本發(fā)明涉及一種輸入串聯(lián)輸出串聯(lián)(isos)并網(wǎng)逆變器組合系統(tǒng)及其目標(biāo)多重化控制方法，屬于電能變換裝置的直流-交流變換器領(lǐng)域。

背景技術(shù)：

輸入串聯(lián)輸出串聯(lián)(isos)逆變器組合系統(tǒng)適用于高壓直流輸入、高電壓交流輸出的應(yīng)用場(chǎng)合，諸如船舶、高速電氣鐵路等電氣系統(tǒng)，其具有以下優(yōu)點(diǎn)：isos逆變器組合系統(tǒng)中各模塊在輸入輸出端串聯(lián)，模塊的開(kāi)關(guān)管電壓應(yīng)力大幅減小，方便選擇更合適的開(kāi)關(guān)管；每個(gè)模塊的功率只有系統(tǒng)功率的1/n(n為系統(tǒng)中的模塊數(shù)量)，更易實(shí)現(xiàn)模塊化；多模塊的串并聯(lián)組合可以有效提高系統(tǒng)的可靠性。

并網(wǎng)逆變器作為光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)中的核心部件及能量傳輸者，其變換效率的提高對(duì)增加系統(tǒng)有效發(fā)電量、降低系統(tǒng)發(fā)電成本具有至關(guān)重要的意義。

目前的光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)中，并網(wǎng)逆變環(huán)節(jié)通常采用單臺(tái)逆變器實(shí)現(xiàn)電能饋網(wǎng)。實(shí)際上，隨著光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)容量的不斷擴(kuò)大，對(duì)系統(tǒng)的冗余性和可靠性提出了更高的要求。將逆變器組合系統(tǒng)應(yīng)用于并網(wǎng)場(chǎng)合中，就能將組合系統(tǒng)易于拓展容量、縮短研發(fā)周期、高可靠性等優(yōu)勢(shì)帶入到新能源發(fā)電并網(wǎng)場(chǎng)合中。因此，多個(gè)標(biāo)準(zhǔn)化并網(wǎng)逆變器模塊的串并聯(lián)結(jié)構(gòu)也將成為光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)重要的發(fā)展趨勢(shì)。其中，isos逆變器組合系統(tǒng)適用于輸入電壓高、輸出電壓大的應(yīng)用場(chǎng)合，可以使用多模塊isos并網(wǎng)逆變器組合系統(tǒng)來(lái)代替上述的單臺(tái)、大容量逆變器。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

為了使isos逆變器組合系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)并網(wǎng)，本發(fā)明提出了一種isos并網(wǎng)逆變器組合系統(tǒng)及其目標(biāo)多重化控制方法，可以實(shí)現(xiàn)模塊間功率均衡、lcl濾波器諧振峰的阻尼、并網(wǎng)電流較高功率因數(shù)并網(wǎng)等多重控制目標(biāo)。

本發(fā)明為解決其技術(shù)問(wèn)題采用如下技術(shù)方案：

一種輸入串聯(lián)輸出串聯(lián)并網(wǎng)逆變器組合系統(tǒng)，包括n個(gè)輸入串聯(lián)、輸出串聯(lián)的并網(wǎng)逆變器模塊，n為大于等于2的整數(shù)；所述并網(wǎng)逆變器模塊均是由全橋直流變換器和全橋逆變器級(jí)聯(lián)構(gòu)成，其中全橋直流變換器的輸入端作為并網(wǎng)逆變器模塊的輸入端，全橋逆變器的輸出端作為并網(wǎng)逆變器模塊的輸出端；

