專利名稱：具有功率因數(shù)校正的高頻交流/交流變換器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及將低頻交流(AC)電源電壓變換成為高頻輸出交流(AC)電壓的設(shè)備，特別涉及用于放電燈的操作的低成本、小型化電子鎮(zhèn)流電路。
為了獲得高的功率因數(shù)，已有技術(shù)的電子鎮(zhèn)流電路采用單獨(dú)的功率因數(shù)校正電路。

圖1表示用升壓變換器(boost converter)進(jìn)行功率因數(shù)校正的普通半橋電子鎮(zhèn)流電路。電磁干擾濾波器(EMI)與例如50Hz或60Hz的低頻AC線電壓的終端連接，用來濾除級(jí)聯(lián)成電子鎮(zhèn)流電路的升壓變換器和半橋直流/交流(DC/AC)變流器(DC/AC inverter)的高頻操作產(chǎn)生的高頻噪聲。電源電壓被全橋整流器D1-D4整流，產(chǎn)生脈動(dòng)DC電壓。在與整流器電路的輸出端連接的升壓變換器級(jí)中，流過電感器L的電流通過一個(gè)基準(zhǔn)電流進(jìn)行鑒測(cè)(該基準(zhǔn)電流是由控制電路CCA根據(jù)被整流的線電壓產(chǎn)生的)，從而使該電流的波形及相位與被整流的電壓的波形相同。這是通過控制MOSFET開關(guān)Q0的“導(dǎo)通”占空因數(shù)和/或頻率來實(shí)現(xiàn)的。
升壓變換器從橋式整流器D1-D4接收脈動(dòng)DC電壓。當(dāng)開關(guān)晶體管Q導(dǎo)通時(shí)，電流從整流器橋路流過電感器L和晶體管Q，從而電磁能存儲(chǔ)在該電感器的電磁場(chǎng)中。當(dāng)晶體管Q截止時(shí)，由于經(jīng)由電感器L和隔直流二極管Q流動(dòng)的電流的結(jié)果，使電感器中的電磁能轉(zhuǎn)移到存儲(chǔ)電容器Ce1和Ce2。這表示了升壓變換器的普通操作模式。
升壓變換器的輸出是跨于電容Ce1和Ce2兩端的被控制電路A粗調(diào)整的DC電壓。該DC電壓然后被與升壓變換器的輸出端連接的高頻半橋DC/DC變流器轉(zhuǎn)移成為高頻AC電壓，由此能夠向負(fù)載提供電壓穩(wěn)定的輸出功率。由于升壓變換器的輸入功率具有低頻分量(100Hz或120Hz)而半橋DC/DC變流器的輸出功率是被穩(wěn)壓的高頻功率，所以，在此被表示為Ce1和Ce2的能量存儲(chǔ)電容器設(shè)置在升壓變換器級(jí)和半橋變流器級(jí)之間，以便平衡輸入功率和輸出功率。
根據(jù)在每一開關(guān)操作周期內(nèi)控制流過電感器L的電流的方式的不同，可將升壓變換器的操作模式分為兩類，即“連續(xù)導(dǎo)電模式(CCM)”和“斷續(xù)導(dǎo)電模式(DCM)”。在CCM中，可以使流過電感器L的電流的高頻脈動(dòng)很小，從而能夠減輕對(duì)EMI濾波器的壓力。這一控制方法的缺點(diǎn)在于開關(guān)MOSFET Q0的占空因數(shù)必須隨被整流的線電壓而變化，因此導(dǎo)致相當(dāng)復(fù)雜的控制電路。在DCM中，如果MOSFET的導(dǎo)通時(shí)間是恒定的，則流過電感器L的電流的峰值就自動(dòng)地跟隨被整流的線電壓的波形。因此可以極大地簡(jiǎn)化控制電路。這一優(yōu)點(diǎn)就是為什么在小功率應(yīng)用的場(chǎng)合通常在升壓變換器級(jí)中采用DCM來進(jìn)行功率因數(shù)校正的主要原因。
圖1的電子鎮(zhèn)流電路的主要缺點(diǎn)在于，對(duì)單獨(dú)功率因數(shù)校正(PFC)級(jí)和單獨(dú)DC/AC變流器級(jí)的需要增大了整個(gè)鎮(zhèn)流設(shè)備的成本和體積。美國(guó)專利第4,564,897號(hào)(1/14/86)描述了減小電路復(fù)雜性的一種已有技術(shù)的嘗試，在US4,564,897中，平滑(即功率因數(shù)校正)電路和變流器電路共用一個(gè)公共開關(guān)元件和該開關(guān)元件的控制電路。該美國(guó)專利公開了采用相當(dāng)小的電感器但提供了相當(dāng)高的功率因數(shù)的電源，該美國(guó)專利在此作為參考文獻(xiàn)。高頻AC輸出電壓具有相當(dāng)?shù)偷碾娫搭l率脈動(dòng)分量，因此適合于放電燈的操作。但這一電源有嚴(yán)重的問題，即在輸入AC電壓發(fā)生變化的情況下或者有變化的負(fù)載需求的情況下，按所需的穩(wěn)定程度來穩(wěn)定變流器的輸出是非常困難的。
