專利名稱：同步電動機驅動方法、壓縮機驅動方法、用于這種方法的裝置和無刷電動機驅動裝置的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種同步電動機驅動方法、壓縮機驅動方法、用于這些方法的裝置、和無刷DC電動機驅動裝置。本發(fā)明特別涉及一種用于使用逆變器驅動無刷DC電動機之類的同步電動機所用的同步電動機驅動方法以及用于該方法的裝置，和用于使用由這種方法或裝置驅動的同步電動機來驅動壓縮機的壓縮機驅動方法以及用于這種方法的裝置，和用于使用逆變器驅動無刷DC電動機的無刷DC電動機驅動裝置。
背景技術：
過去，已知有一種扭矩調節(jié)技術(參考日本專利公開公報特開平第6-42789號)，這種技術控制逆變器電動機的輸入電壓或輸入電流，從而減小了具有一個氣缸的壓縮機的一轉中的轉速變化之后的振動。
另外，無刷DC電動機被大力地使用為驅動源，由于無刷DC電動機已有的位置檢測結構而比AC電動機更容易進行扭矩控制。
在無刷DC電動機中，當使用面磁安排無刷DC電動機(其中轉子有永久磁鐵，設置在轉子表面上)，且扭矩受控時，已知一種不降低效率的驅動方法，即將d軸電流控制為0(對電動機扭矩發(fā)生器無影響)，即由于電動機速度(電流相位等于0)將電流的相位控制為和發(fā)生電壓相位相同的方法。這種方法由于使控制簡易而廣泛使用。
另一方面，嵌入磁鐵安排的無刷DC電動機(其中轉子有永久磁鐵嵌在轉子內部)可同時輸出兩個發(fā)生扭矩，即磁扭矩和磁阻扭矩。因此，嵌入磁的安排的無刷DC電動機具有特征的效應，使得通過確定兩個足以響應一個負荷轉矩的轉矩的分配而實現(xiàn)高于表面磁鐵安排的無刷DC電動機的效率，從而確定電流有極小值而總轉矩有極大值(下文稱為“最大扭矩控制”)。近年來，嵌入磁鐵安排的無刷DC電動機在特別要求節(jié)約能源的空調器等的應用中有所改進展。
此外，用于控制嵌入磁鐵安排無刷DC電動機的最大扭矩控制方法在“適用于嵌入磁鐵安排的PM電動機的控制方法(Umekomi-jishaku-kouzou-PM-mota ni tekishita seigyohou)”(Motimoyo等，Denki-gakkai HandoutaiDenryoku Kenkyuukai Shiryou SPC-92-5)中有敘述。已知其中最大扭矩控制由根據由電動機的電氣常數決定的關系方程式來控制d軸與q軸電流來實現(xiàn)。
但是，當最大扭矩控制和扭矩控制相互結合時，產生了下述不便(1)產生了由電動機溫度和磁飽和引起的模擬誤差，從而不能持續(xù)地滿足最大扭矩條件。并且，為了解決由電動機的模擬誤差引起的問題(尤其是溫度升高后繞組電阻和速率電動勢常數的變化，以及由磁飽和引起的d-軸、和q-軸電感值和速率電動勢常數的變化)，應實際測量和考慮由溫度和磁性飽和引起的各種參數的變化，并在操作中加以考慮。這在實際應用中非常困難。
(2)當最大扭矩控制和抵消對振動中不大影響的諧波分量(直到高次諧波)的扭矩控制結合時，電功率消耗超過必需值，從而不能實現(xiàn)以高效率驅動。
(3)峰值電流因扭矩控制而增加，從而峰值電流超過逆變器電流的限制值。因此，操作點將移離最大扭矩控制的操作點，從而效率相應下降。
本發(fā)明的公開鑒于上述問題而提出本發(fā)明。
本發(fā)明的一個目的是提供一種同步電動機驅動方法、壓縮機驅動方法、和用于該方法的裝置，以實現(xiàn)由最大效率條件驅動周期性間歇負載的扭矩控制，它有實用的安排，并減小低速振動。
本發(fā)明的另一個目的是提供一種無刷DC電動機驅動裝置，用于擴大驅動范圍，并改進效率。
根據本發(fā)明的第一實施例的同步電動機驅動方法是當為了通過由逆變器控制的同步電動機，抑制在一轉中的速度變化而進行扭矩控制時，在電流波形或電壓波形的振幅和相位上重疊一變化量，其中電動機驅動有周期性扭矩變化的負載。
本發(fā)明的第二個實施例的同步電動機驅動方法的方法是根據振幅的變化量來控制相位中的變化量，其中相位的變化量根據扭矩控制部分的輸出來控制。
本發(fā)明的第三實施例的同步電動機驅動方法是根據相位中的變化量控制振幅中的變化量，相位中的變化量根據扭矩控制部分的輸出來控制。
本發(fā)明的第四實施例的同步電動機驅動方法是根據扭矩控制部分的輸出控制振幅中的變化量，并根據和有關效率的檢測量控制相位中變化量的方法。
本發(fā)明的第五實施例的同步電動機驅動方法是根據扭矩控制部分的輸出控制相位中的變化量，根據有關效率的檢測量控制振幅中的變化量的方法。
根據本發(fā)明的第六實施例的同步電動機驅動方法是將相應于基波和低次波的量用作變化量的方法。
根據本發(fā)明的第七實施例的同步電動機驅動方法是將相應于基波的量用作變化量的方法。
根據本發(fā)明的第八實施例的同步電動機驅動方法是在振幅的變化量上重疊第三次諧波的方法。
本發(fā)明的第九實施例的同步電動機驅動方法還包含通過結合第一中心點和第二中心點之間的電壓差積分，以檢測同步電動機轉軸的極點位置的方法，其中第一中心點由一端連接到逆變器每相位的輸出端，另一端相互連接的各電阻得到，第二中心點電壓通過使同步電動機每相的定子繞組的一端互相連接而得到。
根據本發(fā)明的第十實施例的壓縮機驅動方法是使用同步電動機驅動一個氣缸壓縮機的方法，其中同步電動機由第一到第九實施例中的一種同步電動機驅動方法驅動。
根據根本法的第十一實施例的同步電動機驅動方法包含逆變器控制裝置，用于控制逆變器，從而當為了通用同步電動機抑制一轉中的速度變化而進行扭矩控制時，在電流波形和電壓波形的振幅和相位上疊加一個變化量，該逆變器的電動機驅動具有周期扭矩變化的負載。
根據本發(fā)明的第十二實施例的同步電動機驅動裝置將用于根據振幅的變化量控制相位變化量的裝置用作逆變器控制裝置，其中振幅變化量根據扭矩控制部分的輸出來控制。
根據本發(fā)明的第十三實施例的同步電動機驅動裝置將用于根據相位變化量控制振幅變化量的裝置用作逆變器控制裝置，其中振幅變化量根據扭矩控制部分的輸出來控制。
根據本發(fā)明的第十四實施例的同步電動機驅動裝置將用于根據扭矩控制部分的輸出控制振幅的變化量，以及根據相應于效率的檢測量控制相位的變化量的裝置用作逆變器控制裝置。
根據本發(fā)明的第十五實施例的同步電動機驅動裝置將用于根據扭矩控制部分的輸出控制相位變化量，以及根據相應于效率的檢測值控制相位變化量的裝置用作逆變器控制裝置。
根據本發(fā)明的第十六實施例的同步電動機驅動裝置將把相應于基波和低次波的量用作變化量的裝置用作逆變器控制裝置。
