專利名稱：電力逆變器與電動車輛的控制裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及電力逆變器的控制裝置，電力逆變器用來把直流轉(zhuǎn)變成至少有三個電位的交流相電壓。更具體地說，涉及到構(gòu)成電力逆變器的元件的開關(guān)控制的改進。
作為三級逆變器波形的改進，一種用來輸出交替通過零電壓的正、負(fù)脈沖電壓的雙極調(diào)制方法已在“一種產(chǎn)生并最佳化三級PWM波形的新方法”第1255至第1262頁中提出過。文章中說明輸出波形可借助于修正基準(zhǔn)與預(yù)定的調(diào)制波幅值之間的關(guān)系得到改善。
當(dāng)雙極調(diào)制根據(jù)上面現(xiàn)有技術(shù)中描述的關(guān)系實現(xiàn)時，發(fā)現(xiàn)直流側(cè)元件(與直流電壓相連的兩個開關(guān)元件)和交流側(cè)元件(與交流輸出端相連的兩個開關(guān)元件)在開關(guān)元件中產(chǎn)生的損耗不均勻。由于缺少均勻性，直流側(cè)元件和交流側(cè)元件的熱分布就不均勻，因而元件冷卻系統(tǒng)要求按大的發(fā)熱量值的元件來設(shè)計，而使逆變系統(tǒng)變大。
本發(fā)明的目的是減小具有雙極調(diào)制裝置的三級逆變器系統(tǒng)。
本發(fā)明的另一個目的是提供一種控制裝置，用來均恒在構(gòu)成有雙極調(diào)制裝置的三級逆變器的主電路的開關(guān)元件中產(chǎn)生的熱量分布。
本發(fā)明進一步的目的是提供一種電動車輛的控制裝置，該電動車輛包括具有可擴展其運行范圍的雙極調(diào)制裝置的三級逆變器。
為實現(xiàn)上述目的，在電力變換器的控制裝置中，其中電力變換器用來把直流變成具有高電位、低電位、中電位的交流相電壓，這種轉(zhuǎn)換是借助于一開關(guān)裝置和調(diào)制裝置實現(xiàn)的，調(diào)制裝置代表該電力變換器交流輸出電壓的半周，它借助于輸出交替經(jīng)過中間電位的高電壓和低電壓來工作，為輸出上述的中間電位流過開關(guān)裝置的電流的平均值與通過與上述直流電的高電位或低電位相連的開關(guān)元件的電流的平均值之差小于通過與上述直流電的高電位或低電位相連的開關(guān)元件的電流的平均值。
為實現(xiàn)上述目的，一種電力變換器的控制裝置，該電力變換器包括一個調(diào)制裝置，用來把直流變成具有至少三個電位例如高、中、低的交流相電壓，并且借助于輸出交替通過中間電位的高電位和低電位來提供交流輸出相電壓的半周，有一個使高電位和低電位的脈寬的總和大于包括在交流輸出相電壓的半周內(nèi)的中間電位的輸出期間總和的裝置。
為實現(xiàn)上述目的，一種電動車輛的控制裝置，包括一調(diào)制裝置，用來借助于輸出交替通過中間電位的高電位和低電位提供交流輸出相電壓的半周;一個電力變換器，用來把直流變成具有至少三個電位例如高、中、低的交流相電壓;一個交流電動機，用來驅(qū)動電力變換器供電的電動車輛;還具有一個能使在上述逆變器的輸出頻率上的基波在幾赫茲時都連續(xù)工作的裝置。
使直流側(cè)元件和交流側(cè)元件的熱量值不均勻的原因在于交流側(cè)元件的導(dǎo)通時間比直流側(cè)元件的導(dǎo)通時間較長，因此交流側(cè)元件的供出電流比直流側(cè)元件的電流大，例如約為2或3倍。
因此，內(nèi)側(cè)的開關(guān)元件和外側(cè)的開關(guān)元件之間的平均電流的差變得小于外側(cè)開關(guān)元件的平均電流，使得內(nèi)側(cè)和外側(cè)電流之間的差減小了，因而生熱量變均勻。
借助于設(shè)置一個使高電位和低電位的總的脈寬大于在雙極調(diào)制范圍內(nèi)包括在交流輸出相電壓半周內(nèi)的中間電位的總的輸出周期的裝置，每個開關(guān)元件的導(dǎo)通和截止的期間變得幾乎相等，因而每個開關(guān)元件供電電流成為均勻的。
當(dāng)使用包括雙極調(diào)制裝置的三級逆變器作為電動車輛的控制裝置時，電動車輛可從零伏開始。因為使用上述的優(yōu)點提供了一個能使逆變器的輸出頻率下的基波低到幾赫茲時連續(xù)運行的裝置，可以實現(xiàn)滿意的運行。


圖1是表明本發(fā)明一個實施例的框圖，圖2是三級逆變器的開關(guān)狀態(tài)和輸出相電壓之間的關(guān)系圖，圖3是圖2中輸出電壓的放大圖，圖4是雙極調(diào)制范圍圖，圖5是表明偏值的設(shè)定圖，圖6是表明對設(shè)定偏值進行限定的裝置圖，圖7是設(shè)定偏值的另一個例子，圖8是每一調(diào)制裝置的范圍與逆變器頻率的關(guān)系，圖9是偏值和元件電流之間的關(guān)系，圖10是另一實施例的方框圖，圖11是另一實施例的三級逆變器的開關(guān)狀態(tài)和輸出相電壓之間的關(guān)系，圖12是本發(fā)明工作范圍的另一實施例，圖13是本發(fā)明工作范圍的另一實施例，
圖14是當(dāng)采用本發(fā)明和不采用本發(fā)明時元件平均電流的要求與逆變頻率的關(guān)系。
下面解釋本發(fā)明的概要，接著解釋一個實施例，參考圖1至圖9。
