專利名稱:具有平衡直流成分裝置的三電平電力變換器的制作方法
技術領域:
本發(fā)明涉及一種電力變換器,它將直流電變換為交流電或將交流電逆變?yōu)橹绷麟姡绕涫顷P于控制電力變換器的直流側跨接在電容器上的電壓,從而控制三電平交流電壓。
通常的三電平電力變換器以下述方式運作串聯的電容器將一個直流電壓分為兩個直流電壓以產生三電平電壓,所述三電平電壓包括高、中、低電位,接通或斷開立電路的開關器件以有選擇地將三電平電源引入電力變換器的交流側。
一種交流輸出電壓的控制方法,其中,將電力變換器用作將直流電變換為交流電的逆變器,所述方法在1988年4月的PESC88年度記錄中P1255-1262的“三電平脈沖寬度調節(jié)波形之產生與優(yōu)化的新穎方法”一文(以下稱為文件1)中已作了揭示。
文件1提出了一種雙極調制方法,其中通過零電壓交替地輸出正向和負向脈沖電壓,它用作進行波形改進及三電平逆變器的精確電壓控制的一種調制方法。
然而,三電平電力變換器存在這樣的問題用來將直流電壓一分為兩的電容器(下文稱為分壓電容器)上的電壓是不平衡的。
這種不平衡是由于分壓電容器的不均等電壓分配而造成的。由于流入分壓電容器之串聯接點(下文中稱為中性點)的直流電流成分造成了不均等的電壓分配。這種不合需要的電流流通是由于分壓電容器電容值的不同、電力變換器之交流電壓的離散(正向和負向脈沖的不平衡)或輸出電流的失真(正向和負向電流波形的不平衡有可能是由高次諧波的重疊而引起的)。
電氣工程師協會半導體電源研究組SPC-91-37于1991年6月第111-120頁所刊登的日本專利公開第2-101969(1995)號、題為“NPC逆變器之直流輸入電容器的平衡控制”(下文稱為文件2)文中揭示了一種限制分壓電容器之電壓不平衡的技術。
日本專利公開第2-101969(1995)中揭示的限制兩個直流成分電壓不平衡的技術即文件1的雙極調制方法,它改變兩個正弦調制波形的幅度以限制電壓不平衡。
同樣的,文件2中所揭示的限制兩直流成分的電壓不平衡的技術即文件1的雙極調制方法,與日本專利公開第2-101969(1995)中一樣,根據驅動或再生狀態(tài)將一個相應于兩直流電壓之差電壓的直流成分的信號疊加在逆變器的電壓指令上。
然而,上述一般技術的缺點在于,它們無論如何也不能限制電壓的不平衡,或即便它們對差電壓進行了限制控制它們的限制能力也太弱。
為了解決現有技術中上的上述問題,本發(fā)明的一個目的是使三電平電力變換器直流側電力變換器的直流側分壓電容器能進行均等的電壓分配。
簡單地說,根據本發(fā)明的電力變換器實現了上述目的。所述電力變換器帶有串聯連接的、用來對直流電壓進行分壓的電容器,其中,在將直流電壓變換為具有三個電位的相電壓之前,由電容器輸出該直流電壓,所述三電位包括正電位、零電位和負電位。所述變換器包括零電壓調節(jié)裝置,它用來根據電源變換裝置的輸出電流極性和串聯連接的電容器的差值電壓來調節(jié)零電壓的持續(xù)時間。
發(fā)明人對一般技術產生缺點的原因進行詳細研究。應用這種一般的技術,即便對差值電壓進行了限制控制,它們根本無法限制電壓不平衡或其限制能力太弱。他們發(fā)現在低負載功率因數區(qū)域,控制作用很小。由于上述一般技術根據電力變換器的輸出電壓進行限制控制,這使它們存在這樣的區(qū)域,在該區(qū)域內,即便以限制方向進行控制,實際的控制都不合需要地使差值電壓變大。