根據本發(fā)明的第十七實施例的同步電動機驅動裝置將把相應于基波的量用作為變化量的裝置用作逆變器控制裝置。
根據本發(fā)明的第十八實施例的同步電動機驅動裝置將在振幅變化量上疊加三次諧波的裝置用作逆變器控制裝置。
根據本發(fā)明的第十九實施例的同步電動機驅動裝置還包含各一端連接到逆變器的每一相的輸出終端，而另一端相互連接的電阻，從而得到第一中心點電壓，其中同步電動機的每一相的每一個定子繞組在一端相互連接，從而得到第二中心點的電壓；還包含積分裝置，用于對第一中心點電壓和第二中心點電壓之差進行積分而得到積分信號，還包含極點位置檢測裝置，用于根據積分信號檢測同步電動機轉軸的極點位置。
根據本發(fā)明的第二十實施例的壓縮機驅動裝置是用于使用同步電動機驅動一個氣缸壓縮機的裝置，其中同步電動機由第十一到第十九實施例中的一個同步電動機驅動裝置來驅動。
根據本發(fā)明的第21實施例的無刷DC電動機驅動裝置包含各有一端連接到逆變器每相的一個輸出終端，其另一端相互連接到的電阻，從而得到第一中心點的電壓，其中無刷DC電動機的每相的每一個定子繞組在一端互相連接端，從而得到第二中心點電壓，還包含積分裝置，用于對第一中心點電壓和第二中心點電壓之差積分而得到積分信號；極點位置檢測裝置，用于檢測無刷DC電動機轉軸的極點位置；逆變器控制裝置，用于控制逆變器，使對負載扭矩超前的相位的變化電壓疊加在和負載扭矩的間隙同步的在平均電壓指令，以施加在無刷DC電動機上；以及峰值變化抑制裝置，用于抑制積分信號峰值中的變化。
根據本發(fā)明的第22實施例的無刷DC電動機驅動裝置使用峰值變化抑制裝置，它包含用于對逆變器間隙進行的分割裝置；用于判斷每個分割間隙積分信號電平是大是小的判斷裝置；以及逆變器電壓相位控制裝置，用于對應于表示積分信號大的判斷結果，延遲逆變器電壓相位，而對應于表示積分信號值小的判斷結果，前移逆變器電壓相位。
根據本發(fā)明的第23實施例的無刷DC電動機驅動裝置包含各有一端連接到逆變器每相的一個輸出終端，另一端相互的電阻，從而得到第一中心點電壓；其中無刷DC電動機每相的每一個定子繞組互相連接，從而得到第二中心點的電壓；還包含積分裝置，用以將第一中心點和第二中心點的電壓之差積分以得到積分信號；極點位置檢測裝置，用以根據積分信號檢測無刷DC電動機轉軸的極點位置；逆變器控制裝置，用以控制逆變器，使對于根據負載扭矩相位超前的變化相位疊加在與負載間隙同步的平均值相位指令上，以施加在無刷DC電動機上；以及峰值變化抑制裝置，用以抑制積分信號的峰值變化。
根據本發(fā)明的第24實施例的無刷DC電動機驅動裝置使用峰值變化抑制裝置，它包含用于對逆變器間隙進行分割的分割裝置，用于判斷每一個分割間隙的積分信號值對是大是小的判斷裝置，以及逆變器電壓振幅控制裝置，用以根據表示積分信號的值大的判斷結果，增加逆變器電壓幅值，而根據表示積分信號的值小的判斷結果減小逆變器電壓幅值。
當使用根據本發(fā)明的第一實施例的同步電動機驅動方法時，當為了抑制一轉中的速度變化而用帶逆變器控制的同步電動機執(zhí)行扭矩控制時，將變化量疊加在電流波形或電壓波形的幅值和相位上，該電動機驅動具有周期扭矩模具變化的負載。因此，實現(xiàn)了扭矩控制，它使用實用的安排，在最大效率條件下(或在更高效率條件下)驅動具有周期間隙的負載，從而減小了低速的振動。下面更為詳細地描述其操作。
當將嵌入磁性安排的無刷DC電動機的最大扭矩控制方法的范圍用于使用在一轉中具有間隙負載扭矩的周期負載的情況時，不言而喻電流幅值和電流相位足夠在一轉中變化，如圖3中所示。即知道可以用簡單的波形控制量來替代根據最大扭矩控制法模型的復雜操作。因此，在每一種驅動條件下，通過適當校正直流分量與電流幅值的變化分量的和電流相位，準確實現(xiàn)最大扭矩控制(如圖3中所示)。當然，電壓的幅值和電壓的相位可在一轉中變化，如圖2或4所示，而不改變一轉中電流幅值和電流相位的變化。
當使用根據本發(fā)明的第二實施例的同步電動機驅動裝置驅動方法時，相位的變化量根據幅值的變化量控制，而后者則根據扭矩控制部分的輸出控制。因此，執(zhí)行類似于第一實施例的操作。
當使用根據本發(fā)明的第三實施例的同步電動機驅動方法時，根據相位中的變化量控制幅值變化量，而前者則根據扭矩控制部分的輸出控制。因此，執(zhí)行類似于第一實施例的操作。
當使用根據本發(fā)明的第四實施例的同步電動機驅動方法時，根據扭矩控制部分的輸出控制幅值變化量，根據有關效率的檢測值控制相位變化量。因此，實現(xiàn)了包括鐵損耗在內的控制，鐵損在最大扭矩控制方法中是不加考慮的。而且執(zhí)行類似于第一實施例的操作。在這一方面，當使用最大扭矩范圍控制方法時，電動機電流最小化僅僅使銅耗最小。此外，最大效率控制的范圍公布在“具有高效率和節(jié)能的無刷DC電動機的驅動方法(burashiresu DC mota no shou-eneruge-koukouritsu untenhou)”中(Morimoto等人，Dengakuron D，第112-3卷，第285頁(Hei4-3))，但在模擬誤差時存在類似于最大扭矩控制的問題(1)，因為鐵損被確定為常量。因此，包括鐵損在內的控制通過使用第四實施例的方法來實現(xiàn)。
當使用根據本發(fā)明的第五實施例的同步電動機驅動方法時，根據扭矩控制部分的輸出控制相位的變化量，而根據有關效率的檢測值控制幅值的變化量。因此，實現(xiàn)了包括鐵損在內的控制，這在最大扭矩控制方法中未加考慮。另外，執(zhí)行和第一實施例類似的操作。
當使用根據本發(fā)明的第六實施例的同步電動機驅動方法時，相應于基波和低次諧波的量被用作變化量。因此，執(zhí)行類似于第一到第五實施例的操作。下面更詳細地描述操作。
在負載扭矩波形的諧波分量中，電流幅值或電流相位變化成份的頻帶易于限制在對振動產生較大影響諧波分量中，例如，作為間隙負載的氣缸壓縮機的一次諧波和二次諧波高次扭矩變化分量對于旋轉和由于旋轉變化而產生的振動影響較小，因為飛輪效應(轉動慣量效應)跟著頻率改進。由于上述操作而防止了不必要的電力消耗，從而可能以更高的效率驅動。當然，可以使用電壓代替電流。
當使用根據本發(fā)明的第七實施例的同步電動機驅動方法時，將相應于基波的量用作變化量。因此，執(zhí)行類似于第一到第五實施例的操作。此外，由于上述操作防止了不必要的電力消耗，從而可能以更高的效率驅動。
當使用根據本發(fā)明的第八實施例的同步電動機驅動方法時，三次諧波疊加在幅值變化量上。因此，峰值電流容易抑制，并抬高了逆變器電流的上限范圍，從而在更大范圍的負載扭矩中可在最佳驅動點驅動。此外，執(zhí)行類似于第一到第五實施例的操作。另外，因為轉動慣量的作用，三次諧波的疊加對振動的影響極小。