近來建立了一種在直流電源的高電位點和低電位點之間建立一中間電位點并控制一感應(yīng)電動機的技術(shù)，尤其是感應(yīng)電動機，它借助于逆變器驅(qū)動電動車輛。逆變器被稱作三級逆變器(也叫串聯(lián)多級逆變器或中性點嵌位逆變器)，用來產(chǎn)生三級電位，即借助于有選擇地使開關(guān)元件導(dǎo)通和截止對于交流端(作為相電壓)提供高電壓、低電位和中間電位點。
這種三級逆變器的主要特征在于，因為PWM開關(guān)頻率可被明顯增加，可得到具有低諧波電流的交流輸出，并且因為加到開關(guān)元件上的電壓可借助于分割直流電源來減少，開關(guān)元件可作成絕緣的。
主電路(三相)的基本結(jié)構(gòu)如圖1所示。
圖1中，標(biāo)號60表示一直流電壓源的電車線，61和62是電容器，它們?nèi)绱嗽O(shè)置，使得從直流電壓源60產(chǎn)生一中間點N(以后稱中性點)，70至73，80至83，90至93是自熄弧型開關(guān)元件，(雖然此例中使用IGBT，也可使用GTO或晶體管)，它們具有回流整流元件。74，75，84，85，94和95是輔助整流元件(嵌位二極管)，用來引導(dǎo)每個電容器的中點電位。感應(yīng)電動機10作為負(fù)載。
用開關(guān)臂7為例說明開關(guān)臂7至9的基本工作，它們對每一相是獨立工作的。
假定電容器61和62的電壓ed1和ed2是完全平滑的直流電壓，且ed1＝ed2＝Ed/2(Ed全部直流電壓)。
在這種情況下，按照表1控制開關(guān)元件70到73的導(dǎo)通和截止，可在交流輸出端U得到Ed/2，O和-Ed/2的三級輸出電壓。
表1開關(guān)元件的導(dǎo)通狀態(tài)開關(guān)功能輸出電壓70 71 72 73 S1S2S3S4S eON ON OFF OFF 1 1 0 0 1 Ed/2OFFONONOFF011000OFF ON ON ON 0 0 1 1 -1 -Ed/2符號S1至S4以及S表示開關(guān)功能，用來表示開關(guān)元件70到73的導(dǎo)通狀態(tài)，用1，0和-1表示，并且它們有以下關(guān)系S2＝S4，S3＝S1，S＝S1-S4根據(jù)上述關(guān)系，輸出電壓e可由式1表示e＝S1ed1-Sled2＝SEd/2(ed1＝ed2＝Ed/2) …(1)“e”具有由脈沖電壓Ed/2，0，和-Ed/2合成的波形，不過，S通常受到脈寬調(diào)制(PWM)控制，從而使“e”接近于正弦波。一個PWM控制裝置借助于提供S1和S2可以確定開關(guān)元件的導(dǎo)通狀態(tài)。
三級逆變器的主電路的詳細(xì)說明在日本專利申請待審公開51-47848和56-74088中描述了。
接著參考圖2和圖8說明逆變器輸出電壓指令、逆變器輸出電壓和開關(guān)電流之間的關(guān)系。
如圖8所示，逆變器輸出電壓指令E＊根據(jù)逆變的頻率F＊i設(shè)定。
在逆變器頻率F＊i達到ECV以前，E＊幾乎以同一比率隨F＊i增加，并且輸出電壓不會大于電車線路電壓，在FCV時輸出電壓E＊為最大。因此，在逆變器頻率大于FCV時輸出電壓保持為最大輸出電壓Emax。
雙極調(diào)制指的是一種作為本發(fā)明目的的調(diào)制方法，部分雙極調(diào)制指的是這樣一種調(diào)制方法，即在逆變的輸出電壓的基波的半周內(nèi)含有雙極期間和單極期間，單極調(diào)制指的是這樣一種調(diào)制方法，即逆變器輸出相電壓的基波的半周由一正脈沖或負(fù)脈沖及零脈沖期間組成，過調(diào)制指的是這樣一種調(diào)制方法，即提供一個基波，其中在一寬脈沖兩端存在一個至幾個脈沖，單脈沖指的是這樣一種調(diào)制方法，即用一個脈沖提供基波的半周。
根據(jù)這一逆變器輸出電壓指令E＊以及直流電壓Ed，按式2設(shè)定基波幅值指令A(yù)A＝22E＊/ed1+ed2)＝22E＊/Ed…(2)因此，基波指令a＊1根據(jù)基波幅值指令A(yù)和相位表示如下a＊1＝Asin …(3)此處＝2Fi＊t t時間下面解釋雙極調(diào)制，參見圖2。
如圖2(f)所示，雙極調(diào)制交替地通過中間電位(圖中為0)輸出一個正脈沖和一個負(fù)脈沖，以便提供一作為逆變器輸出相電壓的基波電壓，并可輸出包括0伏在內(nèi)的低電壓，因此，這對用于電動車輛的感應(yīng)電動機是一個方便的調(diào)制方法。該電動車輛從0V(在斜坡起動的情況下，也使用負(fù)電壓)到最大電壓被連續(xù)地控制。
在這種雙極調(diào)制中脈沖串的產(chǎn)生說明如下。
由式3給出的基波指令a＊1被分成兩等份如圖2(a)所示。圖2(a)所示的0線的上部是用來產(chǎn)生正脈沖串的區(qū)域，下部用來產(chǎn)生負(fù)脈沖串。
被平分的基波指令a＊1被作為兩個幅值指令處理，它們與下面要說明的一個偏值相加，從而形成一個正幅值指令a＊p和一負(fù)幅值指令a＊n。生成式為式4。
a＊p＝a＊1/+Ba＊n＝a＊1/2-B …(4)此處B表示一偏值。
偏值B借助于在幅值指令上疊加直流部分使每個幅值指令沿預(yù)定方向偏移，并表示雙極調(diào)制的深度。在本實施例中，偏值借助于對載波幅值的一個比率來表示。