美國(guó)專利第5,182,702號(hào)(1/26/93)描述了試圖通過為整個(gè)系統(tǒng)提供一種較簡(jiǎn)單的控制電路來解決已有技術(shù)的某些不足的變流器設(shè)備。該變流器設(shè)備包括一個(gè)根據(jù)輸入AC電壓提供脈動(dòng)DC電壓給平滑(功率因數(shù)校正)電路的全波整流器。功率因數(shù)校正電路包括電感器、平滑電容器和將通過該電感器的脈動(dòng)DC電壓斬波成為該電容器兩端的平滑DC電壓的開關(guān)元件。設(shè)置了一種具有為功率因數(shù)校正電路共用的、并對(duì)DC電壓進(jìn)行切換以便向包括負(fù)載、電感和電容器的負(fù)載電路提供高頻電壓的開關(guān)元件的變流器。該電感和電容器確定了一種給該負(fù)載提供由第一和第二相反地流動(dòng)的電流組成的振蕩電流的諧振電路。該振蕩電流在由該諧振電路時(shí)間常數(shù)確定的額定導(dǎo)通時(shí)間內(nèi)流動(dòng)?？刂破鳈z測(cè)第二電流的結(jié)束并在依賴于該第二電流的結(jié)束的時(shí)刻啟動(dòng)該公用開關(guān)元件，以便開始第一電流的流動(dòng)。該控制器包括一個(gè)在額定導(dǎo)通時(shí)間內(nèi)單獨(dú)地控制第一電流的流動(dòng)的實(shí)際導(dǎo)通時(shí)間的定時(shí)器。這就能夠通過控制公用開關(guān)元件的實(shí)際導(dǎo)通時(shí)間來按照所需的電平穩(wěn)定在平滑電容器上累積的DC電壓。該電路同樣也具有限制其在實(shí)際應(yīng)用中的使用的某些不足。
因此，本發(fā)明的目的是提供具有改善的操作特性并且不受到已有技術(shù)的局限的低成本、小型化的電子鎮(zhèn)流電路或高頻AC/AC變換器。
本發(fā)明的另一個(gè)目的是提供具有高功率因數(shù)和低電流失真的簡(jiǎn)單和小型的高頻AC/AC變換器電路。
本發(fā)明的還一個(gè)目的是提供只需要一個(gè)控制電路和需要比圖1所示的電子鎮(zhèn)流電路少的開關(guān)晶體管的電子鎮(zhèn)流電路。
本發(fā)明的再一個(gè)目的是提供具有優(yōu)于已有技術(shù)變換器設(shè)備的燈點(diǎn)燃特性的燈點(diǎn)燃特性的電子鎮(zhèn)流電路。
本發(fā)明的另一個(gè)目的是提供能產(chǎn)生更接近正弦波形、并且顯著地減小了在電子鎮(zhèn)流電路或高頻變換器的輸入端處的全波整流器的二極管兩端產(chǎn)生的電壓尖峰電平的電子鎮(zhèn)流電路或高頻AC/AC變換器。
本發(fā)明的還一個(gè)目的是提供包括高頻DC/AC變流器部件的電子鎮(zhèn)流電路，該高頻DC/AC變流器部件使用了改善電路性能并且使電路設(shè)計(jì)更加靈活的諧振LC電路。
本發(fā)明的再一個(gè)目的是將PFC升壓變換器和高頻DC/AC變流器的功能合并成為具有功率因數(shù)校正的單一的組合AC/AC變換器。
本發(fā)明的另一個(gè)目的是使用能導(dǎo)致電子鎮(zhèn)流器的控制電路非常簡(jiǎn)單的脈寬調(diào)制(PWM)技術(shù)。
通過將輸入PFC升壓變換器和高頻DC/AC變流器的單獨(dú)的功能合并成為一個(gè)單級(jí)的具有功率因數(shù)校正的高頻AC/AC變換器以提供功率因數(shù)校正和高頻DC/AC變流器操作特性，從而實(shí)現(xiàn)了本發(fā)明的上述及其它目的和優(yōu)點(diǎn)。
由于在圖1所示的已有技術(shù)的系統(tǒng)中有兩個(gè)單獨(dú)的級(jí)，所以需要兩個(gè)單獨(dú)的控制電路(CCA)和(CCB)。本發(fā)明的組合電路將功率因數(shù)校正級(jí)和高頻變換級(jí)合并成為一個(gè)級(jí)，所以不再需要一個(gè)功率級(jí)及其相應(yīng)的控制電路，由此降低了電路成本。
本發(fā)明高頻變換器設(shè)備的一個(gè)實(shí)施例包括與變換器的電源電壓源連接的第一和第二輸入端；包括與要被變換器驅(qū)動(dòng)的負(fù)載連接的諧振電路的輸出裝置；包括電感器裝置、整流器部件以及與所述輸入端連接的第一半導(dǎo)體控制開關(guān)設(shè)備的第一串聯(lián)電路。