當使用根據本發(fā)明的第九實施例的同步電動機驅動方法時，通過對第一中心點電壓和第二中心點電壓之差的積分，檢測同步電動機的轉軸的極點位置，第一中心點電壓由電阻得到，其中每個電阻有一端連接到逆變器的每相的輸出終端，另一端相互連接，第二中心點電壓通過將同步電動機的每相定子繞組的一端而互相。因此，檢測極點位置不需要提供Hall元件、編碼器等等。此外，執(zhí)行類似于第一到第八實施例的操作。
當使用根據本發(fā)明的的第十實施例的同步電動機驅動方法時，使用同步電動機驅動單缸壓縮機，該同步電動機由根據第一到第九實施例的同步電動機驅動方法驅動。因此，實現(xiàn)了節(jié)能和降低成本。
當使用根據本發(fā)明的第十一實施例的同步電動機驅動裝置時由逆變器控制裝置控制逆變器，從而當為了通過由逆變器控制的同步電動機，抑制一轉中的速度變化而執(zhí)行扭矩控制時，將變化量疊加在電流波形或電壓波形的幅值和相位上，其中該電動機驅動具有周期扭矩變化的負載。因此，用實際上的安排實現(xiàn)了扭矩控制，它在最大效率條件(或更高的效率條件)下驅動具有周期間隙的負載，從而減小了低速的振動。
當使用根據本發(fā)明的第十二實施例的同步電動機驅動裝置時，用于根據幅值變化量控制相位變化量的裝置被用作逆變器控制裝置，其中幅值變化量根據扭矩控制部分的輸出來控制。因此，執(zhí)行類似于第十一實施例的操作。
當使用根據本發(fā)明的第十三實施例的同步電動機驅動裝置時，根據相位的變化量控制幅值變化量的裝置被用作逆變器控制裝置，其中相位變化量根據扭矩控制部分的輸出來控制。因此，執(zhí)行類似于第十一實施例的操作。
當根據本發(fā)明的第十四實施例的同步電動機驅動裝置時，用于根據扭矩控制部分的輸出來控制幅值變化量，并根據相應于效率的檢測量控制相位變化量的裝置被用作逆變器控制裝置。因此，實現(xiàn)了包括鐵損耗在內的控制，鐵損在最大扭矩控制方法中未加考慮。還有，執(zhí)行類似于第十一實施例的操作。
當使用根據本發(fā)明的第十五實施例的同步電動機驅動裝置時，用于根據扭矩控制部分輸出來控制相位變化量和根據相應于效率的檢測量來控制幅值變化量的裝置被用作逆變器控制裝置。因此，實現(xiàn)了包括鐵損在內的控制，鐵損在最大扭矩控制方法中未加考慮。還有，執(zhí)行類似于第十一實施例的操作。
當使用根據本發(fā)明的第十六實施例的同步電動機驅動裝置時，將相應于基波和低次諧波的量作為變化量的裝置被用作逆變器控制裝置。因此，執(zhí)行類似于第十一到第十五實施例的操作。此外，由于上述操作，防止了不必要的電力消耗，從而可以更高的效率驅動。
當使用根據第十七實施例的同步電動機驅動裝置時，由于將相應于基波的量用作變化量的裝置被用作逆變器控制裝置。因此，執(zhí)行類似于第十一到第十五實施例中的一個實施例的操作。另外，由于上述操作，防止了不必要的電力消耗，從而可以更高的效率驅動。
當使用根據本發(fā)明的第十八實施例的同步電動機驅動裝置時，由于將三次諧波疊加到幅值變化量上的裝置被用作逆變器控制裝置。因此值電流容易抑制，從而可在更大的負載扭矩范圍中以最佳驅動點驅動。此外，執(zhí)行類似于第十一到第十五實施例中一個實施例的操作。而且，由于轉動慣量的作用，三次諧波對振動存在的影響極小。
當使用根據本發(fā)明的第十九實施例的同步電動機驅動裝置時，使用電阻得到第一中心點的電壓，每一個電阻有一端和逆變器的每相的輸出終端連接，另一端互相連接；第二中心點電壓使用定子繞組得到，其中同步電動機的每相的每一個定子繞組在一端互相連接，而第一中心點電壓和第二中心點電壓差由積分裝置積分，從而得到積分信號，并由極點位置檢測裝置根據積分信號檢測同步電動機的轉子極點位置。因此，檢測磁極位置無需提供Hall元件、編碼器等等。此外，執(zhí)行類似于第十一到第十八實施例中的一個的操作。
當使用根據本發(fā)明的第二十實施例的壓縮機驅動裝置時，使用同步電動機驅動單缸壓縮機，其中同步電動機由根據第十一到第十九實施例的一個實施例的同步電動機驅動裝置驅動。因此，實現(xiàn)了節(jié)能和降低成本。下面更詳細地描述操作。
當同步電動機的三相/d-、q-坐標轉換表示為公式1時，同步電動機的電壓方程式表示為公式2，產生扭矩的方程為3，其中使用d-,q-軸電流。其中d-軸是表示由永久磁鐵產生的磁通量的方向的軸，q-軸是從d-軸電氣位移90度的軸。uvW=cosθ-sinθcos(θ-2π3),-sin(θ-2π3)cos(θ+2π3),-sin(θ+2π3)qb---(1)]]>vqvd=R+s·Lφω·Ldω·LqR+s·Ldiqid+KeωO---(2)]]>τm=p{Kc·iq+(Lq-Ld)·id·iq}…(3)其中，施加給同步電動機的電壓表示為公式4，該公式是從公式1轉換得到的。用公式2和公式4計算同步電動機的外加電壓。

其中，α=tan-1(vdvq)]]>其中，p表示磁極對數，R表示繞組電阻，Ld、Lq表示變換到d-,q-坐標系統(tǒng)的自感，Ke表示速度電動勢。另外，Ω表示電角度。
當使用面磁安排同步電動機時，Lq=Ld，因此從公式3知道，d軸電流對扭矩無影響。結果，要使電動機電流最小，d軸電流控制為0即可，即以更高的效率執(zhí)行扭矩控制。當將這一條件加在公式5上時，可知道需要的電流相位是0(固定)。但是，可知道即使當最大扭矩控制處的電流相位是固定值時，電流相位應該變化如圖2所示。

β=tan-1(idiq)]]>其中，圖2表示在將電流相位確定為0rad以有效地執(zhí)行扭矩控制的條件下，電壓幅值和電壓相位中變化化量的模擬結果，這時使用面磁安排無刷DC電動機(設備常數p=2,Ld=Lq=5[mH],Ke=0.11[V*s/rad],R=0.5[Ω]，電源頻率ω=2π*30[rad/s])。相位中的變化分量變小，因為感應小于嵌入磁性安排無刷DC電動機的感應。因此，扭矩控制的效率改進效果(其中電壓幅值和電壓相位改變)小于嵌入磁心安排無刷DC電動機。但是，通過使用面磁無刷DC電動機和改變電壓幅值和電壓相位，得到扭矩控制的效率改進效果。
另一方面，上述“適用于嵌入磁性安排PM電動機(Umekomi-jishaku-kouzou-PM-motani tekishita seigyohou)的控制方法”(Motomoyo等人，Denki-gakkai Handoutai Denryoku Kenkyuukai Shiryou)的資料中，嵌入磁性安排同步電動機的最大扭矩(電動機電流最小化)條件由公式6中d-,q-軸電流給出。在這種條件下產生的扭矩由公式7表示，該公式從公式3和公式6得到。