偏值B的設(shè)定范圍在圖4中用對角線和網(wǎng)格線表示，即限制在A/2≥B＞0.5的范圍。
兩理由是，當(dāng)B＞A/2時，幅值指令的一部分就跨過零線，發(fā)生部分雙極調(diào)制而不是雙極調(diào)制，或當(dāng)B＝0.5時，將發(fā)生沒有中間電位的兩極(兩級)調(diào)制而不是雙極調(diào)制。
雙極調(diào)制中的最大輸出電壓是偏值B線和B＝A/2線的一個交點。
由按4式所示的正負(fù)幅值指令a＊p和a＊n之間的相對大小以及圖2(a)所示的兩個載波信號Ycp和Ycn，得到圖2(b)到圖2(e)所示的開關(guān)功能S1至S4如下當(dāng)a＊p＞Ycp時S1＝0，S3＝1
當(dāng)a＊p＜Ycp時S1＝1，S3＝0以及當(dāng)a＊n＞Ycp時S4＝1，S2＝0當(dāng)a＊n＜Ycp時S4＝0，S2＝1結(jié)果在逆變器的交流輸出端便得到如圖2(f)所示的電壓。
假定輸出電流按圖2(g)所示的正弦波變化，如表2所示根據(jù)開關(guān)功能S和輸出電流的極性流過開關(guān)元件70到73的電流為正向或反向。此處符號i表示輸出電流，每個空的部分表示零。圖2(h)和圖2(i)表示開關(guān)元件70和71的電流波形。具有正極性的電流為正向電流(IGBT電流)，具有負(fù)極性的電流為反向電流(＝極管電流)，“-i”從負(fù)載流出的電流。
表2
當(dāng)逆變器輸出相電壓在雙極調(diào)制期間依次改變?yōu)?-/Ed/2-/0-/-Ed/2(t1-/t2-/t3-/t4的期間如圖3所示)時，則認(rèn)為該期間為一個周期。
在t1期間電流-i流過開關(guān)元件72，在t2期間電流i流過開關(guān)元件70和71，在t3期間電流i流過開關(guān)元件71，在t4期間電流-i流過開關(guān)元件72和73。這一周期內(nèi)流過開關(guān)元件的電流之和對于直流側(cè)開關(guān)元件是i，對于交流側(cè)元件為2i。
因此，發(fā)現(xiàn)流過交流側(cè)元件的電流較大。
在這種情況下，在交流側(cè)元件的生熱量和直流側(cè)元件的生熱量之間產(chǎn)生了一個差值。因此，當(dāng)按交流側(cè)元件設(shè)計冷卻裝置時，該裝置就變得越大。
考慮到雙極調(diào)制是用在電動車輛的感應(yīng)電動機的控制裝置中的情況，考慮到它經(jīng)常出現(xiàn)零電壓或低電壓并且經(jīng)常用于低頻范圍內(nèi)，則存在電流接近于通過元件的輸出電流的峰值的期間。
因此，發(fā)熱量的差別增大了，因而必須使在這一范圍內(nèi)雙極調(diào)制的熱分布均勻。
下面說明模擬結(jié)果，并給出一個解決辦法的實施例。
圖9中示出了偏值B和流過元件70和71的正向平均電流之間借助于計算機模擬得到的關(guān)系的一個例子。對于電動回轉(zhuǎn)和再生兩種狀態(tài)，當(dāng)B達到0.5時，元件電流可成為均勻的。
假定零電壓期間為T0，T0可以表示為偏值B的函數(shù)T0＝(1-2B)/2F。 …(5)此處Fc為載波頻率。
借助于設(shè)定盡可能短的零電壓期間，可使電流均勻。換句話說，圖3中所示的t1+t3＝(2T0)可以成為較短的。
下面說明實現(xiàn)上述功能的一種結(jié)構(gòu)。
圖1表示一個控制裝置的例子，用來控制四個串聯(lián)開關(guān)元件的導(dǎo)通和截止，并輸出在三級電位之間變化的交流電壓。圖中只給出了一相。
在圖1中，一個基波電壓指令發(fā)生裝置1輸入一個逆變的輸出電壓頻率指令F＊1，輸出電壓有效值指令E＊和直流電壓ed1、ed2，獲得一個逆變器輸出電壓指令A(yù)sinψ(ψ相位，ψ＝2F＊it，t時間)，并將此指令輸入給幅值指令分配裝置2。
偏值設(shè)定裝置4輸出一個偏值B，它是按逆變器頻率F＊i和基波幅值指令值A(chǔ)(評述如后)設(shè)定的。
輸入逆變器輸出電壓指令A(yù)sinψ并確定偏值B的幅值指令分配裝置2產(chǎn)生一個正的幅值指令a＊p和一個負(fù)的幅值指令a＊n，根據(jù)(4)式，如圖2(a)所示。
因此，脈沖產(chǎn)生和分配裝置3產(chǎn)生PWM脈沖串S1到S4，它們根據(jù)正幅值指令a＊p和負(fù)幅值指令a＊n被供給到開關(guān)元件上。
這些PWM脈沖串S1到S4通過一控制放大器(圖中未示出)送給U相的開關(guān)元件70到73，用來控制這些元件導(dǎo)通和截止。
下面詳細(xì)說明PWM脈沖串的結(jié)構(gòu)。
把逆變器輸出電壓的頻率指令F＊i積分得到相位，頻率指令是借助于滑差頻率的相加和相減得到的，滑差頻率根據(jù)電機電流指令與電機實際電流之差和電機隨時間的旋轉(zhuǎn)頻率得到的，在此基礎(chǔ)上由正弦發(fā)生器11計算sinψ值。sinψ值和基波電壓幅值指令A(yù)被乘法器13乘并輸出即時的基波電壓指令A(yù)sinψ，其中電壓幅值指令A(yù)是根據(jù)輸出電壓有效值指令E＊與上述頻率指令F＊i之比以及直流電壓ed1和ed2(當(dāng)電源是精確的電壓源時，可使用ed)借助于幅值設(shè)定器12得到的。