本發(fā)明高頻變換器設(shè)備的最佳實(shí)施例包括一對(duì)與60Hz AC線電壓等連接的輸入端，該對(duì)輸入端通過電磁干擾濾波器和二極管橋式整流器電路進(jìn)一步與具有功率因數(shù)校正的高頻AC/AC變換器的一對(duì)輸入端連接。第二輸入端與高頻變換器的公共線連接。最好是第一開關(guān)場(chǎng)效應(yīng)晶體管(FET)與二極管和存儲(chǔ)電容器之間的第一結(jié)點(diǎn)和該公共線連接。第二開關(guān)FET與存儲(chǔ)和隔直流電容器之間的第二結(jié)點(diǎn)和該公共線連接。變壓器次級(jí)繞組與負(fù)載(例如放電燈)連接，一個(gè)控制電路從負(fù)載電路接收反饋信號(hào)以便按照高頻控制第一和第二場(chǎng)效應(yīng)晶體管的開關(guān)操作。第三電容器與變壓器次級(jí)繞組的兩端連接并與第二電感器形成了LC諧振電路。
根據(jù)本發(fā)明，可以采用兩種截然不同的控制技術(shù)。一種是恒定占空因數(shù)控制而另一種是占空因數(shù)掃描控制。下面將與附圖的詳細(xì)描述一起較詳細(xì)描述這些控制技術(shù)。
根據(jù)以下參看附圖所進(jìn)行的對(duì)本發(fā)明的詳細(xì)描述將會(huì)清楚本發(fā)明的上述和其它目的和優(yōu)點(diǎn)。
圖1是具有輸入PFC的普通電子鎮(zhèn)流電路的方框示意圖，圖2是本發(fā)明第一實(shí)施例的方框示意圖，圖3是使用恒定占空因數(shù)控制方法的、作為歸一化的能量存儲(chǔ)電容器電壓(增益)的函數(shù)的歸一化的線電流波形在半個(gè)周期內(nèi)的關(guān)系的圖示，圖4是恒定占空因數(shù)控制的控制電路的方框示意圖，圖5提供了在圖4的恒定占空因數(shù)控制電路中出現(xiàn)的信號(hào)的時(shí)間圖，圖6是表示在半個(gè)電源周期(line period)T1期間占空因數(shù)(D)的變化的時(shí)間圖，圖7是占空因數(shù)掃描控制的最大和最小占空因數(shù)的比值的圖示，圖8是用于占空因數(shù)掃描控制的控制電路的一部分的方框示意圖，圖9是本發(fā)明第二實(shí)施例的方框示意圖，圖10是本發(fā)明第三實(shí)施例的方框示意圖，在該實(shí)施例中，諧振電路與MOSFET Q1連接，圖11是表示諧振電路的半橋連接的本發(fā)明第四實(shí)施例的方框示意圖。
圖1表示具有輸入PFC的普通電子鎮(zhèn)流電路，它由提供功率因數(shù)校正功能的升壓變換器1和給負(fù)載(放電燈)3提供高頻激勵(lì)電流的高頻半橋DC/AC變流器2組成。第一控制電路CCA控制升壓變換器中的開關(guān)FET Q，第二控制電路CCB控制高頻變流器中的高頻開關(guān)FET Q11和Q21。以上已描述了該普通電路，因此將不再進(jìn)行討論。對(duì)于單獨(dú)的PFC級(jí)和單獨(dú)的HF DC/AC變流器的需要，增大了圖1所示整個(gè)鎮(zhèn)流器系統(tǒng)的成本和體積。
現(xiàn)在參看圖2，該圖是本發(fā)明第一實(shí)施例的基本結(jié)構(gòu)的方框示意圖。一對(duì)輸入端4、5給電磁干擾濾波器6提供60Hz(50Hz)的AC線電壓。電磁干擾濾波器的輸出又與橋式整流器電路7的輸入端連接，該橋式整流器電路7在其輸出端8、9產(chǎn)生脈動(dòng)DC電壓。端子8相對(duì)于端子9為正。
端子8和9與組合PFC升壓變換器-高頻DC/AC變流器10的輸入線連接。包括功率因數(shù)校正電感器11、隔直流二極管12、能量存儲(chǔ)電容器Ce和隔直流電容器Cb、諧振電感器13和輸出變壓器T的初級(jí)繞組的串聯(lián)電路與電源端8和9連接。
第一開關(guān)MOSFET Q1連接在結(jié)點(diǎn)14和公共線9之間。這一開關(guān)元件為組合電路10的升壓變換器電路部分和高頻變流器電路部分所共用。第二開關(guān)MOSFET Q2(它只是HF變流器電路部分的一個(gè)部件)被連接在結(jié)點(diǎn)15和公共線9之間。二極管16和17分別與開關(guān)晶體管Q1和Q2并聯(lián)連接。一些小電容器與二極管16和17并聯(lián)連接。這些二極管和電容器可以是MOSFET器件Q1和Q2的固有部分。
變壓器T的次級(jí)繞組與被表示為電阻RL的負(fù)載連接。在本發(fā)明的一個(gè)最佳實(shí)施例中，該負(fù)載是一個(gè)或一個(gè)以上的放電燈，組合的PFC變換器/HF變流器構(gòu)成了該放電燈的電子鎮(zhèn)流電路。諧振電容器20連接在變壓器T的次級(jí)繞組的兩端并且與負(fù)載RL并聯(lián)。
電壓箝位二極管D11連接在電感器11(Lin)和二極管12(Din)的結(jié)點(diǎn)和公共線9之間。