其中，p為Lq/Ldτm=p{0.5·Kc-iq+0.5·iqKc2+4·(1-p)2·Ld2·iq2}---(7)]]>即，知道當為了使電動機電流最小化而進行扭矩控制時，d-,q-軸電流的分布應該按扭矩大小適當調節(jié)。
此外，對于作為同步電動機的一種的磁阻電動機(只有磁阻扭矩驅動)，已知道通過將在公式6中速度電動電壓常數確定為0,45度的電流相位是最大扭矩控制條件。在磁阻電動機中，一般進行的設計是，即將電感L確定得較大，以得到磁阻轉矩，從而應該將電壓相位中的變換分量取得較大。因此，通過改變電壓幅值和電壓相位來執(zhí)行扭矩控制，實現(xiàn)了類似于嵌入磁性安排無刷DC電動機的效率改進效果。
其中，根據公式6和公式7考慮到，諸如壓縮機之類的負載(它在一轉中改變其負載扭矩)由嵌入磁性安排無刷DC電動機驅動(設備常數p=2,Ld=8.7[mH],Lq=22.8[mH],Ke=0.11[V*s/rad],R=0.5[Ω]，電力頻率ω=2π*30[rad/s])，并知道d-,q-軸電流應該按轉子旋轉位置(極點位置)而改變(如

圖1中所示)。
此外，當得到的d-,q-軸電流(圖1中所示)用公式5轉換為實際電流的幅值和相位時，得到圖3中描述的幅值和相位。已知道為了在電動機電流最小化的條件下產生和間隙負載一致的電動機扭矩，應該改變電流幅值和電流相位。根據這一點，通過使用簡單的控制(即調節(jié)電流幅值和電流相位中的變化分量的大小和相位)，可實現(xiàn)電動機電流最小化的扭矩控制。因此，不需要使用許多模擬常數的復雜的操作，而且不需要因考慮溫升和磁飽和的影響而進行的測量每一條件下許多模擬常數的人工。
此外，當使用公式2和4得到所需的外加電壓時，如圖4所示得到外加電壓。已知在施加電壓的幅值和相位應該改為和負載扭矩中的間斷同步，電動機電流也類似。
此外，圖3和圖4中的短劃線表示波形的平均值。
當使用根據本發(fā)明的第21實施例的無刷DC電動機驅動裝置時，使用電阻得到第一中心點電壓，每個電阻有一端連接到逆變器的每相的一個輸出終端，而另一端相互連接；第二中心點電壓通過使用無刷DC電動機每相的每個定子繞組得到，定子繞組在一端互相連接；用積分裝置對第一中心點電壓和第二中心點電壓之差積分，從而得到積分信號；由極點位置檢測裝置根據積分信號檢測無刷DC電動機轉軸的極點位置；逆變器控制裝置用于控制逆變器使相對于負載扭矩相位超前的變化電壓疊加在與負載扭矩的間隙同步的平均電壓值，以通過使用逆變器的逆變器控制裝置施加給無刷DC電動機。還有，在操作中，通過峰值變化抑制裝置抑制積分信號的峰值變化。
因此，不利條件由于積分信號和電動機周期的一致而產生的差頻現(xiàn)象而大受抑制。結果，使極點位置檢測信號穩(wěn)定，從而使無刷DC電動機的驅動范圍變大。另外，改進了無刷DC電動機的效率。
當使用根據本發(fā)明的22實施例的無刷DC電動機驅動裝置時，為了抑制積分信號中的峰值變化，用分劃裝置對逆變器間隙分劃，積分信號的電平在每一個經劃分的間隙由判斷裝置判斷該值是大是小。并且，逆變器電壓相位通過逆變器電壓相位控制裝置，其積分信號的電平判斷結果大的加以延遲，積分信號的電平判斷結果小的加以提前。
因此，執(zhí)行類似于21實施例的操作。
當使用本發(fā)明的23實施例的無刷DC電動機驅動裝置時，用電阻得到第一中心點電壓，其中每個電阻有一端連接到逆變器的每相的一個輸出終端，另一端相互連接；第二中心點電壓使用無刷DC電動機的每相的每個定子繞組而得到，其中定子繞組在一端相互連接；并通過積分裝置對第一中心點電壓和第二中心點電壓之差積分，從而得到積分信號；由極點位置檢測裝置根據積分信號檢測到無刷DC電動機的轉軸的極點位置，將比負載扭矩相位超前的變化相位疊加在與一負載扭矩間隙同步的平均值相位，指令上以由用逆變器的逆變器控制裝置施加到無刷DC電動機。并且，在操作過程中，由峰值變化抑制裝置抑制了積分信號的峰值變化。
因此，由于積分信號和電動機周期的一致而產生差頻現(xiàn)象而大大抑制了不利條件。結果，使極點位置檢測信號穩(wěn)定，從而無刷DC電動機的驅動范圍變大。另外，改進了無刷DC電動機的效率。
當使用根據本發(fā)明的24實施例的無刷DC電動機驅動裝置時，為了抑制積分信號的峰值的變化，由分劃裝置對逆變器間隙劃分，并對每一個經劃分的間隙由判斷裝置判斷積分信號的值是大是小。并且通過逆變器電壓幅值控制裝置，使逆變器電壓幅值根據表示積分信號值判斷結果大的予以增加，并根據表示積分信號值判斷結果小的予以減小。
因此，執(zhí)行類似于第23實施例的操作。
附圖概述圖1是圖表，分別描述轉子的位置角和扭矩之間的關系，扭矩和d-，以及q-軸電流之間的關系，以及轉子的位置角和d-,q-軸之間的關系；
圖2是圖表，分別描述在面磁安排無刷DC電動機中將電流相位確定為0rad的情況下，電壓幅值和電壓相位中變化的分量，以及負載扭矩的基波的模擬結果；圖3是圖表，分別描述為得到圖1中所示d-，和q-軸電流每相電動機電流的相位和幅值，以及負載扭矩基波；圖4是圖表，描述為得到圖1所示的d-,q-軸電流的每相的電動機外加電壓的相位和幅值；圖5是方塊圖，描述了根據本發(fā)明的同步電動機驅動裝置的實施例；圖6是流程圖，對理解圖5所示的同步電動機驅動裝置的操作是有用的；圖7是方塊圖，描述根據本發(fā)明的同步電動機驅動裝置的另一個實施例；圖8是流程圖，對理解圖7所示的同步電動機驅動裝置的操作有用；圖9是方塊圖，描述根據本發(fā)明的同步電動機的驅動裝置的另一個實施例；圖10是流程圖，對理解圖9所示的同步電動機驅動裝置的操作有用；圖11是方塊圖，描述根據本發(fā)明的同步電動機驅動裝置的另一個實施例；圖12是方塊圖，對理解圖11所示的同步電動機驅動裝置的操作有用；他13是方塊圖，描述根據本發(fā)明的同步電動機驅動裝置的另一個實施例；圖14是流程圖，對理解圖13所示的同步電動機驅動裝置的操作有用；圖15是方塊圖，描述根據本發(fā)明的同步電動機驅動裝置的另一個實施例；圖16是圖表，描述單缸壓縮機的壓縮扭矩和旋轉角之間的關系；圖17是描述壓縮扭矩的頻率分布圖表；圖18是方塊圖，描述根據本發(fā)明的同步電動機驅動裝置的另一個實施例；圖19是流程圖，對理解圖18所示的同步電動機驅動裝置的操作有用；圖20是圖表，描述當調節(jié)電流波形中的三次諧波，從而將大小10％左右扭矩基波的三次諧波疊加在扭矩波形上時，扭矩、電流幅值、電流相位的變化；圖21是電路圖，描述根據本發(fā)明的同步電動機驅動裝置的另一個實施例；圖22是方塊圖，描述圖21所示的微處理器的安排；圖23是描述相應于圖21的控制模式的24是流程圖，對理解圖22所示的斷開操作1是有用的；圖25是流程圖，對理解圖22所示的斷開操作2是有用的；圖26是流程圖，對理解圖22所示的斷開操作3是有用的；