由偏值B設(shè)定裝置4按基波幅值指令A(yù)設(shè)定的偏值B借助于加法器22或23被加到一個信號上或從一個信號中被減去，從而產(chǎn)生正幅值指令a＊p和負(fù)幅值指令a＊n，所述信號是借助于將從基波正電壓指令產(chǎn)生裝置1輸入的基波電壓指令A(yù)sinψ用減半器20減半(而不用 1/2 ，盡管下一級的結(jié)構(gòu)稍微復(fù)雜些)得到的。
脈沖發(fā)生器31把從幅值指令分配裝置2輸出的正幅值指令a＊p與從載波發(fā)生器30輸入的載波信號Ycp進行比較，形成等于正脈沖形式的開關(guān)功能S1。脈沖發(fā)生器32也把負(fù)幅值指令a＊n與從載波發(fā)生器30輸入的載波信號Ycp進行比較，形成等于負(fù)脈沖形式的開關(guān)功能S4，并發(fā)出門信號S1到S4。
下面參照圖4到圖6說明偏值設(shè)定裝置4的操作。
關(guān)于雙極調(diào)制已經(jīng)說明借助于把零電壓期間設(shè)定得盡可能短，可使開關(guān)元件分擔(dān)的電流均勻。不過，為了使開關(guān)元件分擔(dān)的電壓合適或加一半的直流電壓到每個開關(guān)元件上，又需要保留一個預(yù)定的零電壓期間。
假定零電壓期間T0的最小值為Tomin，從式5發(fā)現(xiàn)，B的最大值Bmax可以表示如下Bmax＝0.5-FcTomin＝0.5-△…(6)此處△＝FcTomin在圖4中大于B＝A/2，B＝0.25以及小于Bmax的范圍內(nèi)(有網(wǎng)格的部分)，熱分布是均勻的。換句話說，借助于在該范圍內(nèi)固定由偏值設(shè)定裝置4輸出的偏值B，可以達到熱分布均勻。
作為一種實際的方式，需要在偏值設(shè)定裝置4上裝一限制器，以便阻止偏值偏移到另一范圍。，這在下面將要說明。
圖5和圖6是偏值設(shè)定裝置4的詳圖。
一個偏值發(fā)生裝置41按照逆變器頻率F＊i產(chǎn)生一個偏值B0。一個限制器42輸入基波電壓幅值指令A(yù)和偏值B0并且阻止偏值B設(shè)定在雙極范圍之外。
由偏值發(fā)讓裝置41輸出的偏值B0是一個用來產(chǎn)生一個不對逆變器頻率F＊i改變的即均勻的是電壓的最合適的固定值。不過，偏值B0可能由于電流波動而隨逆變頻率改變。
這一實施例將參照圖7進行說明。
在逆變器頻率低于F1的期間內(nèi)，借助于設(shè)定偏值B為0.5-△，隨F＊i的增加減小B(F≥F＊i≥F2)，當(dāng)F＊i＜F2時，設(shè)定B大約為0.25，便可在低頻段內(nèi)使發(fā)生的損耗均勻，在低頻段由于產(chǎn)生損耗的產(chǎn)熱量的變化是大的，并在相當(dāng)高的頻段內(nèi)減少輸出電流的諧波。不用說，當(dāng)F1＝F2時，也有相同的結(jié)果。
偏值發(fā)生裝置43輸出根據(jù)逆變的頻率F＊i獲得的偏值B0，并通過如圖6所示的限制器輸出偏值B。
按照本發(fā)明，能夠使通過構(gòu)成主電路的開關(guān)元件的電流均勻，因而能夠使產(chǎn)生的元件損耗差不多也均勻。結(jié)果使得產(chǎn)生熱量的分布成為均勻的，設(shè)備就可作得小了。
圖10給出了另一實施例。按照這一實施例，相當(dāng)于在圖1中所示的實施例的操作可借助于載波信號完成。
首先，結(jié)合圖11說明基本操作。
與圖1所示的實施例相同的一點是，基波指令a＊1由下式根據(jù)逆變頻率指令F＊i、輸出電壓指令E＊和直流電壓Ed表示a＊1＝Asinψ …(7)此處A＝2π2E＊/Ed以及ψ＝2πF＊it(t時間)
由上式兩個幅值指令a＊p和a＊n可按下式如圖11(a)所示產(chǎn)生a＊p＝a＊1-Ca＊n＝a＊1+C …(8)此處C為偏移值偏移值C由圖1所示的實施例的偏值B借助于以下關(guān)系表示C＝1-2B…(9)偏值C的設(shè)定范圍限制在0＞C≥1-A，波形如圖11(a)所示。當(dāng)C＝0時，兩極調(diào)制(兩級)而沒有中間電位發(fā)生。
由用式8表示的正負(fù)幅值指令a＊p和a＊n的相對大小以及圖11(a)所示的載波信號Yc，圖11(b)到11(e)所示的開關(guān)操作S1到S4獲得如下當(dāng)a＊p＜Yc時S1＝0，S3＝1當(dāng)a＊p＞Yc時S1＝1，S3＝0當(dāng)a＊n＜Yc時S4＝1，S2＝0當(dāng)a＊n＞Yc時S4＝0，S2＝1圖11(b)到11(e)中的波形完全與圖2(b)到2(e)的波形相同，圖11(f)到11(i)中的波形也與圖2(f)到2(i)中的波形相一致。下面說明實現(xiàn)上述功能的結(jié)構(gòu)。
在圖10中，基波電壓指令產(chǎn)生裝置1和逆變器的主電中路與圖1中所示的實施例1相同。標(biāo)號4代表偏差設(shè)定裝置，它根據(jù)式9和圖4到圖7中的關(guān)系設(shè)定一個偏值C。標(biāo)號2代表幅值指令分配裝置，它把根據(jù)基波幅值指令值A(chǔ)用偏值設(shè)定裝置4設(shè)定的偏值C用加法器22或23加到基波電壓指令A(yù)sinψ中或從中減去，Asinψ是從基波電壓指令發(fā)生裝置輸入的，從而得到正幅值指令a＊p和負(fù)幅值指令a＊n。