所述全橋直流變換器包括四個(gè)開(kāi)關(guān)管q1、q2、q3、q4，四個(gè)輸出整流二極管d1、d2、d3、d4，隔離變壓器tj、輸出濾波電感l(wèi)dcj和電容cdcj，其中第一開(kāi)關(guān)管q1的源極和第二開(kāi)關(guān)管q2的漏極相連，第三開(kāi)關(guān)管q3的源極與第四開(kāi)關(guān)管q4的漏極相連，第一開(kāi)關(guān)管q1的漏極和第三開(kāi)關(guān)管q3的漏極分別與電源正極相連，第二開(kāi)關(guān)管q2的源極和第四開(kāi)關(guān)管q4的源極分別與電源負(fù)極相連，第一輸出整流二極管d1的陽(yáng)極和與第二輸出整流二極管d2的陰極相連，第三輸出整流二極管d3的陽(yáng)極和第四輸出整流二極管d4的陰極相連，第一輸出整流二極管d1和第三輸出整流二極管d3共陰極與電感l(wèi)dcj的一端連接，電感l(wèi)dcj的另一端與電容cdcj的正極相連，第二輸出整流二極管d2和第四輸出整流二極管d4共陽(yáng)極與電容cdcj的負(fù)極相連；所述隔離變壓器tj原邊和副邊的一組同名端分別與第三開(kāi)關(guān)管q3的源極和第一輸出整流二極管d1的陽(yáng)極相連，另一組同名端分別與第二開(kāi)關(guān)管q2的漏極和第四輸出整流二極管d4的陰極相連；

所述全橋逆變器包括四個(gè)開(kāi)關(guān)管s1、s2、s3、s4，逆變器側(cè)電感l(wèi)fj1、網(wǎng)側(cè)電感l(wèi)fj2、輸出濾波電容cfj，其中第一開(kāi)關(guān)管s1的源極和第二開(kāi)關(guān)管s2的漏極相連，第三開(kāi)關(guān)管s3的源極與第四開(kāi)關(guān)管s4的漏極相連，第一開(kāi)關(guān)管s1和第三開(kāi)關(guān)管s3的漏極分別與所述全橋直流變換器輸出的正端相連，第二開(kāi)關(guān)管s2和第四開(kāi)關(guān)管s4的源極分別與所述全橋直流變換器輸出的負(fù)端相連，逆變器側(cè)電感l(wèi)fj1的一端與與第一開(kāi)關(guān)管s1的源極相連，逆變器側(cè)電感l(wèi)fj1的另一端與網(wǎng)側(cè)電感l(wèi)fj2的一端、濾波電容cfj的正極相連，濾波電容cfj的負(fù)極與第四開(kāi)關(guān)管s4的漏極相連。

一種isos并網(wǎng)逆變器組合系統(tǒng)的目標(biāo)多重化控制方法，包括如下步驟：

(1)isos并網(wǎng)逆變器組合系統(tǒng)采用輸入均壓環(huán)、電容電流反饋內(nèi)環(huán)和公共電流環(huán)控制，其中公共電流環(huán)采用網(wǎng)側(cè)電感電流il2反饋，組合系統(tǒng)中輸入均壓母線為各模塊輸入電壓提供基準(zhǔn)，各模塊網(wǎng)側(cè)電感電流跟蹤電感電流基準(zhǔn)從而跟蹤電網(wǎng)電壓相位；輸入均壓環(huán)通過(guò)調(diào)節(jié)輸出有功功率，進(jìn)而調(diào)整輸入電壓；

(2)輸入均壓環(huán)調(diào)節(jié)器的輸出信號(hào)與公共輸出電流環(huán)的輸出信號(hào)相乘得到與之同相位的正弦誤差信號(hào)，該信號(hào)疊加在公共電流環(huán)的輸出信號(hào)上從而得到各個(gè)模塊實(shí)際的電流基準(zhǔn)信號(hào)；輸出濾波電容電流經(jīng)過(guò)采樣得到的反饋電流與實(shí)際的輸出電流基準(zhǔn)信號(hào)相減后經(jīng)輸出比例積分調(diào)節(jié)器得到調(diào)制信號(hào)，此調(diào)制信號(hào)與給定的三角載波相比較得到開(kāi)關(guān)管的驅(qū)動(dòng)波形，進(jìn)而得到每個(gè)逆變器模塊橋臂輸出電壓。