圖27是描述圖21和22所示的同步電動機驅動裝置的每個部分的信號波形的圖；圖28是描述當實際裝置通過控制電壓相位和電壓幅值驅動時電壓幅值、電壓相位、相位電流和逆變器DC電流變化的圖，其中電壓相位和電壓幅值都根據最大扭矩控制的范圍，相關地控制；圖29為描述當實際裝置通過控制電壓相位和電壓幅值而驅動時，電壓幅值、電壓相位、相電位和逆變器DC電流變化的圖，其中電壓相位和電壓幅值根據最大扭矩控制的范圍，不相關地控制；圖30是方塊圖，描述微處理器的安排，微處理器是根據本發(fā)明的同步電動機驅動裝置的另一個實施例的主要部分；圖31是流程圖，對理解圖30所示的斷開操操作1有用；圖32是描述圖21和圖30中所示的同步電動機驅動裝置的每一個部分的信號波形的圖’圖33是描述微處理器的安排的方塊圖，該微處理器是根據本發(fā)明的同步電動機驅動裝置的另一個實施例；圖34是流程圖，對理解得到補償相位值指令的操作有用；圖35是描述積分信號電平和相位變化分量幅值之間關系的圖；圖36是描述微處理器的安排的方塊圖，該微處理器是根據本發(fā)明的無刷DC電動機驅動裝置的主要部分；圖37是流程圖，對理解圖36所示的斷開操作1的操作有用；圖38是流程圖，對理解圖36所示的斷開操作2的操作有用；圖39是描述圖36所示的無刷DC電動機驅動裝置的每一個部分的信號波形；圖40是描述積分信號電平和相位變化分量幅值之間關系的圖；圖41是描述當使用圖36所示的無刷DC電動機驅動裝置時，積分信號、電動機速度、補償電壓圖形和補償相位圖形的圖；圖42是描述當不改變逆變器電壓相位時，積分信號、電動機速度和補償電壓圖形的圖；圖43是方塊圖，描述微處理器的安排，該微處理器是根據本發(fā)明的的無刷DC電動機驅動裝置的另一個實施例的主要部分；
圖44是流程圖，對理解圖43所示的斷開操作1的操作有用；圖45是描述圖43所示的無刷DC電動機驅動裝置的每部分的信號波形以及操作內容的圖；圖46是方塊圖，描述微處理器的安排，該微處理器是根據本發(fā)明的無刷DC電動機驅動裝置的另一個實施例的主要部分；圖47是流程圖，對理解圖46所示的斷開操作1其余部分的操作有用；圖48是流程圖，對理解圖46所示的斷開操作1其余部分的操作有用；圖49是方塊圖，描述微處理器的安排，該微處理器是根據本發(fā)明的無刷DC電動機驅動裝置的另一個實施例的主要部分；圖50是流程圖，對理解圖49所示的斷開操作1的部分操作有用；圖51是流程圖，對理解圖49所示的斷開操作1其余部分的操作有用。
本發(fā)明的最佳實施方式下文參照附圖，我們詳細地解釋本發(fā)明的實施例。
圖5是方塊圖，描述根據本發(fā)明的同步電動機驅動裝置的實施例。
該同步電動機驅動裝置包括速度偏差計算部分1，用于計算速度指令ω*和電動機速度ω之間的偏差；速度控制部分2，用于通過輸入算出的偏差，并進行預定的操作{例如，PI操作(比例積分操作)}予以輸出電流幅值的平均值指令，電流幅值指令輸出部分3，用于對電流幅值的平均值指令和每個旋轉位置的電流幅值的變化分量(從扭矩控制部分10輸出，下面將描述)相加，并用于輸出電流幅值指令；三相交流計算部分4，用于輸入電流幅值指令和電流相位指令(從電流相位指令輸出部分11輸出，下面將描述)，并根據公式8，輸出三相交流指令；電流饋電逆變器5，用于輸入三相交流指令；同步電動機6，將電流饋電逆變器5的輸出施加到該同步電動機6；轉軸位置檢測裝置7，用于檢測同步電動機6的轉軸的極點位置和從其輸出位置角θ；速度計算部分9，用于輸入位置角θ和計算并從其輸出電動機速度；扭矩控制部分10，輸入電動機速度ω和位置角θ，以進行扭矩控制操作，并用于輸出在每一旋轉位置的電流幅值的變化分量；相位控制部分8，用于輸入在每一旋轉位置的電流幅值的變化分量，用于進行相位控制操作(例如倍增預定的系數，進行相移操作)，并用于計算和輸出電流相位的變化分量；以及電流相位指令輸出部分11，用于對平均相位指令(由過去已知的方法得到)和變化分量指令相加，并計算和從其輸出電流相位指令。

此外，轉軸位置檢測部分7例示為旋轉位置傳感器，諸如編碼器和計數電路(用于從其輸出)，位置檢測電路，用于對電動機端子電壓進行濾波；用于由電動機的電氣參數，進行位置計算的電路。
另外，在該實施例和下面的實施例中，同步電動機6例示為面磁安排無刷DC電動機，嵌入的面磁安排無刷DC電動機，磁阻電動機等等。
圖6是流程圖，對理解圖5所示的同步電動機驅動裝置的操作有用。
在步驟SP1中，輸入轉軸位置(位置角)θ，在步驟SP2中，從轉軸位置計算旋轉速度(電動機速度)ω，在步驟SP3中，將實際速度θ和速度指令ω*之差應用PI操作(比例積分操作)，并得到平均電流幅值指令，在步驟SP4中，通過輸入實際速度ω和轉軸位置θ進行扭矩控制操作，使從實際速度的變化分量得到電流幅值的變化分量；在步驟SP5中，平均電流幅值指令和電路幅值變化分量相加，以得到并存儲幅值指令；在步驟SP6中，將電流幅值的變化分量乘以一個系數，然后移相以得到電流相位的變化分量(其中，系數和移相量以實驗確定)；在步驟SP7中，來自外部的平均相位指令θ*和電流相位的變化分量相加，得到并存儲相位指令，在步驟SP8中，存儲的電流幅值和相位指令提供給三相交流計算部分，在步驟SP9中，得到每相的電流并提供給電流饋電逆變器，然后操作返回到初始過程。
因此，通過對平均電流幅值指令和電流幅值變化分量相加，以得到幅值指令，而實現(xiàn)了減小振動。還有，通過對來自外部的平均相位指令β*和電流相位的變化分量的相加，得到相位指令，實現(xiàn)了效率的改進。結果，周期性間歇負載最大效率條件下加在扭矩控制中，從而減小了振動。
圖7是方塊圖，描述根據本發(fā)明的同步電動機驅動裝置的另一個實施例。
該同步電動機驅動裝置和圖5所示的同步電動機驅動裝置的不同之處在于電流偏差計算部分5d，用于計算三相電流指令和繞組電流檢測值(從繞組電流檢測裝置5c輸出，下面描述)之間的偏差，電流控制部分5a，用于輸入算出的偏差，并進行電流控制，以將電流指令轉換為電壓指令；電壓饋電逆變器5b，用于輸入經轉換的電壓指令，以及繞組電流檢測部分5c，用于檢測同步電動機6的繞組電流(下文描述)，這些部分用來替代電流饋電逆變器5。其它的安排部分類似于圖5所示的同步電動機驅動裝置的相應部分。此外，在圖7中，電流控制部分5a、電壓饋電逆變器5b、繞組電流檢測部分5c和電流偏差計算部分5d構成了電流饋電逆變器。