單個(gè)控制電路18具有與開關(guān)晶體管Q1和Q2的各自控制電極連接的第一和第二輸出線以便控制它們的高頻開關(guān)操作。該控制電路作為負(fù)載電壓的函數(shù)而進(jìn)行對(duì)其自身的控制，這用輸入控制線19來示意性地表示。
兩個(gè)MOSFET Q1和Q2被控制電路18按照固定的占空因數(shù)D交替地導(dǎo)通和截止，該固定的占空因數(shù)D被定義為開關(guān)器件Q1在一個(gè)開關(guān)周期Ts內(nèi)的導(dǎo)通時(shí)間，即D＝Ton/Ts。電感器11(Lin)、二極管12(Din)、MOSFET Q1、MOSFET Q2的體二極管(body diode)17和能量存儲(chǔ)電容器Ce形成了用于功率因數(shù)校正的升壓變換器。半橋DC/AC變流器由MOSFET Q1、Q2、能量存儲(chǔ)電容器Ce、隔直流電容器Cb、諧振電感器13(Lr)、隔離變壓器T和諧振電容器20(Cr)組成。
對(duì)于電路的升壓變換器部分，MOSFET Q1的占空因數(shù)在每一電源周期期間是固定的，以便避免在輸出處的大的低頻(120Hz或100Hz)脈動(dòng)。因此，升壓變換器的操作模式最好是DCM。在電容器Ce兩端產(chǎn)生的升壓變換器的輸出電壓Vce的調(diào)整是通過控制MOSFET Q1的占空因數(shù)來實(shí)現(xiàn)的。這一控制方法稱為恒定占空因數(shù)控制，以下將詳細(xì)描述控制電路的操作。當(dāng)晶體管Q1導(dǎo)通時(shí)，被整流的線電壓提供給電感器11(Lin)。因此，其電流如下地從零開始線性地增大iin=|Vin|Lint----(1)]]>其中|Vin|表示在晶體管Q1的導(dǎo)通時(shí)間期間內(nèi)在橋式整流器輸出端8、9處的被整流的線電壓。電壓|Vin|在高頻開關(guān)周期內(nèi)可被認(rèn)為是恒定的。能量在晶體管Q1導(dǎo)通時(shí)就存儲(chǔ)在電感器Lin中。峰值電流如下地獲得iin=|Vin|Lin×DTs----(2)]]>其中D是占空因數(shù)而Ts是開關(guān)周期。由于Ts和D都是常數(shù)，所以公式(2)指出電感器電流iin的峰值跟隨|Vin|的波形。當(dāng)開關(guān)晶體管Q1截止時(shí)，電感器電流iin通過MOSFET Q2的體二極管17繼續(xù)流動(dòng)。因此，Lin兩端的電壓為Vlin＝|Vin|－Vce(3)電感器電流給電容器Ce充電，在晶體管Q1導(dǎo)通期間存儲(chǔ)在Lin中的能量轉(zhuǎn)移到電容器Ce。因此，電感器電流如下地線性放電iin=|Vin|Lin×DTs-Vce-|Vin|Lin×(t-toff)----(4)]]>其中toff是當(dāng)晶體管Q1截止時(shí)的時(shí)間常數(shù)。當(dāng)電流到達(dá)零時(shí)，由于二級(jí)管12的存在，它理想地保持為零。電感器11兩端的電壓將理想地等于零，結(jié)果是二極管12兩端的電壓為Vce－|Vin|。但是，由于二極管12反向恢復(fù)電流和結(jié)電容的存在，在二極管12的電壓中出現(xiàn)了不希望的振蕩。這一振蕩不僅造成二極管12(Din)的額外功率損耗，而且造成可縮短該二極管壽命的二極管的過量的壓降(voltage stress)。因此在電感器11和二極管12的結(jié)點(diǎn)和公共線9之間增加了二極管D11，以便將最大二極管電壓箝位到存儲(chǔ)電容器Ce的電壓Vce。因?yàn)槎O管電壓不是被箝位到其穩(wěn)態(tài)值VCE－|Vin|，所以這一方法是有效的，但不是最佳的。因此，仍存在一些小的振蕩。流過電感器11的電流iin的波形是三角形的。根據(jù)分析，在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)其平均電流可如下地獲得iin=D2TsVce2Lin•|Vin|/VCE1-|Vin|/VCE-----(5)]]>當(dāng)高頻諧波被EMI濾波器濾波時(shí)，線電流等于平均電流。因此，考慮到整流，利用|Vin|＝VmSinWT的替換可如下地從(5)獲得線電流ilineiline=D2TsVce2Lin•1Mp1-1Mp|SinWT|•SinWT----(6)]]>其中Mp=VceVm----(7)]]>可以看出，當(dāng)占空因數(shù)D是固定的時(shí)，電流iline基本上是正弦波電流并帶有由以下項(xiàng)引入的失真1-1Mp|SinWT|]]>。圖3表示線電流在一個(gè)電源周期內(nèi)的圖形表示。將Mp作為參數(shù)，用D2TsVCE2Li•1Mp]]>進(jìn)行歸一化。從圖3可見，隨著Mp增大，正弦波更接近線電流，結(jié)果是功率因數(shù)更高，而THD(總諧波失真)較低。但是，較高的Mp導(dǎo)致較高的Vce，這將增大FET Q1和Q2的壓降。因此，在FET的壓降和變換器性能之間應(yīng)有一折衷。