脈沖發(fā)生器31把從幅值指令分配裝置2中輸出的正幅值指令a＊p和從載波發(fā)生器30輸入的載波信號Y。進行比較，并產(chǎn)生一等于正脈沖方式的開關(guān)功能S1。脈沖發(fā)生器32也把負(fù)的幅值指令a＊n和從載波發(fā)生器30輸入的載波信號Yc進行比較，產(chǎn)生一個等于負(fù)脈沖形式的開關(guān)功能Si，并產(chǎn)生門信號S1到S4。
按照這一實施例，借助于載波信號可以得到一個與圖1所示的實施例十分相同的結(jié)果。
不用說，借助使用微處理機，上述控制裝置的一部分或全部可以被編程，因而可以用軟件實現(xiàn)。
本實施例用一相作為例子。不過，無須提及，對于多相例如兩相或三相也可得到相同的結(jié)果。
按照上述的第一、第二實施例，電流均勻控制被應(yīng)用于整個雙極調(diào)制范圍。在下面的實施例中，是否把電流均勻控制應(yīng)用于雙極調(diào)制范圍可以根據(jù)基波指令a＊1的相位決定。下面參看圖12和圖13進行說明。
圖12表示一個在基波的半個周期期間內(nèi)改變控制狀態(tài)的例子。
符號T1在圖3中表示0期間(t1+t3)而T2表示導(dǎo)通期間(T2+T4)。
按照這一實施例，電流均勻性控制被施加于具有大幅值的一個范圍(對于負(fù)側(cè)也同樣)。借此，在大電流流過之處電流的分布均勻了，在少數(shù)電流流過之處(T1＝T2)電流的波動減小了。因此，電流波形的脈動被減少，因而熱分布變得均勻。
圖13表明一個上述實施例的反向的例子。
在這種情況下，在組成電壓平均值的部分中電流的脈動被減小了。
而且，根據(jù)逆變器頻率F＊i，借助于選擇圖12和13所示的實施例中的一個，可以得到最合適的控制。例如，當(dāng)0≥F＊i≥F6(F6在雙極區(qū)內(nèi))時，使用圖12的實施例，當(dāng)F6≥F＊2≥F7(F7在雙極區(qū)內(nèi))時，使用圖13的實施例。借此，在低頻段優(yōu)先考慮熱分布均勻性，而在下一頻段則優(yōu)先考慮減小電流脈動的控制。
圖12和圖13所示的實施例可以借助于從sin發(fā)生器11到偏值設(shè)定裝置4中輸入的一個相位而容易地構(gòu)成。
上面是一個根據(jù)預(yù)定方式對熱損耗均勻性控制的說明。不過相同的結(jié)果也由下面獲得首先，從輸出電流中檢測電流的脈動。當(dāng)脈動值在允許范圍之內(nèi)時，施加均勻性控制。當(dāng)脈動值超過允許值時，將偏值設(shè)定為0.25。要求允許值有一滯后。
第二，為每一元件安裝一個溫度計(安培計)。當(dāng)溫度差大于預(yù)定的值時，施加均勻控制當(dāng)溫度差小于預(yù)定值時，將偏值設(shè)定為0.25以減小電流脈動。
按照這一實施例，可根據(jù)實際值而不是根據(jù)方式來施加控制。因此，損耗的差別可作得比目標(biāo)值更小。
下面說明上述的本發(fā)明的效果。
圖14是采用和不采用本發(fā)明時外部元件70和內(nèi)部元件71的電流對逆變頻率F＊i的特征曲線。
本圖中在低頻段(從0到幾赫)內(nèi)部元件的平均電流由下式表示平均電流＝(I-B)Im…(10)此外，B為偏值Im為逆變器輸出電流的幅值在高于上述頻段中的平均電流用下式表示平均電流＝((A/8)cosψ+(1-B)/π)Im…(11)此處A基波電壓指令(百分?jǐn)?shù)調(diào)制)ψ功率因數(shù)角在這種情況下，冷卻器的容量根據(jù)A點的發(fā)熱值來設(shè)計。因此，借助于把A點降低到A′，冷卻器可做得較小。
例如，如果輸出電流的有效值為400A，開關(guān)頻率為300H2時，不加電流均勻控制，由正向壓降產(chǎn)生一個大的損耗，例如約為1725W。如果加上電流均勻控制，由正向壓降產(chǎn)生的損耗只有1195W。結(jié)果可以算出，熱幅部分的容量可以減少到大約1/5。
假定圖14所示的直流側(cè)元件(內(nèi)部元件)的平均電流的元件電流容量在點C(由于諧波減少當(dāng)B＝0.25，A＝0.5時，在最大輸出電壓處，以致需要如此設(shè)計，使得在點A處的電流容量被加到元件電流容量上。
不過，因為對于低頻例如0到幾赫的范圍需要使用大電流容量的元件，設(shè)備將做得較大。
當(dāng)現(xiàn)在施加電流均勻控制時，元件的平均電流可以減少到A′，因此，不需要加一個與在C點處內(nèi)部元件平均電流的元件電流容量相比更大的電流容量到元件電流容量上。
為了減少元件平均電流，可以減少逆變器輸出電流Im。當(dāng)應(yīng)用這種控制時，無疑可使用具有小電流容量的元件。不過，當(dāng)這一逆變器被用于控制電動車輛時，交流電動機(感應(yīng)電動機)的轉(zhuǎn)矩將減小并且在上坡開始時電動機不能起動(除這種特殊操作外，這種逆變器也是有用的)。
上述總結(jié)見表3
表3
上表是使用式10和11得到的。
因此，上表表明，當(dāng)采用電流均勻控制或其它控制時，至少可以使用其電流容量小于C點元件電流容量的2.49倍的元件。借此，元件就可做得較小，因而整個逆變系統(tǒng)可以做得更小。