本發(fā)明的有益效果如下：

1、采用輸入均壓環(huán)、電容電流內(nèi)環(huán)和公共電流環(huán)控制，實(shí)現(xiàn)了多模塊間的功率均衡。

2、采用電容電流反饋，抑制lcl濾波器諧振尖峰，保證了系統(tǒng)的穩(wěn)定性。

3、各模塊網(wǎng)側(cè)電感電流跟蹤電網(wǎng)電壓相位，實(shí)現(xiàn)了高功率因數(shù)并網(wǎng)。

附圖說(shuō)明

圖1為本發(fā)明的isos并網(wǎng)逆變器組合系統(tǒng)的原理框圖，其中：vin為系統(tǒng)輸入電壓；iin為系統(tǒng)輸入電流；cd1--cdn為輸入分壓電容；vcd1--vcdn為輸入分壓電容電壓穩(wěn)態(tài)值；iin1--iinn為各逆變器模塊的輸入電流穩(wěn)態(tài)值；icd1--icdn為輸入分壓電容電流穩(wěn)態(tài)值；ilf11--ilfn1為各模塊逆變器側(cè)電感電流；lf11--lfn1為各模塊lcl濾波器的逆變器側(cè)電感且lf11＝lf21＝…＝lfn1＝l1；icf1--icfn為各模塊濾波電容電流；cf1--cfn為各模塊lcl濾波器的電容且cf1＝cf2＝…＝cfn＝c；ilf11--ilfn1為各模塊逆變器側(cè)電感電流；lf12--lfn2為各模塊lcl濾波器的網(wǎng)側(cè)電感且lf12＝lf22＝…＝lfn2＝l2；ilf2為系統(tǒng)輸出電網(wǎng)電流；vg為電網(wǎng)電壓，n為系統(tǒng)所包含的模塊數(shù)量，vo1--von為各模塊輸出電壓。

圖2為本發(fā)明單個(gè)模塊主電路圖，其中：vinj為j#模塊輸入電壓；iinj為j#模塊輸入電流；q1-q4為前級(jí)直-直變換器的開(kāi)關(guān)管；tj為前級(jí)高頻隔離變壓器；ldcj為j#模塊前級(jí)濾波電感；cdcj為j#模塊前級(jí)濾波電容；vdcj為j#模塊前級(jí)輸出電壓；d1-d4為前級(jí)直-直逆變器整流電路的二極管；s1-s4為后級(jí)直-交逆變器的開(kāi)關(guān)管；ilfj1為j#模塊后級(jí)逆變器側(cè)電感電流；ilf2為j#模塊后級(jí)網(wǎng)側(cè)電感電流；cfj為j#模塊后級(jí)輸出濾波電容；icfj為j#模塊后級(jí)電容電流；lfj1為j#模塊后級(jí)逆變器側(cè)輸出濾波電感；lfj2為j#模塊后級(jí)網(wǎng)側(cè)輸出濾波電感；voj為模塊輸出電壓。上述j的取值范圍為1,2,…,n。

圖3為本發(fā)明isos逆變器組合系統(tǒng)的控制框圖，其中vcd1--vcdn為輸入分壓電容電壓瞬時(shí)值；vin_ref為輸入電壓給定信號(hào)；kf為輸入電壓采樣系數(shù)；gvd為輸入均壓環(huán)比例調(diào)節(jié)器；idev1--idevn為各逆變器模塊乘法器輸出的誤差信號(hào)；gpwm(s)為pwm逆變器的增益；gi(s)為電流內(nèi)環(huán)比例積分調(diào)節(jié)器；go為公共電流環(huán)比例積分調(diào)節(jié)器；vr1--vrn為各模塊電流內(nèi)環(huán)比例積分調(diào)節(jié)器輸出信號(hào)；hi1為電容電流采樣系數(shù)；hi2為網(wǎng)側(cè)電感電流采樣系數(shù)；zlf1(s)為逆變器側(cè)電感的阻抗；vab1--vabn為各模塊橋臂間電壓；zcf(s)為各模塊輸出濾波電容阻抗；zl2(s)為網(wǎng)側(cè)電感的阻抗；iref是給出的電流基準(zhǔn)；icv為公共輸出電流環(huán)的輸出信號(hào)；ig1--ign為各模塊電流內(nèi)環(huán)實(shí)際的電流基準(zhǔn)；vcf1--vcfn為系統(tǒng)濾波電容上的電壓值；ilf11--ilfn1為各逆變器側(cè)電感電流；icf1--icfn為各逆變器模塊濾波電容電流；ilf2為網(wǎng)側(cè)電感電流；vg為電網(wǎng)電壓；r為輸入均壓電阻。上述n的取值范圍為1,2,…,n。