在電路的半橋DC/AC變流器部分中，由于晶體管Q1和Q2的開關(guān)作用，無DC分量的方波電壓施加給由電感器13和電容器20(Lr、Cr)及隔離變壓器T組成的諧振電路。該諧振電路被精密地調(diào)諧到方波電壓Vab的基波，所以諧振電容器20(Cr)兩端的電壓基本上是高頻正弦波。因此，高頻功率將提供給負(fù)載RL。
如果這樣設(shè)計(jì)電路的高頻DC/AC變換器部分以使諧振電路的諧振頻率低于開關(guān)頻率，則如果為柵極控制信號(hào)提供短的不作用時(shí)間間隔(dead time interval)，就能夠獲得開關(guān)晶體管Q1和Q2的零電壓開關(guān)操作。在不作用時(shí)間間隔內(nèi)，兩個(gè)MOSFET都截止。流過諧振電感器的電流將對(duì)一個(gè)晶體管的漏-源電容進(jìn)行充電而使另一晶體管的漏-源電容放電。因此，漏-源電壓在MOSFET截止后逐漸減小并在該MOSFET導(dǎo)通之前下降為零。所以電路就提供了晶體管Q1和Q2的零電壓開關(guān)操作。
恒定占空因數(shù)控制電路的方框圖和該控制電路的信號(hào)的時(shí)序關(guān)系分別如圖4和圖5所示。開關(guān)頻率由產(chǎn)生圖5所示的鋸齒波信號(hào)B的振蕩器21確定。變流器10的輸出電壓通過隔離變壓器T的附加繞組22反饋到同一變壓器T的初級(jí)一側(cè)，然后被整流器23整流以便獲得DC電壓。該DC電壓和能量存儲(chǔ)電容器電壓Vce分別通過電阻R1和R2反饋到誤差放大器24的反相(-)端。反饋電阻R3連接在誤差放大器的輸出端和反相端之間。
這些電壓與通過端子25提供給誤差放大器的非反相(+)端的基準(zhǔn)電壓Vref比較，以便在誤差放大器的輸出端產(chǎn)生誤差電壓信號(hào)A。嚴(yán)格地說，誤差放大器包括在虛線所示方框45內(nèi)的所有元件。信號(hào)A和B(見圖5)被傳送到電壓比較器26的非反相(+)和反相(-)端，以便產(chǎn)生具有圖5所示波形的PWM(脈寬調(diào)制)輸出信號(hào)C。反相器27被用來產(chǎn)生信號(hào)C的互補(bǔ)輸出波形DD(見圖5)。
信號(hào)C還提供給電壓微分器電路28以便產(chǎn)生一系列脈沖信號(hào)E來觸發(fā)兩個(gè)單穩(wěn)態(tài)多諧振蕩器29和29A。多諧振蕩器29是上升沿觸發(fā)的單穩(wěn)態(tài)多諧振蕩器。多諧振蕩器29A是下降沿觸發(fā)的單穩(wěn)態(tài)多諧振蕩器。這些單穩(wěn)態(tài)多諧振蕩器在它們互補(bǔ)輸出信號(hào)F和G通過圖4所示的相應(yīng)的“與”門30和31分別與信號(hào)C和DD組合時(shí)被用來產(chǎn)生用于零電壓開關(guān)操作的圖5中的不作用時(shí)間間td。如圖5所示，“與”門30和31的輸出H和I分別是開關(guān)器件Q1和Q2所需的控制信號(hào)。開關(guān)器件Q2的控制信號(hào)I需要一個(gè)電壓電平移位電路34。驅(qū)動(dòng)電路32和33被用來提供足夠的功率來分別驅(qū)動(dòng)開關(guān)器件Q1和Q2。
在高線電壓或輕輸出負(fù)載的情況下，輸出電壓Vo和能量存儲(chǔ)電容器的電壓Vce將增大，使誤差放大器輸出端處的信號(hào)A減小。由圖5可見，如果信號(hào)A減小，則控制信號(hào)H的占空因數(shù)減小。因此，輸出電壓和能量存儲(chǔ)電容器的電壓被減小以補(bǔ)償它們的增大，結(jié)果使輸出電壓恒定。在低線電壓或重輸出負(fù)載的情況下，輸出電壓Vo和能量存儲(chǔ)電容器的電壓Vce將減小。誤差放大器的輸出信號(hào)A則將增大，結(jié)果使控制信號(hào)H的占空因數(shù)增大。因此，Vo和Vce保持不變。
圖4的控制電路還包括保護(hù)電路和軟啟動(dòng)電路。端子35處的存儲(chǔ)電容器的電壓Vce被提供給一個(gè)其反相輸入端(-)與提供電壓極限基準(zhǔn)電壓的端子37相連接的比較器36的非反相輸入端(+)。端子38提供出與開關(guān)晶體管Q1(圖2)中的電流IQ1成正比的信號(hào)電壓給另一比較器39的非反相輸入端(+)。比較器39的反相輸入端(-)與提供(晶體管Q1的)電流極限基準(zhǔn)電壓的端子40連接。