圖8是流程圖，對理解圖7所示的同步電動機驅動裝置的操作有用。
在步驟SP1，輸入轉軸位置(位置角)θ，在步驟SP2，從轉軸位置計算旋轉速度(電動機速度)ω；在步驟SP3，實際速度和速度指令ω*之間的差用于PI操作(比例積分操作)，以得到平均電流幅值指令，在步驟SP4中，通過輸入實際速度ω和轉軸位置，以從實際速度變化分量中得到電流幅值變化分量，進行扭矩控制操作；在步驟SP5中，平均電流幅值指令和電流幅值中的變化分量相加，從而得到并存儲幅值指令；在步驟SP6中，電流幅值中的變化分量由系數倍增，然后移相，以得到電流相中的變化分量(其中系數、移動量例如以實驗決定)，在步驟SP7中，平均相位指令ω*和電流相位中的變化分量相加，以得到并存儲相位指令；在步驟SP8中，將存儲的電流指令和相位指令提供給三相交流，計算部分，在步驟SP9中，得到每個相位電流，并將它提供給電流饋電逆變器，然后返回初始過程。
因此，通過將平均電流幅值指令和電流幅值中的變化成份相加，以得到幅值指令而實現(xiàn)了減小振動。并且，通過對來自外部的平均相位指令β*和電流相位中的變化成份的相加，以得到相位指令，實現(xiàn)了效率改進。結果，對循環(huán)間隙負載在最大效率條件下施加了扭矩控制，從而減小了振動。
此外，圖7所示的同步電動機驅動裝置安排上可以整體簡化，因為該裝置使用電壓饋電的逆變器，其主要電路安排比電流饋電逆變器更為簡單。
圖9是方塊圖，描述根據本發(fā)明的另一個實施例的同步電動機驅動裝置。
該同步電動機驅動裝置包括速度偏差計算部分21，用于計算速度指令ω*和電動機速度ω之間的偏差；速度控制部分22，用于通過輸入算出的偏差以及進行預定的操作(例如PI操作)，輸出電壓幅值的平均值指令；電壓幅值指令輸出部分23，用于對電壓幅值的平均值指令與從扭矩控制部分30(下面描述)輸出的每個旋轉位置的電壓幅值的變化成份相加，并輸出電壓幅值指令，三相交流計算部分24，用于輸入電壓幅值指令以及電壓相位指令(從電壓相位指令輸出部分31(下面描述)輸出)，并根據例如公式9輸出三相交流指令，電壓饋電逆變器25，用于輸入三相交流電流指令；同步電動機6，電壓饋電逆變器25的輸出施加到其上，轉軸位置檢測部分27，用于檢測同步電動機6的轉子的磁點位置，并從其輸出位置角θ，速度計算部分29，用于計算和從其輸出電動機速度ω；扭矩控制部分30，用于輸入電動機速度ω和位置角θ，以進行扭矩控制操作，并輸出每一旋轉位置的電壓幅值的變化成份，相位控制部分28，用于輸入每個旋轉位置的電壓幅值的變化成份，以進行相位控制操作(例如，乘有預定的系數，以及進行相移操作)，并計算和從其輸出電壓相位的變化成份，以及電壓相位指令輸出部分31，用于對通過過去已知的方式得到的平均相位指令β*和變化成份指令相加，并計算和從其輸出電壓相位指令。

其中Vm是電壓幅值，α是電壓相位。
另外，轉軸位置檢測部分27例示為旋轉位置傳感器，例如編碼器；用于輸出計數電路，位置檢測電路，用于對電動機端子電壓濾波，一用于從電動機的電參數進行位置計算的電路；等等。
圖10是流程圖，對理解圖9所示的同步電動機驅動裝置的操作有用。
在步驟SP1中，輸入轉軸位置(位置角)，在步驟2中，從旋轉位置θ計算旋轉速度ω，在步驟SP3中，實際速度和速度指令ω*之差應用于PI操作(比例積分操作)，從而得到平均電壓幅值指令，在步驟SP4中，通過輸入實際速度ω和轉軸位置，以從實際速度變化成份得到電壓幅值的變化成份，進行扭矩控制操作，在步驟SP5中，平均電壓幅值指令和電壓幅值變化成份相加，以得到并存儲幅值指令，在步驟SP6中，由系數乘以電壓幅值的變化成份，以得到電壓相位中的變化成份(其中例如系數、移動量由實驗決定)，在步驟SP7中，平均相位指令α*和電壓相位中變化分量相加，以得到并存儲相位指令；在步驟SP8中，存儲的幅值指令和相位指令提供給三相交流計算部分，在步驟SP9中，得到每相電壓，并提供給電壓饋電逆變器，然后操作返回初始過程。
因此，通過將平均電壓幅值指令和電壓幅值中的變化成份相加，以得到幅值指令，實現(xiàn)了減小振動。并且，通過對來自外部的平均相位指令α*和電壓相位中的變化成份的相加，以得到相位指令，實現(xiàn)了改進效率。結果，循環(huán)間隙負載在最大效率條件下用于扭矩控制，從而減少了振動。
圖11是方塊圖，描述了根據本發(fā)明的另一個實施例的同步電動機驅動裝置。
該同步電動機驅動裝置包括速度偏差計算部分41，用于計算速度指令ω*和電動機速度ω之間的偏差，速度控制部分42，用于通過輸入算出的偏差，并進行特定的操作(例如PI操作)，輸出電壓相位的平均值指令，電壓相位指令輸出部分43，用于將電壓相位的平均值指令和從扭矩控制部分50(下面描述)輸出的每一旋轉位置的電壓相位的變化成份相加，并輸出電壓相位指令，三相交流計算部分44，用于輸入電壓相位指令和電壓幅值指令(從電壓幅值指令輸出部分51(下面描述)輸出)，并根據例如公式9輸出三相交流指令，電壓饋電逆變器45，用于輸入三相交流指令，同步電動機6，電壓饋電逆變器45的輸出施加其上，轉軸位置檢測部分47，用于檢測同步電動機6的轉軸磁極位置，以及用于從其輸出位置角θ，速度計算部分49，用于輸入位置角θ，以及計算并從其輸出電動機速度，扭矩控制部分50，用于輸入電動機速度ω和位置角，以進行扭矩控制操作，并輸出每一個旋轉位置的電壓相位的變化成份，幅值控制部分48，用于輸入每一個旋轉位置的電壓相位的變化成份，以進行幅值控制操作(例如乘以預定的系數，以及進行移相操作)，并用于計算和輸出電壓幅值的變化成份指令，以及電壓幅值指令輸出部分51，用于將通過過去已知的已知方式得到的平均幅值指令Vm*與變化成份相加，以計算和從其輸出電壓幅值指令。
另外，轉軸位置檢測部分47例示為旋轉位置傳感器，諸如編碼器和計數電路，用于從其輸出，位置檢測電路，用于對電動機端子電壓濾波，用于從電動機的電參數進行位置計算的電路等等。
圖12是流程圖，對理解圖11所示的同步電動機驅動裝置的操作有用。
在步驟SP1中，輸入轉軸位置(位置角)θ，在步驟SP2中，從轉軸位置θ計算旋轉速度(電動機速度)ω，在步驟SP3中，實際速度和速度指令ω*差應用于PI操作(成比例、積分操作)，以得到平均電壓相位指令，在步驟SP4中，通過輸入實際速度ω和轉軸位置θ，以從實際速度變化成份得到電壓相位的變化成份，進行扭矩控制操作，在步驟SP5中，將平均電壓相位指令和電壓相位中的變化成份相加，以得到并存儲相位指令，在步驟SP6中，由系數乘以電壓相位中的變化成份，然后移相以得到電壓幅值的變化成份(其中，系數、移動量例如由實驗決定)，在步驟SP7中，對平均幅值指令Vm*和電壓幅值中的變化成份相加，從而得到并儲存幅值指令，在步驟SP8中，存儲的幅值指令和相位指令提供給三相交流計算部分，在步驟SP9中，得到每相電壓，并提供給電壓饋電逆變器，然后操作返回初始過程。