具體實(shí)施方式

下面結(jié)合附圖對(duì)本發(fā)明創(chuàng)造做進(jìn)一步詳細(xì)說(shuō)明。

本發(fā)明涉及的輸入串聯(lián)輸出串聯(lián)并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)的原理框圖如圖1所示，該系統(tǒng)由n個(gè)標(biāo)準(zhǔn)化并網(wǎng)逆變器模塊組成，每個(gè)逆變器模塊采用lcl濾波器進(jìn)行濾波以獲得更好的高頻諧波濾波效果，n為大于等于2的整數(shù)，各模塊在輸入端串聯(lián)，輸出端串聯(lián)。

本發(fā)明涉及的輸入串聯(lián)輸出串聯(lián)逆變器系統(tǒng)各模塊的結(jié)構(gòu)圖如圖2所示，由于isos逆變器系統(tǒng)中各模塊為串聯(lián)結(jié)構(gòu)，故各模塊必須選擇隔離型拓?fù)?。這里采用兩級(jí)式結(jié)構(gòu)作為各模塊拓?fù)?，前?jí)為高頻隔離的全橋直-直變換器，后級(jí)為全橋逆變器，其中全橋直流變換器的輸入端作為逆變器模塊的輸入端，全橋逆變器的輸出端作為逆變器模塊的輸出端，各模塊采用lcl濾波器進(jìn)行濾波，以更好地抑制輸出電流的高頻諧波。

為了實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的功率均衡，需要保證系統(tǒng)中每個(gè)模塊均分總輸入電壓及輸出電壓。工頻處逆變器側(cè)電感電流在電容上面的分量很小，所以每個(gè)模塊并網(wǎng)電流的分量近乎等于逆變器側(cè)電感電流，且假設(shè)每個(gè)逆變器模塊的變換效率均為100％，那么各逆變器模塊的輸入功率等于其輸出有功功率，即：

式(1)中：pin1--pinn為各逆變器模塊的輸入功率；po1--pon為各逆變器模塊的輸出有功功率；vcf1--vcfn為各逆變器模塊輸出濾波電容電壓有效值；vcd1--vcdn為各逆變器模塊輸入分壓電容電壓穩(wěn)態(tài)值；ilf2是各模塊網(wǎng)側(cè)電感電流有效值；為各逆變器模塊網(wǎng)側(cè)電感電流和輸出濾波電容電壓的夾角，iin1--iinn為各模塊的輸入電流。

如果在系統(tǒng)輸入端采用輸入均壓控制，當(dāng)系統(tǒng)達(dá)到穩(wěn)態(tài)時(shí)，各逆變器模塊相應(yīng)的輸入分壓電容上的電流保持不變，其平均值為零，即：

icd1＝icd2＝...＝icdn＝0(2)

其中：icd1--icdn為輸入分壓電容電流穩(wěn)態(tài)值；

進(jìn)一步可得：

iin1＝iin2＝...＝iinn＝iin(3)

其中：iin1--iinn為各逆變器模塊的輸入電流穩(wěn)態(tài)值；iin為系統(tǒng)輸入電流；

而由于采用輸入均壓控制，故可得：

vcd1＝vcd2＝...＝vcdn(4)

綜合式(1)、(3)、(4)可得：

如果在公式(5)的基礎(chǔ)上同時(shí)保證各模塊輸出濾波電容電壓的幅值相同或相位同步，即保證下式(6)或(7)成立，

vcf1＝vcf2＝...＝vcfn(6)

從而可以得到下式(8)成立，

vcf1＝vcf2＝...＝vcfn(8)