這是因為,除非負載為電阻性負載情況,電力變換器輸出電流相位與輸出電壓相位不會一致,或者說功率因數不等于1,因此,存在這樣的時間間隔,期間使補償電流按其原來必須注入中性點相反地反向流通。因此,無法由來自規(guī)定方向的差值獲得控制作用。特別地,如果功率因數為0,就完全沒有不能獲得的控制效能。
本發(fā)明檢測電力變換器輸出電流的極性是否與中性點電流相同,以確定補償電流的極性,從而可進行控制,使差值電壓減小。
圖1是示出了本發(fā)明之第一實施例的簡圖;
圖2是示出了中性點電壓控制之控制方向的圖表;
圖3是對電壓電容器的電壓不平衡進行補償的工作波形的實例;
圖4(a)、4(b)是雙極調制中相電壓波形的一種實例;
圖5(a)、5(b)是單極調制中相電壓波形的一種實例;
圖6是示出了本發(fā)明之第二實施例的簡圖;
圖7是第二實施例中相電壓與電流間的關系;
圖8是第二實施例中對電壓電容器電壓的不平衡進行補償的工作波形的實例;
圖9是示出了逆變器對應于頻率的輸出電壓的示圖;
圖10是根據基本調制波形的調制方法。
以下參照附圖、作為本發(fā)明的一種實施例描述了逆變器中使用的電力變換器中性點電壓控制主電路的工作情況及原理,所述逆變器用來驅動一電動車。
圖1示出了三相基本電路的簡圖。圖中示出了直流電壓源5(電動車電源線),直流電抗器60,分壓電容器61和62,它們用來從直流電壓源5的電壓中得到中性點0。圖中還示出了構成自熄弧開關裝置的開關元件7a、7b和7c。根據加在開關器件上的選通信號,每一開關元件可有選擇地輸出高電位電壓(P點電壓)、中電位電壓(O點電壓)或低電位電壓(N點電壓)。例如,開關元件7a帶有自熄弧開關器件70至73(這里是IGBT或作為一種替換可以是GTO或晶體管)、回流整流器件74至77,及輔助整流器件78和79。本實施例中采用的負載是感應電動機8。開關元件7a和7b與開關元件7a構成相同。
作為一實例,參照下文的表1對U相開關元件7a的基本工作情況進行描述。應該注意,除非另有說明,參考電位系位于中性點O,而開關元件7a的輸出電壓是逆變器的輸出相電壓。
如表1中所示,根據三種導通模式來接通或斷開形成開關元件7a的開關器件70至73。即,在其直流側輸出P電位的輸出型式P中,接通開關器件70和71并斷開72和73,饋送出輸出電壓+Vcp。在輸出中性點電位的輸出模式O中,接通開關器件71和72并斷開70和73,饋送出零輸出電壓。在輸出N點電位的輸出模式N中,斷開開關器件70、71并接通72和73,饋送出輸出電壓-Vcn。如果分壓電容器電壓完全平衡,Vcp=Vcn。
表中有單相開關元件電路和分壓電容器的等效電路。開關元件等效于三向開關,它對電壓脈沖的時間間隔和極性進行控制,從而控制輸出電壓eu。
在日本專利公開第51-47848(1976)和56-74086(1981)中詳細描述了三電平逆變器的主電路。
接下來,下文中描述了中性點電壓控制的原理。
圖2描述了僅基于所檢測信號的單相控制方向。所檢測信號包括分壓電容器的差值電壓△Vc(=Vcp-Vcn和輸出電流iu、iv和iw中之一。它們之積的極性確定了控制方向。根據分壓電容器的差值電壓△Vc來調節(jié)受控制的變量△T。
根據分壓電容器之差值電壓的極性和輸出電流的極性以下述四種方法來進行調節(jié)。
(1)分壓電容器的差值電壓為正,或Vcp>Vcn。
(a)如果輸出電流為正,假設由圖1中箭頭表示的電流iu為正,應進行控制以減小Vcp并增大Vcn。這種電壓不平衡可通過在中性點電流iou上疊加新的補償電流成分予以改善。應該注意到,即使補償電流成分的極性相同,中性點電流iou持續(xù)時間的調節(jié)方向取決于輸出電流的極性。這意味著應將負補償電流成分疊加在中性點電流iou上,所述負補償電流成分在圖1中用虛線箭頭表示,它流入中性點。