因此，通過將平均電壓相位指令和電壓相位中的變化成份相加，得到相位指令，實現(xiàn)減小振動。并且，通過將來自外部的平均幅值指令Vm*和電壓幅值中的變化成份相加，以得到幅值指令，實現(xiàn)了效率改進。結果，循環(huán)間隙負載在最大效率條件下應用于扭矩控制，從而間隙了振動。
圖13是方塊圖，描述了根據本發(fā)明的另一個實施例的同步電動機驅動裝置。
該同步電動機驅動裝置包括速度偏差計算部分61，用于計算速度指令ω*和電動機速度ω之間的偏差，速度控制部分62，用于通過輸入算出的偏差，并進行預定的操作(例如PI操作)，輸出電壓幅值的平均值指令，電壓幅值指令輸出部分63，用于將電壓幅值的平均值指令和從扭矩控制部分70(下面描述)輸出的每一個旋轉位置的電壓幅值的變化成份相加，并輸出電壓幅值指令，三相交流計算部分64，用于輸入電壓幅值指令和電壓相位指令(從電壓相位指令輸出部分71(下面描述)輸出)，并根據例如公式(9)輸出三相交流指令，電壓饋電逆變器65，用于輸入三相交流指令，同步電動機6，電壓饋電逆變器65的輸出施加在其上，轉軸位置檢測部分67，用于檢測同步電動機6的轉軸的磁極位置，并從其輸出位置角，速度計算部分69，用于輸入位置角θ，并計算和從其輸出電動機速度ω，扭矩控制部分70，用于輸入電動機速度以及位置角θ，以進行扭矩控制操作，并輸出每一旋轉位置的電壓幅值的變化成份，相位控制部分68，用于輸入由逆變器輸入電流檢測部分72(下面描述)檢測的逆變器輸入電流，以進行相位控制操作，并計算和輸出電壓相位的變化成份指令，電壓相位指令輸出部分71，用于將通過過去已知的方式得到的平均相位指令α*和變化成份指令相加，計算并從其輸出電壓相位指令，以及逆變器輸入電流檢測部分72，用于檢測逆變器輸入電流(和效率相關的一種檢測量)，它從市用電源73提供給電壓饋電逆變器65。
此外，轉軸位置檢測部分67例示為旋轉位置傳感器，諸如編碼器和計數電路，用于從其輸出，位置檢測電路，用于對電動機端子電壓濾波；用于從電動機的電參數進行位置計算的電路等等。
此外，可通過將繞組電流檢測部分和電流控制部分相加，進行電流控制。還有，可用電流饋電逆變器替代電壓饋電逆變器。
圖14是流程圖，對理解圖13所示的同步電動機驅動裝置的操作有用。
在步驟SP1中，輸入轉軸位置(位置角)θ，在步驟SP2中，從轉軸位置θ計算旋轉速度(電動機速度)，在步驟SP3中，將實際速度ω和速度指令ω*之差應用于PI操作(成比例、積分操作)，以得到平均電壓幅值指令，在步驟SP4中，通過輸入實際速度ω和轉軸位置θ，以從實際速度變化成份得到電壓幅值中的變化成份，進行扭矩控制操作，在步驟5中，將平均電壓幅值指令和電壓幅值中的變化成份相加，以得到并存儲幅值指令，在步驟SP6中，提供電壓相位中的變化成份，以根據逆變器輸入電流的大小進行控制和操作(以使逆變器輸入電流最小)，在步驟SP7中，平均相位指令α*和電壓相位中的變化成份相加，以得到并存儲相位指令，步驟SP8中，將存儲的幅值指令和相位指令提供給三相交流計算部分，在步驟SP9中，得到每相電壓，并提供給電壓饋電逆變器，然后操作返回初始過程。
因此，通過將平均電壓幅值指令和電壓幅值中的變化成份相加，以得到幅值指令，實現(xiàn)了減小振動。并且，通過計算電壓相位中的變化成份(相應于逆變器輸入電流的大小)(以使逆變器輸入電流最小)，以及將電壓相位中的變化成份和來自外部的平均幅值指令Vm*相加，以得到相位指令，通過進行控制(對磁心損耗加以考慮)實現(xiàn)了改進效率。結果，循環(huán)間隙負載在最大效率條件下施加于扭矩控制，從而減小了振動。
另外，可通過加入電壓檢測和通過計算逆變器輸入功率進行控制，來替代根據逆變器輸入電流來控制和操作電壓相位中的變化成份，以使逆變器輸入功率最小。
圖15是方塊圖，描述了根據本發(fā)明的另一個實施例的同步電動機驅動裝置。
該同步電動機驅動裝置包括速度偏差計算部分81，用于計算速度指令ω*和電動機速度ω之差；速度控制部分82，用于通過輸入算出的偏差和進行預定的操作(例如PI操作)輸出電壓相位的平均值指令，電壓相位指令輸出部分83，用于將電壓相位的平均值指令和從扭矩控制部分90(下文描述)輸出的每一個旋轉位置的電壓相位的變化成份相加，并輸出電壓相位指令，三相交流計算部分84，用于輸入電壓相位指令和電壓幅值指令(從電壓幅值指令輸出部分91(下面描述)輸出，并根據例如公式(9)輸出三相交流指令，電壓饋電逆變器85，用于輸入三相交流指令，同步電動機6，電壓饋電逆變器85的輸出施加在其上；轉子位置檢測部分87，用于檢測同步電動機6的轉軸的磁極位置，并從中輸出位置角θ；速度計算部分89，用于輸入位置角θ，并計算并從中輸出電動機速度，扭矩控制部分90，用于輸入電動機速度ω和位置角，以進行扭矩控制操作，并輸出每個旋轉位置的電壓相位變化成份，幅值控制部分88，用于輸入由逆變器輸入電流檢測部分92(下面描述)檢測的逆變器輸入電流，以進行幅值控制操作，并計算和輸出電壓幅值的變化成份指令，電壓幅值指令輸出部分91，用于將通過過去已知的方式得到的平均幅值指令α*和變化成份指令相加，并計算和從其輸出電壓幅值指令，以及逆變器輸入電流檢測部分92，用于檢測從市電源93提供給電壓饋電逆變器85的逆變器輸入電流(一種和效率相關的檢測量)。
此外，轉軸位置檢測部分87例示為旋轉位置傳感器，諸如編碼器和計數電路，用于從其輸出，位置檢測電路，用于對電動機端子電壓濾波；用于從電動機的電參數進行位置計算的電路等等。
此外，可通過加入繞組電流檢測部分和電流控制部分，進行電流控制。并且，可使用電流饋電逆變器替代電壓饋電逆變器。此外，可通過加入對電壓的檢測，以及計算逆變器輸入功率，替代對相應于逆變器輸入電流的大小的電壓相位的變化成份的控制和操作，來進行控制，用于使逆變器輸入功率最小。
圖16是個圖表描述相應于單缸壓縮機的旋轉角的負載扭矩中的變化，而圖17是描述負載扭矩頻率分布的圖。
如從這些圖中可見的，實際間隙負載包括許多頻率成份。當進行扭矩控制，以完全補償頻率成份和抑制引起振動的速度變化時，在電動機電流的有效值和峰值增加中產生的不便。