這里，表示內(nèi)部和外部元件之間的電流差別有大小的因數(shù)，即不平衡度Eb定義如下Eb＝((Ii-I0)/Ii) …(12)此處，Ii內(nèi)部元件的平均電流I0外部元件的平均電流這里，在圖14所示的包括點C的幾乎是扁平的區(qū)域內(nèi)每個平均電流可表示如下I0＝((A/8)cosψ+B/π)ImIi＝((A/8)cosψ+(1-B)/π)Im…(13)不平衡度Eb可以表示為Eb＝(1-2B)/((A/8))cosψ+(1-B))…(14)
和上面所示的相同例如，當(dāng)逆變器頻率為幾赫時(在圖14所示的含有點A和A′的范圍內(nèi)，此處的平均電流突然改變)，可根據(jù)假定A＝0用式14來計算。
在圖14所示的包括C點的扁平范圍內(nèi)(逆變器頻率不小于幾赫)，不平衡Eb當(dāng)B＝0.25，A＝0.5(當(dāng)偏值為0.25時，最大基波幅值將不超過0.5)時接近等于0.528，在公式14中的功率因數(shù)使用1。當(dāng)施加電流均勻控制時，不平衡度將比此值更小。
因此，關(guān)于不平衡度Eb，保持0≥Eb≥0.52的關(guān)系。換句話說，內(nèi)部元件和外部元件平均電流之間的差可以成為比外部元件地平均電流更小。
當(dāng)對于制電動車輛的裝置使用雙極調(diào)制時，尤其是在電動車輛的特殊操作中，例如在低速下保持恒速運行，比如上坡起動或洗車情況下，此時在逆變器頻率最多為幾赫時的條件下連續(xù)運行，在逆變器頻率最多為幾赫時的運行時間或在內(nèi)部元件(直流側(cè)元件)的電流突然增加的范圍內(nèi)的運轉(zhuǎn)時間增加了。因此，當(dāng)使用具有在C點的元件電流容量的元件時，則存在由于元件的生熱(內(nèi)部元件的生熱)而損壞元件的可能性。為避免這一點，需要在把冷卻器作得比單極調(diào)制的冷卻更大。
不過，如表1所示，借助減少輸出電流或在這范圍內(nèi)施加電流均勻控制，可以實現(xiàn)上述的特殊運行。
換句話說，當(dāng)動轉(zhuǎn)方式由圖1所示的運轉(zhuǎn)方式設(shè)定器41設(shè)定后，該指令被輸入給偏值設(shè)定器4并設(shè)定與運行方式相應(yīng)的偏值B。
例如，在該裝置停止的情況下起動時，在低速下保持恒速運行時，或在上坡開始時，逆變器頻率F＊i被設(shè)定為一較高的值，如圖7所示，對于這一頻率，偏值B減小。借此，可以使發(fā)熱損耗變均勻，從而防止內(nèi)部元件由于局部過熱而損壞。因此，可以不用較大地改變冷卻器的尺寸便可連續(xù)進行這種特殊運行。
因此，在控制具有雙極調(diào)制系統(tǒng)的電動車輛的裝置中，其中雙極調(diào)制由一三級逆變器實現(xiàn)，可以提供一種具有用來連續(xù)上述特殊運行的裝置的新的電動車輛。
按照上述所有的實施例，為了解釋，使用一個感應(yīng)電動機作為負(fù)載。不過另外的交流電機或負(fù)載裝置也可以如此使用，可以得到相同的結(jié)果。
按照上述的實施例，使用了逆變器，通過一感抗元件把逆變器的輸出端聯(lián)到交流電源上，逆變器可以作為自激的換流器運行，以便把交流變成直流(一種與逆變器的再生運行方式相同的運行)。在這種情況下，期望得到一個與逆變器運行相同的結(jié)果。
按照本發(fā)明，能夠使逆變系統(tǒng)減小，而使構(gòu)成逆變器主電路的開關(guān)元件的生熱分布均勻，并可以實現(xiàn)一種控制能實現(xiàn)良好運行的電動車輛的裝置。
權(quán)利要求
1.一種用來控制電力變換器的裝置，該裝置包括一個借助開關(guān)裝置的選擇接通，把直流轉(zhuǎn)換成具有高、中、低電位的交流相電壓的電力變換器，和一個調(diào)制裝置，該調(diào)制裝置用來借助于通過中間電位交替地輸出高電位和低電位，提供所述電力變換器的交流輸出相電壓的半周波，其中所述裝置具有一個控制裝置，用來使流過用來輸出所述中間電位的一個開關(guān)裝置的電流的平均電流與流過與所述直流電流的高電位或低電位相連的一個開關(guān)裝置的電流的平均電流之間的差小于流過與所述直流電流的高電位或低電位相連的開關(guān)裝置的電流的平均電流。
2.一種用來控制電力變換器的裝置，該裝置包括借助一個開關(guān)裝置的選擇接通，把直流轉(zhuǎn)換成具有高、中、低電位的交流相電壓的電力變換器，和一個調(diào)制裝置，該調(diào)制裝置用來借助于通過中間電位交替地輸出高電位和低電位，提供所述電力變換器的交流輸出相電壓的半周波，其中所述裝置具有一個控制裝置，用來控制流過用來輸出所述中間電位的一個開關(guān)裝置的電流的平均電流與流過與所述直流電流的高電位或低電位相連接的一個開關(guān)裝置的電流的平均電流之間的不均恒度，當(dāng)流過用來輸出所述中間電位的開關(guān)元件的電流的平均電流與流過與所述直流電流的高電位或低電位相連的開關(guān)元件的電流的平均電流的差除以流過用來輸出所述中間電位的開關(guān)裝置的電流的平均電流時，所述不均恒度被設(shè)定在范圍0≥不均恒度≥0.52內(nèi)的一個值上。
3.一種用來控制電力變換器的裝置，該裝置包括一個調(diào)制裝置，用來把直流轉(zhuǎn)換成具有至少三個例如高、中、低電位的交流相電壓，并用來借助于通過中間電位交替地輸出高電位和低電位，提供交流輸出相電壓的半周波，其中所述裝置具有一個使高電位和低電位脈寬之和大于包括在交流相電壓半周內(nèi)的中間電位的輸出期間之和的裝置。