比較器36和39的輸出端通過“或”門42與觸發(fā)器50的復(fù)位輸入端連接。觸發(fā)器50的Q輸出端與“與”門30和31連接，而Q輸出端與軟啟動(dòng)電路41連接。一對(duì)串聯(lián)電阻R4和R5連接在電源電壓端Vcc和地之間。FET 43和電容器Cs的并聯(lián)電路連接在電阻R5兩端，該晶體管的柵極與“或”門的輸出端連接。二極管44連接在誤差放大器24的輸出端和電阻R4及R5之間的結(jié)點(diǎn)之間。
當(dāng)電路首次導(dǎo)通時(shí)，軟啟動(dòng)電容器Cs通過電阻R4、R5和電壓源Vcc從零起緩慢地被充電?？刂菩盘?hào)H的占空因數(shù)也緩慢地從零增大到其穩(wěn)態(tài)值，實(shí)現(xiàn)軟啟動(dòng)過程。
當(dāng)能量存儲(chǔ)電容器的電壓Vce或下側(cè)開關(guān)器件的電流IQ1超過其極限值時(shí)，“或”門42的輸出成為高電平，將觸發(fā)器50復(fù)位為低電平。“與”門30和31然后被關(guān)閉。沒有信號(hào)施加給FETQ1、Q2的柵極。功率變換器將停止工作。與此同時(shí)，觸發(fā)器50的Q輸出變?yōu)楦唠娖剑箞?chǎng)效應(yīng)晶體管43導(dǎo)通。軟啟動(dòng)電容器Cs兩端的電壓通過該晶體管被放電成為零，使電路為下一次軟啟動(dòng)作好準(zhǔn)備。
該恒定占空因數(shù)控制電路相對(duì)地較為簡(jiǎn)單并且提供了高功率因數(shù)(＞0.99)和低THD(＜10％)。但是，這些特點(diǎn)的獲得是以高的存儲(chǔ)電容器的電壓Vce為代價(jià)的，還導(dǎo)致了功率MOSFET的高的壓降。
第二種控制方案即占空因數(shù)掃描控制用來克服上述問題。從公式(6)可以看出，如果在半個(gè)電源周期內(nèi)如下那樣地對(duì)占空因數(shù)進(jìn)行掃描就能夠獲得正弦的線電流ilineD=Dmax1-1Mp|SinWT|-----(8)]]>半個(gè)電源周期內(nèi)的占空因數(shù)D的曲線和被整流的線電壓的線電壓波形RLV一道如圖6所示。當(dāng)線電壓位于其峰值時(shí)占空因數(shù)達(dá)到最小Dmin=Dmax1-1Mp----(9)]]>為了減小電流壓力(current stress)，應(yīng)當(dāng)這樣選擇功率因數(shù)校正電感器11的電感，即其電流剛好在FET Q1導(dǎo)通之前達(dá)到零。這種情況下，可以如在CCM升壓變換器中那樣獲得電壓變換系數(shù)。Mp=11-Dmin-----(10)]]>因此，根據(jù)公式(9)和(10)有Dmin=1-1Mp-----(11)]]>Dmax=1-1Mp-----(12)]]>圖7表示作為Mp函數(shù)的最大和最小的占空因數(shù)。
除增加了用于占空因數(shù)掃描的額外功能之外，根據(jù)公式(8)的占空因數(shù)掃描控制電路類似于恒定占空因數(shù)控制電路。這一掃描功能是利用圖8所示的平方根據(jù)計(jì)算級(jí)46和占空因數(shù)掃描范圍控制電路47來實(shí)現(xiàn)的。
在圖8中，被整流的線電壓|Vin|從端子48提供給平方根據(jù)計(jì)算級(jí)46以及由電阻Rf和電容器Cf組成的低通濾波器，電阻Rf和電容器Cf提供正比于被整流的線電壓Vm的振幅的電壓。利用由與提供電壓Vce的端子49連接的電阻R6和R7構(gòu)成的電阻分壓器還獲得了正比于存儲(chǔ)電容器的電壓Vce的電壓VR7。電阻R7兩端的電壓VR7然后在除法器電路50中被除以電壓Vm，以便獲得正比于Mp的信號(hào)K。因此，平方根計(jì)算級(jí)的輸出端處的信號(hào)L呈現(xiàn)如公式(8)的右側(cè)表示的平方根波形。信號(hào)L通過電阻R1耦合到圖4的控制電路圖中的誤差放大器24的反相端，以便控制信號(hào)H的占空因數(shù)。通過在每一電源周期T1內(nèi)引入占空因數(shù)掃描控制，就能夠獲得高的輸入功率因數(shù)和低的THD，同時(shí)保持低的電壓Vce以便降低開關(guān)壓降(switch stress)。但是，占空因數(shù)掃描控制的使用，導(dǎo)致了輸出電壓中低頻脈動(dòng)的增大。在照明應(yīng)用中，這種低頻電壓脈動(dòng)用被稱為波頂因數(shù)(crest factor)的參數(shù)來表示，波頂因數(shù)被定義為該峰值電壓除以輸出電壓的rms值。只要波頂因數(shù)的值小于1.7，輸出電壓中的低頻脈動(dòng)的存在就是可接受的。
如上所述，在帶有或不帶有箝位二極管D11的圖2的變換器電路中包含著隔直流二極管12的二極管電壓(VDin)中的不希望有的振蕩。