使電流流入中性點意味著對正向側的分壓電容器61放電,對負向側的分壓電容器62充電。因此,可解決Vcp>Vcn的電壓不平衡。
這種情況下,逆變器工作時輸出電流iu按圖1中的箭頭方向流動。中性點電流iou具有與圖1中實線箭頭方向所指的輸出電流iu相同的極性的大小。中性點電流iou上不能疊加補償電流成分。
然而,電壓之不平衡可被解決系基于一種事實情況,即,使電流流入中性點等效于減小連續(xù)流動的中性點電流iou。
這說是說,在這種情況下可以用這樣的控制方法來限制電壓不平衡,即使脈動中性點電流iou的持續(xù)時間變窄,從而減少中性點電流iou或對脈沖時間間隔進行控制,從而縮短中性點電流電壓輸出的周期。
(b)如果輸出電流為負,由于中性點電流iou流入中性點,中性點電流iou的極性與補償電流極性相同。
因此,可通過控制脈沖持續(xù)時間來限制電壓不平衡,從而增大中性點電壓輸出的周期。
(2)分壓電容器的差值電壓為負,或Vcp<Vcn。
(a)如果輸出電流為正,要進行控制使得對正向側的分壓電容器61進行充電而對負向側的分壓電容器62進行放電。
因此,通過使補償電流正向流動或以電流流出中性點的方向流動來限制電壓不平衡。
同樣地,在這種情況下,輸出電流iu(中性點電流iou的極性與補償電流的極性相同。因此,可通過控制脈沖持續(xù)時間從而增大中性點電壓輸出的周期來限制電壓不平衡。
(b)如果輸出電流為負,中性點電流iou的極性與補償電流相反。因此,可通過減小中性點電流iou來等效地增大補償電流。即,可通過控制脈沖持續(xù)時間從而減少中性點電壓輸出的周期來限制電壓不平衡。
上述四個方法可簡述如下。
對于中性點電流持續(xù)時間的調節(jié)方向而言,當分壓電容器的差值電壓與輸出電流之乘積的極性相同時,持續(xù)時間的調節(jié)方向是相同的。因此,能夠調節(jié)中性點電流,從而以下述方法來改善分壓電容的電壓不平衡。所述方法為如果分壓電容器之差值電壓與輸出電流的乘積為正,則應使零電壓周期持續(xù)時間變窄;或如果分壓電容器之差值電壓與輸出電流的乘積為負,則應使零電壓周期持續(xù)時間變寬。
下文中,上述控制被稱為中性點電壓控制。
圖3示出了僅對U相,當Vcp<Vcn時補償工作波形的實例。圖3(a)至3(c)示出了當與輸出電流一致的電動機電流(圖3(b)滯后一個功率因數角φ時的未經過中性點電壓控制的波形。僅當圖3(a)中所示的輸出相電壓為零時U相有中性點電流iou流過。流過的中性點電流iou的脈動波形如圖3(c)中所示。
使用中性點電壓控制時,當電動機電流為正時使輸出脈沖電壓的脈沖持續(xù)時間為正,所述電動機電流是負載電流,另一方面,當電動機電流為正時,使輸出相電壓的脈沖持續(xù)時間變寬,所述電動機電流是負載電流。正向的直流成分被疊加在中性點電流上。
用同樣的方法對其它相進行控制。這種控制可使Vcp與Vcn相平衡。應該注意到,三相中除U相中性點電流iou中所含的零相成分以外的成分已被除去,從而不影響分壓電容器的電壓。
下文參照圖1描述本發(fā)明的第一實施例。