4.一種用來控制電力變換器的裝置，該裝置包括一調(diào)制裝置，用來把直流變換成具有至少三個例如高、中、低電位的交流相電壓，并用來借助于通過中間電位交替地輸出高電位和低電位，提供交流輸出相電壓的半周波，其中所述裝置包括有一個使高電位和低電位脈寬之和大于包括在交流輸出相電壓的半周內(nèi)的中間電位的輸出之和的裝置和一個用來改變中間電位輸出期間的裝置。
5.一種用來控制電力變換器的裝置，該裝置包括一個調(diào)制裝置，用來把直流變換成具有至少三個例如高、中、低電位的交流相電壓，并用來借助于通過中間電位交替輸出高電位和低電位，提供交流輸出相電壓的半周波，其中所述裝置具有一個使高電位和低電位脈寬之和大于包括在交流輸出相電壓半周波內(nèi)的中間電位輸出期間之和的裝置和一個按照所述電力逆變器的輸出頻率改變中間電位的期間的裝置。
6.一種用來控制電力變換器裝置，該裝置包括一個調(diào)制裝置，用來把直流變換成具有至少三個例如高、中、低電位的交流相電壓，并用來借助于通過中間電位交替地輸出高電位和低電位，提供交流輸出相電壓的半個周波，其中所述裝置具有一個用來把包括在交流輸出相電壓半周內(nèi)的中間電位的輸出時間設(shè)定到一個時間段的裝置，當(dāng)所述變換器的輸出頻率小于預(yù)定值時，所設(shè)定的時間段由構(gòu)成電力變換器的開關(guān)元件的最小導(dǎo)通和截止時間確定，當(dāng)所述電力變換器的輸出頻率大于預(yù)定值時如此確定，即使得包括在交流輸出相電壓半周內(nèi)的中間電位輸出等于高電位和低電位脈寬之和。
7.一種用來控制電力變換器的裝置，該裝置包括一個調(diào)制裝置，用來把直流變換成具有至少三個例如高、中、低電位的交流相電壓，并用來借助于通過中間電位交替地輸出高電位和低電位，提供交流輸出相電壓的半個周波，其中所述裝置具有一個使包括在交流輸出相電壓內(nèi)的高電位脈寬與通過中間電位的高電位相鄰的低電位脈寬之和大于與高電位脈沖相鄰的中間電位的輸出期間。
8.一種用來控制電力交換器的裝置，該裝置包括一個調(diào)制器，用來把直流變換成具有至少三個例如高、中、低電位的交流相電壓，并用來借助于通過中間電位交替地輸出高電位和低電位，提供交流輸出相電壓的半周波，其中所述裝置具有一個改變所述中間電位的輸出期間之和的裝置，使得包括在交流輸出相電壓內(nèi)的高電位脈寬和與經(jīng)過中間電位的高電位脈沖相鄰的低電位脈寬之和大于與高電位脈沖相鄰的中間電位的輸出期間之和。
9.一種用來控制電力變換器的裝置，該裝置包括一個調(diào)制器，用來把直流變換成具有至少三個例如高、中、低電位的交流相電壓，并用來借助于通過中間電位交替地輸出高電位和低電位，提供交流輸出相電壓的半個周波，其中所述裝置具有一個按照所述電力變換器的輸出頻率改變所述中間電位的輸出間隔總和的裝置，使得包括在交流輸出相電壓內(nèi)的一個高電位脈寬和一個與通過中間電位的高電位相鄰的低電位脈寬之和大于與高電位脈沖相鄰的中間電位的期間之和。
10.一種用來控制電力變換器的裝置，該裝置包括一個調(diào)制器，用來把直流變換成具有至少三個例如高、中、低電位的交流相電壓，并用來借助于通過中間電位交替地輸出高電位和低電位，提供交流輸出相電壓的半個周波，其中所述裝置具有一個用來把包括在交流輸出相電壓之內(nèi)的與高電位脈沖相鄰的中間電位輸出期間設(shè)定到一個時間段的裝置，當(dāng)所述電力變換器的輸出頻率大于一個預(yù)定值時，所設(shè)定的時間段由構(gòu)成電力變換器的開關(guān)元件的最小導(dǎo)通與截止時間來確定，并且使所述中間電位的輸出期間等于高電位脈寬與經(jīng)過中間電位的和高電位脈寬相鄰的低電位脈寬之和。
11.一種用來控制電力變換器的裝置，該裝置包括一個調(diào)制器，用來把直流變換成具有至少三個例如高、中、低電位的交流相電壓，并用來借助于經(jīng)過中間電位交替地輸出高電位和低電位，提供交流輸出相電壓的半個周波，其中所述裝置具有一個用來把輸出電壓的中間電位輸出期間設(shè)定到小于1/4F。(Fc截波頻率)且大于由構(gòu)成電力變換器的開關(guān)元件的最小導(dǎo)通與截止時間確定的期間的裝置。
12.一種用來控制電力變換器的裝置，該裝置包括一個調(diào)制器，用來把直流變換成具有至少三個例如高、中、低電位的交流相電壓，并用來借助于經(jīng)過中間電位交替地輸出高電位和電位，提供交流輸出相電壓的半個周波，其中所述裝置具有一個用來把輸出電壓的中間電位輸出期間設(shè)定到小于1/4F。(Fc截波頻率)且大于由構(gòu)成變換器的開關(guān)元件的最小導(dǎo)通與截止時間確定的期間的裝置，以及一個用來改變中間電位輸出周期的裝置。
13.一種用來控制電力逆變器的裝置，該裝置包括一個調(diào)制器，用來把直流變換成具有至少三個例如高、中、低電位的交流相電壓，并用來借助于經(jīng)過中間電位交替地輸出高電位和低電位來提供交流相電壓的半個周波，其中所述裝置具有一個用來把輸出電壓的中間電位輸出期間設(shè)定到一個小于1/4F。(Fc截波頻率)且大于由構(gòu)成變換器的開關(guān)元件的最小導(dǎo)通與截止時間確定的期間的裝置，以及按照所述變換器的輸出頻率改變中間電位輸出周期的裝置。