消除這種不需要的振蕩的較有效的方法是如圖9所示地對(duì)二極管電壓VDin進(jìn)行箝位。在這一實(shí)施例中，電感11(Lin)連接在全橋整流器7的負(fù)端9和地線之間。電壓箝位二極管D11現(xiàn)在連接在端子9和開關(guān)器件Q2的源極之間。在圖9所示的電路中，二極管12的電壓將從零開始增大而電感器電壓將在二極管Din截止后從負(fù)值增大到零。當(dāng)電感器的電壓VLin達(dá)到零并成為正的時(shí)候，因?yàn)镸OSFET Q2導(dǎo)通和VLin的正電壓給二極管D11提供正偏壓，所以箝位二極管D11導(dǎo)通。因此，電感器電壓被箝位為零值，當(dāng)iLin＝0時(shí)，該零值是電感器的穩(wěn)態(tài)值。這樣一來，二極管電壓VDin等于Vce－|Vin|，即當(dāng)其處于截止?fàn)顟B(tài)時(shí)其的穩(wěn)態(tài)值。因此，在圖9的變換器電路中沒有產(chǎn)生振蕩。除以上說明外，圖9的變換器電路以類似于圖2電路的方式操作。
本發(fā)明的另一實(shí)施例如圖10所示。除由Lr、Cb、Cr、T和RL組成的諧振電路與開關(guān)MOSFET Q1連接外，這一電路類似于圖2和9的電路。在圖10中，電感器11又如圖9那樣地連接在返回線中。能量存儲(chǔ)電容器Ce不再在具有電容器Cb和電感器B(Lr)的串聯(lián)電路中，但仍然連接在二極管12(Din)的陰極和晶體管Q2之間。箝位二極管D11如圖9那樣地連接。
圖11表示包括整個(gè)變換器電路的諧振電路的半橋連接的本發(fā)明的另一實(shí)施例。能量存儲(chǔ)電容器Ce現(xiàn)在由兩個(gè)單獨(dú)的存儲(chǔ)電容器Ce1和Ce2組成。這兩個(gè)存儲(chǔ)電容器串聯(lián)連接在二極管12(Din)的陰極和FET Q2之間。這兩個(gè)能量存儲(chǔ)電容器Ce1和Ce2也作為分壓器。
在圖2、圖9、圖10和圖11中，N溝道FET Q2可用一個(gè)其源極接地的P溝道FET來代替。在這種情況下，圖4的控制電路中的電壓電平移位電路34可以省略。操作保持不變。
如果不需要隔離，就可以去除隔離變壓器。
考慮到功率因數(shù)校正升壓變換器和高頻DC/AC變流器共用開關(guān)晶體管和控制電路的事實(shí)，本發(fā)明需要較少的元件，因此在功率因數(shù)較高和電流失真較小的情況下減小了整個(gè)電路的成本和體積。兩個(gè)MOSFET的零電壓開關(guān)操作減小了開關(guān)損耗和EMI噪聲。由于PWM技術(shù)可用來穩(wěn)定電源變化以及功率因數(shù)校正是這一電路所固有的，所以控制電路可以非常簡(jiǎn)單。占空因數(shù)掃描控制可改變占空因數(shù)以便使輸入電流波形更正弦化，這是本發(fā)明另一個(gè)有吸引力的特點(diǎn)。通過選擇約為0.45的占空因數(shù)來保持低的無功功率，結(jié)果使體積較小并減小了導(dǎo)通損耗。本系統(tǒng)還在實(shí)際應(yīng)用上顯著地減小了或完全地消除了在二極管電壓(VDin中的振蕩。
應(yīng)當(dāng)理解，上述實(shí)施例只是本發(fā)明原理的說明，本領(lǐng)域的技術(shù)人員不背離本發(fā)明的精神和范圍可以設(shè)想其它結(jié)構(gòu)。
權(quán)利要求
1.一種高頻變換器設(shè)備，包括與變換器的電源電壓源連接的第一和第二輸入端；包括與要被變換器驅(qū)動(dòng)的負(fù)載連接的諧振電路的輸出裝置；包括電感器裝置、整流器部件以及與所述輸入端連接的第一半導(dǎo)體控制開關(guān)器件的第一串聯(lián)電路；其特征在于包括分別與所述整流器部件和所述輸出裝置連接的存儲(chǔ)電容器裝置和隔直流電容器裝置；與所述存儲(chǔ)電容器裝置連接的第二半導(dǎo)體控制開關(guān)器件；分別與所述第一和第二半導(dǎo)體控制開關(guān)器件跨接的第一和第二二極管裝置；以及控制電路，至少對(duì)存儲(chǔ)電容器裝置兩端之間產(chǎn)生的電壓作出響應(yīng)，并具有用來控制第一和第二半導(dǎo)體控制開關(guān)器件的控制極以便在互不相同的時(shí)間間隔內(nèi)交替地觸發(fā)第一和第二半導(dǎo)體控制開關(guān)器件導(dǎo)通和截止的輸出裝置，所述第一半導(dǎo)體開關(guān)器件構(gòu)成該設(shè)備的功率因數(shù)校正變換器部分，還構(gòu)成該設(shè)備的高頻DC/AC變流器部分。