圖中示出了脈沖持續(xù)時間調制(脈沖寬度調制(PWM))裝置1,它每次在輸出電壓脈沖之前根據輸出電壓指令E*和輸出頻率指令F*i來計算U相輸出電壓脈沖的輸出時刻Twp和Twn。PWM裝置1還在輸出電壓脈沖之前計算V相輸出電壓脈沖的輸出時刻Tvp和Tvn。PWM裝置1還在輸出電壓脈沖之前計算W相輸出電壓脈沖出時刻Twp和Twn。PWM裝置的工作模式輸出一個字位的數據,用它來確定輸出電壓脈沖是處于上升或下降的時刻。
另一方面,圖中示出了一個差值電壓檢測裝置3。所述差值電壓檢測裝置3通過使用一減法器、在由低通濾波器31檢測得低頻成分△Vc之前得到電壓Vcp和分壓電容器的Vcn間的差值電壓△Vc(=Vcp-Vcn)并用所需的經過增益控制32的增益G來乘以上述差值電壓,以產生一基本補償持續(xù)時間△T。
圖中還示出了極性檢測裝置41至43,它們分別檢測作為逆變器負載的電動機的電流iu,iv和iw極性。如果極性為正,極性檢測裝置41至43中的每一者均輸出“+1”。如果極性為負均輸出“-1”。隨后檢測器將其輸出乘以基本補償持續(xù)時間△T,從而產生各相的脈沖定時補償持續(xù)時間△Tu、△Tv和△Tw。即,得到下述等式。
Tx=Sign(ix)·G·△Vc……(1)其中X=u、v且W、G>0,且Sign(ix)=1(ix≥0)或=-1(ix<0)圖中還示出了脈沖定時補償裝置40,它根據脈沖定時補償持續(xù)時間△Tu、△Vv和△Vw、輸出電壓脈沖的輸出時刻Tup、Tvp和Twp以及工作模式信息從而對輸出電壓脈沖的輸出瞬間進行補償。在將電壓脈沖輸出至脈沖輸出裝置2之前進行如圖4和5中所示的補償。
在U相的工作模式1中,Tup=Tup1′=Tup1-△TuTun=Tun1′=Tun1-△Tu…(2)在U相的工作模式2中Tup=Tup2′=Tup2+△TuTun=Tun2′=Tun2+△Tu…(3)在說明逆變器實例之前,下文就頻率和調制方法方面,描述了電動車三電平逆變器的輸出電壓。
圖9描繪了逆變器之輸出電壓與頻率關系的示圖。
電動車采用了控制系統,由于必須將轉矩控制為定值,所述控制系統能夠使輸出電壓與頻率之比值恒定。
因此,要求電動車的逆變器能夠連續(xù)地將其輸出電壓從零改變至最大。為此,可使用圖10中所示的調制系統。
在低頻(電壓)區(qū)域可使用圖10(a)中所示的雙極調制,這是因為它能提供很低的電壓,包括零電壓。
逆變器輸出脈沖(相電壓)的特點是可以這樣的方法來提供基波(基本調制法),即,在零電壓期間(中性點電壓輸出期間)其半周期的脈沖串交替為正和負。
可以下述方式在中間電壓范圍內使用圖10(b)中所示的單極調制。即,用交替地輸出零電壓時間間隔和同一極性的脈沖作為基波電壓來提供基波的半周期。
在高電壓范圍內可以下述方法來使用圖10(c)中所示的過調制,即除去單極調制基波最大幅值周圍的間隔從而輸出高電壓。
用移動一個單脈沖的方法,在過調制中使一單脈沖平行移動,在具有過量輸出但都不饋送出最大電壓的狀態(tài)下,可對該單脈沖進行脈沖-持續(xù)時間控制,因而可平穩(wěn)地控制電壓。
根據上述事實,下文描述第一實施例的實例。
圖4描述了使用雙極調制的第一實施例輸出脈沖電壓脈沖的一個周期的波形。
圖4(a)描繪了sign(iu)x△Vc>0時的波形。我們可以看到零電壓周期減小了△Tu(4△Tu)的數量。圖4(b)示出了與其相反的波形。
圖5示出了使用單極調制的第一實施例輸出相電壓脈沖之一個周期的波形,
圖5(a)示出了sign(iu)x△Vc>0時的波形。其中已減小了零電壓周期。圖5(b)示出了與其相反的波形。