14.一種用來控制電力變換器的裝置，該裝置包括一個調(diào)制器，用來把直流變換成具有至少三個例如高、中、低電位的交流相電壓，并用來借助于經(jīng)過中間電位交替地輸出高電位和低電位來提供交流輸出相電壓的半個周波，其中所述裝置具有一個用來把輸出電壓中中間電位輸出期間設(shè)定到一個時間段的裝置，當(dāng)電力變換器的輸出頻率小于一預(yù)定值時，所設(shè)定的時間段由構(gòu)成電力變換器的開關(guān)元件的最小導(dǎo)通和截止時間來確定，當(dāng)電力變換器的輸出頻率大于預(yù)定值時，把該期間設(shè)定在1/4F。(Fc截波頻率)。
15.一種用于控制電力變換器的裝置，包括一個電力變換器，用來把交流電轉(zhuǎn)換成具有至少三個例如高、中、低電位的交流相電壓，一個基波電壓指令發(fā)生裝置，用來產(chǎn)生從電力逆變器輸出的一個交流電的基波指令，一個幅值指令分配裝置，用來根據(jù)上述的基波電壓指令產(chǎn)生一正幅值指令和一個負(fù)幅值指令，對上述的幅值指令給出一個相對截波幅值大于0.25且小于0.5的一個偏值，并且輸出正幅值指令和負(fù)幅值指令，以及一個脈沖產(chǎn)生和分配裝置，用來把這些幅值指令和載波進行比較，并產(chǎn)生一個提供給所述電力變換器的門信號。
16.一種如權(quán)利要求15所述的用于控制電力變換器的裝置，其中供給所述幅值指令的偏值是固定值。
17.一種如權(quán)利要求5所述的用于控制電力變換器的裝置，其中供給所述幅值指令的偏值隨電力變換器的輸出頻率而改變。
18.一種用來控制電力變換器的裝置，包括一個電力變換器，用來把直流轉(zhuǎn)換成具有至少三個例如高、中、低電位的交流相電壓，一個基波電壓指令發(fā)生裝置，用來產(chǎn)生一個從電力變換器輸出的交流電的基波指令，一個幅值指令分配裝置，用來根據(jù)上述基波電壓指令產(chǎn)生一個正幅值指令和一個幅值指令，并給出一個偏值到上述幅值指令，且輸出正幅值指令和負(fù)幅值指令，所述偏值當(dāng)電力變換器的輸出頻率小于一預(yù)定值時相對于載波幅值大于0.5且小于由構(gòu)成電力變換器的開關(guān)元件的最小導(dǎo)通和截止時間確定的一個值，或當(dāng)電力變換器的輸出頻率小于預(yù)定值時，所述偏值相對載波幅值為0.25，以及一個脈沖發(fā)生和分配裝置，用來把這些幅值指令和載波進行比較產(chǎn)生一門信號提供給所述電力變換器。
19.一種用來控制電力變換器的裝置，包括一個調(diào)制器，用來把直流轉(zhuǎn)變成具有至少三個例如高、中、低電位的交流相電壓，并借助于經(jīng)過中間電位交替地輸出高電位和低電位來提供交流輸出相電壓的半個周波，其中構(gòu)成所述變換器的元件的電流容量在調(diào)制器輸出最大電壓時小于電流的2.49倍。
20.一種用來控制電動車輛的裝置，包括一個調(diào)制裝置，用來借助經(jīng)過中間電位交替地輸出高電位和低電位來提供交流輸出相電壓的半個周波，一個電力變換器，用來把直流變換成具有至少三個例如高、中、低電位的交流相電壓，以及一個交流電動機，它由所述電力變換器供電用來驅(qū)動電動車輛，其中所述裝置具有一個允許在所述變換器輸出頻率上的基波直到幾赫茲處仍連續(xù)進行。
21.一種用來控制電動車輛的裝置，包括一個具有多種結(jié)構(gòu)的電力變換器，每種結(jié)構(gòu)都有一串聯(lián)連接的電容器，以便對直流電壓分壓，四個串聯(lián)連接的開關(guān)裝置，它們與所述電容器并聯(lián)，一個串聯(lián)二極管與兩個內(nèi)部元件并聯(lián)，且連接在相互連接的串聯(lián)二極管的接點和所述電容器的接點上，一個連在所述電機變換器上的交流驅(qū)動電動機，以及一個控制裝置，用來借助于經(jīng)過中間電位交替輸出高電位和低電位來提供所述電力變換器的交流輸出相電壓的半個周波，其中所述的裝置具有一個用來調(diào)整所述四個串聯(lián)開關(guān)裝置的內(nèi)側(cè)開關(guān)裝置的平均電流和外側(cè)開關(guān)裝置的平均電流之間的不平衡度，當(dāng)內(nèi)側(cè)開關(guān)裝置的平均電流和外側(cè)開關(guān)裝置的平均電流之間的差被內(nèi)側(cè)開關(guān)裝置的平均電流相除時，根據(jù)電動車輛的運行方式把不平衡度設(shè)定在范圍為0≥不平衡度≥0.52內(nèi)的一個值。
全文摘要
公開了一種借助于使在雙極調(diào)制方式下的元件電流變均勻而使設(shè)備變小的裝置。在雙極調(diào)制期間的零電壓時間小于其它電壓輸出時間。相應(yīng)地，組成逆變器主電路的開關(guān)元件的電流也成為均勻的。
文檔編號H02M7/48GK1079596SQ9310579
公開日1993年12月15日 申請日期1993年4月23日 優(yōu)先權(quán)日1992年4月23日
發(fā)明者仲田清, 棚町德之助, 照沼睦弘, 鈴木優(yōu)人, 中村清, 豊田瑛一, 斉滕秀治, 松井孝行 申請人:株式會社日立制作所