2.權(quán)利要求1的變換器設(shè)備，其特征在于，還包括與所述整流器部件和所述電感器裝置中的至少一個(gè)相連接，以便將整流器部件的電壓箝位到穩(wěn)態(tài)值的電壓箝位裝置。
3.權(quán)利要求2的變換器設(shè)備，其特征在于，在該設(shè)備中，所述電壓箝位裝置包括與電感器裝置和整流器部件之間的結(jié)點(diǎn)以及所述輸入端之一連接的二極管。
4.權(quán)利要求1、2或3的變換器設(shè)備，其特征在于，在該設(shè)備中，所述存儲(chǔ)電容器裝置、所述隔直流電容器裝置和所述輸出裝置連接在與第一半導(dǎo)體開關(guān)器件并聯(lián)的第二串聯(lián)電路中，第二半導(dǎo)體開關(guān)器件與所述存儲(chǔ)電容器裝置和所述隔直流電容器裝置之間的結(jié)點(diǎn)連接。
5.權(quán)利要求1或2的變換器設(shè)備，其特征在于，在該設(shè)備中，所述存儲(chǔ)電容器裝置被再分成第一和第二電容器裝置，第一電容器裝置、所述隔直流電容器裝置、和所述輸出裝置連接在與第一半導(dǎo)體開關(guān)器件并聯(lián)的第二串聯(lián)電路中，第二電容器裝置連接在第二半導(dǎo)體開關(guān)器件和一個(gè)處在第一電容器裝置和隔直流電容器裝置之間的結(jié)點(diǎn)之間。
6.權(quán)利要求1或2的變換器設(shè)備，其特征在于，在該設(shè)備中，所述整流器部件與第一輸入端連接，電感器裝置與第二輸入端連接；所述隔直流電容器裝置和所述輸出裝置連接在整流器部件和電感器裝置之間的第二串聯(lián)電路中；并且所述存儲(chǔ)電容器裝置連接在第二半導(dǎo)體開關(guān)器件和一個(gè)處在整流器部件和隔直流電容器之間的結(jié)點(diǎn)之間。
7.權(quán)利要求2、5或6的變換器設(shè)備，其特征在于，在該設(shè)備中，所述整流器部件與第一輸入端連接而電感器與第二輸入端連接，并且還包括電壓箝位裝置，它包括與第二半導(dǎo)體開關(guān)器件的一個(gè)主電極和所述第二輸入端連接、從而箝位整流器部件的電壓的二極管。
8.上述任一權(quán)利要求的變換器設(shè)備，其特征在于，其中所述輸出裝置包括與隔直流電容器裝置串聯(lián)的第二電感器裝置和隔離變壓器的第一繞組，以及與該隔離變壓器的第二繞組連接的第一電容器，所述第二電感器和所述另一電容器構(gòu)成所述諧振電路的一部分。
9.上述任一權(quán)利要求的變換器設(shè)備，其特征在于，在該設(shè)備中，所述控制電路還包括振蕩器以及被該振蕩器和至少所述存儲(chǔ)電容器裝置控制的裝置，用于產(chǎn)生通過控制電路的輸出裝置而作用于第一和第二半導(dǎo)體控制開關(guān)器件的各自控制極的第一和第二開關(guān)電壓，以便按照恒定占空因數(shù)對(duì)所述半導(dǎo)體開關(guān)器件進(jìn)行零電壓切換。
10.上述任一權(quán)利要求的變換器設(shè)備，其特征在于，在該設(shè)備中，所述控制電路還包括對(duì)由電源電壓和所述存儲(chǔ)電容器裝置的電壓所確定的電壓作出響應(yīng)的占空因數(shù)掃描范圍控制電路；被由電源電壓和所述占空因數(shù)掃描范圍控制電路的輸出電壓確定的電壓所控制的開平方根電路；振蕩器；以及響應(yīng)振蕩器的輸出信號(hào)和平方根電路的輸出信號(hào)來產(chǎn)生通過控制電路的輸出裝置而作用于第一和第二半導(dǎo)體控制開關(guān)器件的各自控制極的第一和第二開關(guān)電壓、以便以可變占空因數(shù)循環(huán)來切換第一和第二開關(guān)器件的裝置。
全文摘要
具有功率因數(shù)校正的高頻AC/AC變換器設(shè)備，包括提供功率因數(shù)校正的AC/AC變換器電路部分和產(chǎn)生用于如放電燈等負(fù)載的操作的高頻AC信號(hào)的DC/AC變流器電路部分。AC/AC變換器電路部分包括二極管和電感器。該變換器設(shè)備使用第一和第二半導(dǎo)體控制開關(guān)器件，其中之一為整個(gè)變換器設(shè)備的各部分所共用。一個(gè)控制電路通過控制第一和第二半導(dǎo)體開關(guān)器件的開關(guān)操作來控制變換器設(shè)備的兩個(gè)部分。具有恒定占空因數(shù)或占空因數(shù)掃描控制這兩種控制技術(shù)。電壓箝位電路抑制不需要的二極管電壓的振蕩。
文檔編號(hào)H02M5/458GK1123068SQ95190079
公開日1996年5月22日 申請(qǐng)日期1995年2月2日 優(yōu)先權(quán)日1994年2月10日
發(fā)明者R·劉, W·-J·顧 申請(qǐng)人:菲利浦電子有限公司