其中：vcf1、vcf2、vcfn分別為第一個(gè)、第二個(gè)、第n個(gè)模塊輸出濾波電容電壓。

又因?yàn)楦髂K輸出串聯(lián)，網(wǎng)側(cè)電感電流相等，而各標(biāo)準(zhǔn)化模塊的網(wǎng)側(cè)電感值也相等，所以可以得到：

vo1＝vo2＝...＝von(9)

其中：vo1、vo2、von分別為為第一個(gè)、第二個(gè)、第n個(gè)模塊輸出電壓。

至此實(shí)現(xiàn)了模塊間輸入均壓、輸出均壓，也就實(shí)現(xiàn)了系統(tǒng)的功率均衡，此即所謂復(fù)合式控制策略(實(shí)際包含了兩種方式：輸入均壓結(jié)合輸出電容電壓幅值相同控制，輸入均壓結(jié)合輸出電容電壓相位同步控制)。

根據(jù)上述的復(fù)合式功率均衡控制的思路，圖3給出了本發(fā)明涉及的輸入串聯(lián)輸出串聯(lián)并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)的具體實(shí)現(xiàn)方案?？梢钥吹皆摽刂撇呗园齻€(gè)控制環(huán)路，即輸入均壓環(huán)、公共的輸出電流環(huán)和各模塊的電流內(nèi)環(huán)。其中輸入均壓環(huán)保證各模塊輸入均壓，而在公共電流外環(huán)中并網(wǎng)電流通過(guò)跟蹤電網(wǎng)電壓相位從而實(shí)現(xiàn)高功率因數(shù)并網(wǎng)。值得注意的是，這里各電流內(nèi)環(huán)采樣的是各模塊的電容電流，其存在兩方面的功能。一方面，輸入均壓環(huán)僅微調(diào)各模塊電容電流基準(zhǔn)的幅值，而它們的相位始終保持相同，從而各模塊電容電流跟蹤基準(zhǔn)也保持相位一致。進(jìn)一步的，由于各模塊電容電流的方向和電容電壓相位相差π/2，所以上述控制保證了各模塊輸出電容電壓相位一致，即有式(7)成立，而輸入均壓環(huán)使得式(4)成立，進(jìn)而使得式(5)成立，由式(5)和(7)可得式(8)成立，最終可得式(9)成立。可見(jiàn)，所提具體方案通過(guò)前述輸入均壓結(jié)合輸出電容電壓相位同步這一種復(fù)合式控制的思路最終實(shí)現(xiàn)了模塊間的功率均衡。另一方面，采用電容電流反饋又可以抑制lcl濾波電路帶來(lái)的諧振尖峰，保證了系統(tǒng)的穩(wěn)定性。

如前所述，所提方案中每個(gè)模塊均采用濾波電容電流電流反饋，電流環(huán)控制方式采用正弦脈寬調(diào)制(spwm)單極倍頻控制方式。此外，為了實(shí)現(xiàn)輸入均壓(ivs)，每個(gè)模塊都具有輸入均壓環(huán)。iref電流基準(zhǔn)母線信號(hào)為網(wǎng)側(cè)電感電流il2提供基準(zhǔn)，經(jīng)過(guò)電流調(diào)節(jié)器后得到icv，各模塊輸入電壓采樣信號(hào)經(jīng)過(guò)高精度的電阻連接到同一點(diǎn)以形成輸入均壓母線，輸入均壓母線同各模塊的輸入均壓環(huán)實(shí)現(xiàn)ivs。輸入均壓環(huán)調(diào)節(jié)器的輸出信號(hào)與icv進(jìn)入乘法器后得到的調(diào)節(jié)量疊加至icv上，從而得到各個(gè)模塊實(shí)際的電流內(nèi)環(huán)基準(zhǔn)信號(hào)。電容電流經(jīng)過(guò)hi的采樣系數(shù)，與基準(zhǔn)電流ign相減后經(jīng)輸出比例積分調(diào)節(jié)器gi(s)得到調(diào)制信號(hào)，其中基準(zhǔn)電流iref可以通過(guò)數(shù)字信號(hào)處理器(dsp)同步。