同樣地,可對能夠被過調制和受脈沖-持續(xù)時間控制的單脈沖進行控制,因此,可將第一實施例用于電動車的三級逆變器,從而可在所有調制系統中使用中性點電壓控制而與工作頻率范圍無關。這種方法在簡化軟件及硬件方面是有效的。
當然,第一實施例可在同步型式中使用,其中調制波與載波同步,或它也可用于異步型式中,在該型式中,調制波是不同步的,只要所述的型式能夠僅調節(jié)脈沖持續(xù)時間。
現在,根據輸出時刻Tup′至Twn′,脈沖輸出裝置2最終產生選通脈沖。在該輸出時刻中,輸出相電壓脈沖在饋送至主電路開關器件之前被予以補償。
上述第一實施例的優(yōu)點在于無論采用何種PWM控制方法和運行功率因數(交流電流相位),均可使三電平電力變換器直流側分壓電容器的電壓分配均等。
如上所述,在原理上,可根據分壓電容器之差值電壓的極性及輸出電流(中性點電流)的極性來進行脈沖持續(xù)時間控制,從而限制電壓的不平衡。然而,這種方法是不實用的,因為它存在檢測延遲的問題,這是由于鑒別極性所針對的電流是交流,它變化太快以至無法瞬時地進行檢測。這一問題在下述本發(fā)明的第二個實施例中將更為清楚。
圖6描述示出驅動電動車的用于逆變器中的本發(fā)明之第二實施例的示圖。圖中的主電路5至8與圖1中相同。以下在對與圖1不同的控制部分之結構進行解釋之前先描述第二實施例的工作原理。
第二實施例具有一個控制相位選擇器裝置,它輸出電流極性鑒別來代替圖1之第一實施例中的檢測輸出電流以鑒別極性的鑒別裝置??刂葡辔贿x擇器的特點在于,它設置一相位范圍,從而根據輸出相位電壓來鑒別控制極性。
所以,第二實施例中略去了輸出電流的極性檢測。
圖7示出了驅動狀態(tài)、零功率因數狀態(tài)和再生狀態(tài)中滯后功率因數角為30°≤θ≤150°的電壓和電流的波形實例。我們可以看到,當相位θ在-30°≤θ≤30°范圍中對電流總是負的,而當相位θ在150°≤θ≤210°的范圍中時電流總是正的。只要功率因數不為1,即使功率因數角φ在0°<φ<30°的范圍中,平均電流也是負的。
在150°<φ<180°的范圍中Φ亦是如此。在第二實施列中也一樣。僅在這些范圍中對零相位電壓周期的持續(xù)時間進行控制使它能省去電流的極性檢測。
當然,即便使控制相位的范圍比-30°≤θ≤30°和150°≤θ210°的范圍更窄也能具有同樣的效果。反之,如果使控制相位的范圍更寬,例如為-90°≤θ≤90°和90°≤θ≤270°,也能得到同樣的效果。另一方面,對于超前功率因數而言,除電流極性被反過來之外,可進行同樣的運作。
圖8示出了僅U相中當Vcp<Vcn時用于補償的工作波形的實例。圖8(a)至8(c)示出了當電動機電流(圖8b)滯后于輸出電流一功率因數角φ時,未進行中性點電壓控制的波形。僅當圖8(a)中所示的輸出相電壓en為零時U相中流過中性點電流ion。中性點電流ion的脈動波形如圖8(c)所示。
由于采用了中性點電壓控制,使輸出脈沖電壓的脈沖持續(xù)時間變寬,以減小中性點電流,這是由于在-30°≤θ≤30°這一范圍內電動機電流總為負這一事實造成的。另一方面,由于電動機電流在150°≤θ≤210°的范圍內總是正的這一事實,便脈沖持續(xù)時間變窄以增大中性點電流。將正的成分疊加在中性點電流上。以同樣的方式對其它相進行控制,從而在一個周期上控制輸出相電壓。該控制可平衡Vcp與Vcn。應注意到,在三相中除U相中性點電流iou中所含的零相位成分以外的成分已被除去,從而不致影響分壓電容器的電壓。
下文參閱圖6對本發(fā)明第二實施例的結構進行了描述。
