本發(fā)明的一種實施例，對于本領(lǐng)域技術(shù)人員來講，在不付出創(chuàng)造性勞動性的前提下，還可以根據(jù)附圖獲得其他的附圖。

圖1為基于mmc的電動汽車集中充放電主電路結(jié)構(gòu)圖。

圖2為子模塊內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖。

圖3為換流器級結(jié)構(gòu)框圖。

圖4為電壓均衡控制圖。

圖5為雙向dc/dc換流器控制框圖。

具體實施方式

下面將結(jié)合本發(fā)明實施例中的附圖，對本發(fā)明實施例中的技術(shù)方案進(jìn)行清楚、完整地描述，顯然，所描述的實施例僅僅是本發(fā)明一部分實施例，而不是全部的實施例?；诒景l(fā)明中的實施例，本領(lǐng)域普通技術(shù)人員在沒有做出創(chuàng)造性勞動前提下所獲得的所有其他實施例，都屬于本發(fā)明保護(hù)的范圍。

一種基于mmc的規(guī)模化電動汽車充放電系統(tǒng)，用于實現(xiàn)大規(guī)模數(shù)量的電動汽車集中充放電，實現(xiàn)的電動汽車的v2g技術(shù)。其特征在于，所述充放電電路拓?fù)浒ǎ喝嘟涣麟娋W(wǎng)，交流側(cè)電感，交流側(cè)等效電阻及每個橋臂上n個子模塊，子模塊內(nèi)部包括半橋電路和雙向dc/dc電路，每個子模塊外部接電動汽車。

圖1所示為基于mmc的電動汽車集中充放電系統(tǒng)主電路結(jié)構(gòu)示意圖，其中l(wèi)s為交流側(cè)電感；rs為交流側(cè)等效電阻。拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)每相單元由上、下兩個橋臂單元組成，每個橋臂單元由n個子模塊smj(子模塊編號j＝1，2，…，2n)和一個橋臂電抗器la串聯(lián)構(gòu)成，與傳統(tǒng)模塊化多電平換流器不同，交流側(cè)沒有變壓器，與電網(wǎng)10kv線路直接連接，直流側(cè)不接任何負(fù)載。

每個子模塊內(nèi)部結(jié)構(gòu)如圖2所示，可分為兩部分，其中包括兩個igbt(t1、t2)、兩個反向并聯(lián)的二極管(d1、d2)、電容c以及用于控制電動汽車充放電的雙向buck/boost電路、電動汽車等。

進(jìn)一步地，在實施例中，開關(guān)器件t1、t2的通斷決定了所在子模塊電容的投入、切除或旁路，從而在端口產(chǎn)生0、uc兩種電平。當(dāng)t1開通而t2關(guān)斷時，子模塊處于投入狀態(tài)，當(dāng)t1關(guān)斷而t2開通時，子模塊處于切除狀態(tài)，當(dāng)t1、t2均關(guān)斷時，子模塊處于旁路狀態(tài)。

進(jìn)一步地，在實施例中，正常工作時需要保證任何時刻每相上下橋臂的投入子模塊總數(shù)m相等，以確保直流側(cè)電壓恒定。通過改變投入到上下橋臂中子模塊個數(shù)，可在系統(tǒng)交流側(cè)得到m+1個電平數(shù)的正弦波，從而可以通過改變交流側(cè)電壓的幅值和相位差來控制有功功率和無功功率的大小。

在實施例中，換流器級控制策略包括外環(huán)控制和內(nèi)環(huán)電流控制兩部分。進(jìn)一步地，外環(huán)控制以有功功率、無功功率或直流側(cè)電壓的測量值作為輸入，并與其參考值比較，計算得到內(nèi)環(huán)電流控制的參考值；內(nèi)環(huán)電流控制以交流側(cè)dq軸電流作為輸入，通過控制換流器交流側(cè)輸出的電壓，使dq軸電流快速跟蹤其參考值。

在實施例中，受各個橋臂子模塊數(shù)量的限制，且本文所采用的調(diào)制策略為載波移相技術(shù)，故均壓控制采用疊加均衡分量法。調(diào)整電壓均衡的分量包括兩個，分別為能量均衡調(diào)節(jié)分量和電壓平衡調(diào)節(jié)分量。

進(jìn)一步地，在實施例中，能量均衡控制將每相所有子模塊電容電壓的平均值與參考值比較，經(jīng)pi控制輸出作為橋臂環(huán)流的給定，再與橋臂實際環(huán)流比較，經(jīng)pi控制輸出作為能量均衡調(diào)節(jié)分量，保證了能量在三個相單元中的均衡分配。

進(jìn)一步地，在實施例中，電容電壓平衡控制將電容電壓值與其參考值比較，經(jīng)pi控制后，與系數(shù)相乘輸出作為電壓平衡調(diào)節(jié)分量，保證了子模塊電容電壓的均衡。其中，±1的取值取決于上下橋臂電流方向。

進(jìn)一步地，在實施例中，在上、下橋臂每個子模塊電容電壓的參考值上疊加上述電容電壓的平衡量，得到子模塊參與載波移相調(diào)制的調(diào)制波。

進(jìn)一步地，在實施例中，每相采用2n個幅值、頻率相等，相位相差π/(2n)的三角載波與上述子模塊調(diào)制波進(jìn)行比較，可得到2n組pwm調(diào)制信號，分別驅(qū)動上下橋臂每個子模塊的功率器件，控制其通斷。

在實施例中，子模塊內(nèi)部雙向dc/dc變換器，通過控制t3、t4的通斷，實現(xiàn)buck電路和boost電路的切換：當(dāng)電路處于buck模式時，能量從電容流向電動汽車；當(dāng)電路處于boost模式時，能量從電動汽車流向電容，實現(xiàn)了對電動汽車充放電的控制。

進(jìn)一步地，在實施例中，其工作模式的確定依據(jù)上層能量管理系統(tǒng)的功率需求值：當(dāng)能量管理系統(tǒng)需要向電動汽車充電時，雙向dc/dc變換器處于buck模式時，鋰電池吸收能量；當(dāng)能量管理系統(tǒng)需要電動汽車向電網(wǎng)輸送能量時，雙向dc/dc變換器處于boost模式時，鋰電池釋放能量。雙向dc/dc變換器的控制也采用雙環(huán)控制策略，外環(huán)依據(jù)能量管理系統(tǒng)的功率值pref確定每個子模塊的功率值，從而得到充放電電流的參考值iref，與充放電電流ie比較經(jīng)pi控制輸出作為調(diào)制波控制t3、t4的通斷。電動汽車的充放電均采用恒功率控制。

本發(fā)明中應(yīng)用了具體實施例對本發(fā)明的原理及實施方式進(jìn)行了闡述，以上實施例的說明只是用于幫助理解本發(fā)明的方法及其核心思想；同時，對于本領(lǐng)域的一般技術(shù)人員，依據(jù)本發(fā)明的思想，在具體實施方式及應(yīng)用范圍上均會有改變之處，綜上所述，本說明書內(nèi)容不應(yīng)理解為對本發(fā)明的限制。