圖中示出了脈沖持續(xù)時間調制(PWM)裝置1,它在輸出電壓脈沖之前的每個T0時間內根據輸出電壓指令E*和輸出頻率指令F*i計算U相輸出電壓脈沖的輸出時刻Tup和Tun、V相輸出電壓脈沖的輸出時刻Tvp和Tvn、W相輸出電壓脈沖的輸出時刻Twp和Twn。PWM裝置1輸出一工作模式,它是含1位字位的信息,從而確定輸出電壓脈沖是上升時刻還是上升時刻。PWM裝置1還輸出輸出相電壓的相位θ。在補償脈沖定時時,用該相位來代替交流極性信號。
另一方面,圖中示出了一個差值電壓檢測裝置3。在由低通濾波器31檢測出低頻成分△Vc之前,所述差值電壓檢測裝3使用一減法器30來得到分壓電容器的電壓Vcp與Vcn之差值電壓△Vc(=Vcp-Vcn)并用一所需的增益G乘以該差值電壓以產生基本補償持續(xù)時間△T,所述增益是通過增益控制器32得到的。
△T=G·△Vc……(4)圖中還示出了控制相位選擇器裝置47至49。根據輸出相電壓的相位θ(參考U相),每一控制相位選擇器裝置47至49設置了控制極性和控制相位范圍,從而省去了輸出電流的極性檢測。然后將控制相位選擇器裝置47至49的輸出乘以基本補償持續(xù)時間△T,從而產生各相的相位定時補償持續(xù)時間△Tu、△Tv和△Tw。
即,得到下述等式△Tu=△T(-30°≤θ≤30°)或=-△T(150°≤θ≤210°)或=0(除上述相位外的其它相位)△Vv=△T(90°≤θ≤150°)
或=-△T(270°≤θ≤330°)或=0(除上述相位外的其它相位)△Tw=△T(210°≤θ≤270°)或=-△T(30°≤θ≤90°)或=0(除上述相位外的其它相位)……(5)其中還示出了脈沖定時補償裝置40,它根據脈沖定時補償持續(xù)時間△Tu、△Tv和△Tw、輸出電壓脈沖的輸出時刻Tvp和Twp以及工作模式信息對輸出電壓脈沖的輸出時刻進行補償。如圖4和5中所示在電壓脈沖被輸出至脈沖輸出裝置2之前,按等式2和3進行補償。
根據輸出時刻Tup′至Twn′,脈沖輸出裝置2最后產生選通信號,在將輸出時刻送至主電路的開關器件之前,先將輸出相電壓脈沖補償至所述輸出時刻Tup′至Twn。
第二實施例的控制相中其每一相均有120°的選擇周期可使該周期更寬或更窄。
此外,第二實施例中在包括0°(360°)和180°的周期內,均受到中性點電壓控制??蓪@些周期中的任一段進行控制,但由于一次補償的量更大,因而無需這么做。
如果補償增益太高,將使基波失真。另一方面如果它太低,對于突然出現不平衡或增大的不平衡將不能進行控制。因此必須小心地選擇增益。
與第一實施例相同,第二實施例不僅可用于雙極調制和單極調制,還可用于單脈沖。
如前文所述,例如在EPE91年度會議記錄第3頁第228至233行的“二電平和三電平預先計算調制的研究”一文中所描述的那樣,可在使用單脈沖時用三電平逆變器來控制逆變器輸出電壓??赏ㄟ^調節(jié)單脈沖的持續(xù)時間來完成控制。在控制中,輸出電壓波形對應于90°和270°相對稱。
另一方面,第二實施例的工作情況如下如果Vcp>Vcn,可使0°左右的零電壓持續(xù)時間更寬而180°左右的零電壓持續(xù)時間更窄。這將平衡分壓電容器的電壓。如果Vcp<Vcn,則工作情況相反。這時,使輸出電壓波形對應于90°和270°相位對稱。但這在控制過程中是暫時的,將不會產生問題。應注意到,如果將第二實施例用于單脈沖,則對于0°或180°或對于這兩者均必需保持某一段零電壓時期。
由于無需使用電流檢測,可用簡單的結構來實現第二實施例。這意味著它具有這樣的優(yōu)點,即不必對檢測器和噪聲的精確性有很高的要求。這一實施例還具有能縮短軟件控制時間的優(yōu)點。
上述實施例將感應電動機作為負載的實例,但并不局限于使用感應電動機,使用其它負載亦可具有相同的效果。作為一種替換,可將上述逆變器用作將交流電變換為直流電的自激型變換器,這時,通過所連接的電抗器將其輸出端與交流電源線相連接??墒褂米儞Q器來起到與逆變器相同的作用。
上述實施例具有輸出脈沖周期運作。通過將調制波與載波例如正弦波和三角波進行比較,它們也可用于脈沖寬度調制。
在圖1的第一實施例中,根據差值電壓極性與電流極性之積的極性在被調制波上疊加補償量從而實現本發(fā)明。在圖6的第二實施例中通過僅在上述電壓相位上疊加補償量來實現本發(fā)明。
本發(fā)明通過使三電平電力變換器直流側分壓電容器的電壓分配均等來提供穩(wěn)定的交流電壓,而與采用的PWM控制方法及交流側電流相位無關。本發(fā)明可防止變換器主電路器件中產生過電壓。
權利要求
1.一種電力變換器,帶有串聯聯接的、用來對直流電壓進行分壓的電容器,其特征在于,由電容器輸出直流電壓,然后將直流電壓變換為具有三個電位的交流相電壓,所述三個電位包括正、零和負電位,所述交換器包括零電壓調節(jié)裝置,用它來根據電源變換器的輸出電流極性和串聯聯接的電容器的差值電壓來調節(jié)零電壓持續(xù)時間。
2.如權利要求1所述的電力變換器,其特征在于,能過檢測電力變換器交流側電流的方向來得到電力變換器輸出電流的極性。
3.如權利要求1所述的電力變換器,其特征在于,所述零電壓調節(jié)裝置是這樣一種裝置,它以下述方式來調整節(jié)零電壓持續(xù)時間當連接在所述串聯連接的電容器電流正向側上的電容器的電壓較高時,在流過電力變換器交流側的電流為正且差值電壓為正處,根據差值電壓和電流的積為正或為負來減小或增大零電壓持續(xù)時間。
4.如權利要求1所述的電力變換器,其特征在于,通過檢測輸出相電壓之基波的相位是否位于零點附近之預定相位持續(xù)時間內,來得到電力變換器的輸出電流極性。
5.如權利要求1所述的電力變換器,其特征在于,零電壓調節(jié)裝置以多脈沖模式進行工作,該模式以一串多個脈沖產生輸出相電壓之基波的半個周期。
6.如權利要求1所述的電力變換器,其特征在于,零電壓調節(jié)裝置以單脈沖模式進行工作,該模式以單脈沖產生輸出脈沖電壓的半個周期。
7.如權利要求1所述的電力變換器,其特征在于,零電壓調節(jié)裝置以下述方式來調節(jié)零電壓持續(xù)時間,當連接在所串聯連接之電容器電流正向側的電容器電壓較高時,在差值電壓為正處如果差電壓為正,則根據輸出相電壓基波相位周期含有0°或180°來增大或減小零電壓持續(xù)時間,或如果差值電壓為負,則根據輸出相電壓基波相位周期含有0°或180°來減小或增大零電壓持續(xù)時間。
8.一種電力變換器,它帶有串聯連接的、用來對直流電壓進行分壓的電容器,其特征在于,電容器輸出直流電壓,然后將直流電壓變換為具有三個電位的交流相電壓,所述三個電位包括正、零和負電位,所述變換器包括脈沖持續(xù)時間調制裝置,它產生脈沖從而用串聯連接的電容器的差值電壓及輸入其中的電力變換器交流側輸出電壓來控制形成電力變換器的開關器件。
9.如權利要求8所述的電力變換器,其特征在于,所述脈沖持續(xù)時間調制裝置帶有控制串聯連接之電容器的電壓平衡的裝置。
10.如權利要求8所述的電力變換器,其特征在于,脈沖持續(xù)時間調制裝置是零電壓持續(xù)時間調節(jié)裝置,它根據電力變換器交流側電流的方向和串聯連接的電容器的差值電壓來調節(jié)零電壓持續(xù)時間。
11.如權利要求10所述的電力變換器,其特征在于,零電壓調節(jié)裝置以下述方式來調節(jié)零電壓持續(xù)時間當連接在串聯連接的電容器電流正向側上的電容器電壓較高時,在流過電力變換器的交流側電流為正且差值電壓為正處,根據差值電壓和電流之積為正或為負來減小或增大零電壓持續(xù)時間。
12.一種電力變換器,它帶有串聯連接的、對直流電壓進行分壓的電容器,其特征在于,由電容器輸出直流電壓,然后將直流電壓變換為帶有三個電位的交流相電壓,所述三個電位包括正、零和負電位,且將電源輸至除電阻性負載外的其它負載上,所述變換器包括零電壓調節(jié)裝置,它在一相位段內根據串聯連接的電容器的差值電壓來調節(jié)零電壓持續(xù)時間,在所述相位段內,流至負載的電流平均值不會隨負載的工作狀態(tài)而變化。
13.一種電力變換器,它帶有串聯連接的、對直流電壓進行分壓的電容器,其特征在于,從電容器中輸出直流電壓,然后將該直流電壓變換為具有三個電位的交流相電壓,所述三個電位包括正、零和負電位,且將電力輸至除電阻性負載外的其它負載,其中以下述方式使串聯連接的電容器的電壓差變小,即,在輸出相電壓基波包括0°的相位段內調節(jié)零電壓持續(xù)時間。
14.如權利要求13所述的電力變換器,其特征在于,假設當連接至直流正向側的電容器之一的電壓較高時假設差值電壓為正,如果差值電壓為正,則調節(jié)零電壓持續(xù)時間使之在輸出相電壓基波包括相位0°的相位段內增大,如果差值電壓為負則調節(jié)零電壓持續(xù)時間使之在輸出相電壓基波包括相位0°的相位段內減小。
15.一種電力變換器,帶有串聯連接的、對直流電壓進行分壓的電容器,其特征在于,從電容器輸出直流電壓,然后將直流電壓變換為具有三個電位的交流相電壓,所述三個電位包括正、零和負電位,且將電源輸至除電阻性負載外的其它負載,其中,以下述方式來減小串聯連接的電容器的差值電壓,即,在輸出相電壓基波包括相位0°的相位段內調節(jié)零電壓持續(xù)時間。
16.如權利要求15所述的電力變換器,其特征在于,當連接至直流正向側的電容器中之一的電壓為正時,假設差值電壓為正,如果差值電壓為正,則在輸出相電壓基波中包括相位180°的相位段內調節(jié)零電壓持續(xù)時間使之增大,如果差值電壓為負則在輸出相電壓基波中包括相位180°的相位段內調節(jié)零電壓持續(xù)時間使之減小。
17.一種用于電動車的控制裝置,其特征在于,包括電源變換器,它帶有串聯連接的、對直流電壓進行分壓的電容器,其中,由電容器輸出直流電壓,然后將該直流電壓變換為具有三個電位的交流相電壓,所述三個電位包括正、零和負電位,且將電源輸至感應電動機,在感性電動機受控制的整個頻率控制帶上設有一個中性點電流控制裝置。
全文摘要
為了使三電平電力變換器之直流側分壓電容器所分電壓均等,從而將直流電壓變換為三電平交流相電壓,提供了這樣一種裝置,它根據兩個分壓電容器的差值電壓和交流電流的極性對三電平交流電壓脈沖的上升和下降時刻進行補償,從而調節(jié)交流電壓的零電壓周期。
文檔編號H02M7/497GK1101464SQ9410865
公開日1995年4月12日 申請日期1994年9月1日 優(yōu)先權日1993年9月1日
發(fā)明者仲田清, 照沼睦弘, 棚町德之助, 中村清 申請人:株式會社日立制作所