其中，至于高次諧波的扭矩間隙成份，因為由瞬間的同步電動機的慣性和負載引起的飛輪效應，速度變化變小，對振動沒有大影響。因此，可通過使用扭矩控制決定用于補償的間隙扭矩的頻率為基波和低次諧波，省去用于處理扭矩間隙的不必要的電流(它對振動的影響不大)，從而通過結合同步電動機驅動裝置、同步電動機驅動方法實現(xiàn)了同步電動機的更為有效的控制。特別地，易于通過對扭矩控制部分應用濾波功能，進行處理，其中包括例如上述的同步電動機驅動裝置。
此外，當將壓縮機安裝到空調器中時，通過設計每一根用于連接換熱器和壓縮機的管子的形狀，使用橡皮腳實現(xiàn)支撐等等，實現(xiàn)為了吸收傳送到戶外部分的外殼的振動的設計。因此，即使將用于使用扭矩控制補償的間隙扭矩的頻率只限制在基波，實際上產生的問題不大，從而實現(xiàn)了更為有效的控制。當然，當將同步電動機驅動裝置應用于除空調器之外的設備(諸如電冰箱等等)時，可實現(xiàn)和上述操作類似的操作。
圖18是方塊圖，描述了根據本發(fā)明的另一個實施例的同步電動機驅動裝置。
該同步電動機驅動裝置包括速度偏差計算部分101，用于計算速度指令ω*和電動機速度ω之間的偏差；速度控制部分102，用于通過輸入算出的偏差，和進行預定的操作(例如PI操作)，輸出電壓幅值的平均幅值指令，電壓幅值指令輸出部分103，用于將電壓幅值的平均值指令與每一個旋轉位置的電壓幅值的變化成份(該成份從電壓幅值變化成份輸出部分113(下面描述)輸出)相加，并輸出電壓幅值指令，三相交流計算部分104，用于輸入電壓幅值指令和電壓相位指令(從電壓相位指令輸出部分111(下面描述)輸出)，并根據例如公式(9)輸出三相交流指令，電壓饋電逆變器105，用于輸入三相交流指令；同步電動機6，電壓饋電逆變器105的輸出施加在其上；轉子位置檢測部分107，用于檢測同步電動機6的轉子的磁極位置，并從其輸出位置角θ，速度計算部分109，用于輸入位置角θ，并計算輸出電動機速度，扭矩控制部分110，用于輸入電動機速度ω和位置角θ，以進行扭矩控制操作，并輸出每個旋轉位置的電壓幅值的變化成份，相位控制部分108，用于輸入從電壓幅值變化成份輸出部分113輸出的每個旋轉位置的電壓幅值的變化成份，以進行相位控制操作(例如，乘以預定的系數，并進行相移操作)，并計算和輸出電壓相位的變化成份指令，電壓相位指令輸出部分111，用于將通過過去已知的方法得到的平均相位指令α*和變化成份指令相加，并計算和從其輸出電壓相位指令，三次諧波發(fā)生部分112，用于輸入位置角θ，和產生三次諧波，以及電壓幅值變化成份輸出部分113，用于將從扭矩控制部分110輸出的電壓幅值的變化成份和三次諧波相加，并輸出每個旋轉位置的電壓幅值的變化成份。
此外，轉軸位置檢測部分107例示為旋轉位置傳感器，諸如編碼器和計數電路，用于從其輸出，位置檢測電路，用于對電動機端子電壓濾波，用于從電動機的電參數進行位置計算的電路等等。
圖19是流程圖，對理解圖18所示的同步電動機驅動裝置的操作是有用的。
在步驟SP1中，輸入轉軸位置(位置角)θ，在步驟SP2中，從轉軸位置θ計算旋轉速度(電動機速度)ω，在步驟SP3中，實際速度ω和速度指令ω*之間的差應用PI操作(成比例、積分操作)，從而得到平均電壓幅值指令，在步驟SP4中，通過輸入實際速度ω和轉軸位置，以從實際速度變化成份得到電壓幅值的變化成份，進行扭矩控制操作，在步驟SP5中，加入相位的三次諧波而減小峰值到電壓幅值的變化成份，以計算新的電壓幅值的變化成份，在步驟SP6中，平均電壓幅值指令和新的電壓幅值變化成份相加，以得到并存儲幅值指令，在步驟SP7中，由系數乘電壓相位中的變化成份，然后使得到的結果相移，從而得到電壓相位變化成份(其中系數和相移量以實驗決定)，在步驟SP8中，將來自外部的平均相位指令α*和電壓相位中的變化成份相加，以得到并存儲相位指令，在步驟SP9中，將存儲的幅值指令和相位指令提供給三相交流計算部分，在步驟SP10中，得到每相電壓，并提供給電壓饋電逆變器，然后操作返回初始過程。
因此，通過將平均電壓幅值指令和電壓幅值中的變化成份相加，以得到幅值指令，實現(xiàn)了減小振動。并且，通過將來自外部的平均相位指令β*和電壓相位的變化成份相加，以得到相位指令，實現(xiàn)了效率改進。結果，循環(huán)間隙負載在最大效率條件下應用扭矩控制，從而減小了振動。
此外，可通過加入繞組電流檢測部分和電流控制部分進行電流控制。此外，在圖18和19所述的實施例中，將三次諧波重疊在電壓指令上，但三次諧波也可重疊在電流指令上。在這種情況下，有電流饋電逆變器或電流控制型逆變器(它由電壓饋電逆變器、還有繞組電流檢測部分和電流控制部分構成，用于進行電流控制)。并且，在每一種情況下，三次諧波的疊加程度根據同步電動機驅動系統(tǒng)的規(guī)格決定。
圖20是描述當重疊電流波形的三次諧波，從而相應于扭矩基波大約10％的三次諧波重疊到扭矩波形上時，扭矩波形(參照圖20(A))、電流幅值波形(參照圖20(B))、和電流相位波形(參照圖20(C))的圖。其中，在每個圖中，a表示通過重疊三次諧波得到的波形，b表示沒有重疊三次諧波的波形，而c表示平均值。
如從圖中顯示的，通過重疊三次諧波，抑制了電流幅值(電動機電流的峰值)。因此，不需用移動過的操作點(由逆變器元件的電流負載的限制引起)進行驅動，并且在更大范圍內實現(xiàn)圖5到圖15所示的同步電動機驅動裝置的控制和同步電動機驅動方法。
當進行控制，疊加三次諧波(如上述控制)時，三次諧波可能不包括在負載扭矩中，或三次諧波可在幅值關系或相位關系不同于上述關系的情況下增加速度變化。但是，這在實際中并不引起問題，并具有上述優(yōu)點，從而較好地，通過采用很大的飛輪效應，以及防止振動設計(在安裝時加以考慮)，三次諧波的重疊用于同步電動機驅動裝置和同步電動機驅動方法。
圖21是方塊圖，描述根據本發(fā)明的另一個實施例的同步電動機驅動裝置。
在該同步電動機驅動裝置中，三個串行電路在直流電源120的端子之間相互并聯(lián)，從而構成電壓饋電逆變器121，每一個串行電路通過串聯(lián)兩個開關晶體管而構成。此外，用于保護的二極管并接到每一個開關晶體管。以Y連接排列的三個電阻122u,122v，和122w，以及以Y連接排列的同步電動機6的定子繞組6u,6v和6w連接到每一個串行電路的中心點。此外，6a表示轉子。將在電阻122u,122v和122w的中心點得到的第一中心點的電壓VN提供給運算放大器123a的非逆輸入終端，在電阻122u,122v，和122w的中心點處得到的第一中心點的電壓VN提供給操作放大器123a的不可逆輸入終端，而在定子繞組6u,6v和6w的中心點處得到的第二中心點電壓VM通過電阻123b提供給操作放大器123a的逆向輸入終端。電阻123c連接在運算放大器123a的逆向輸入終端和輸出終端之間。因此，在運算放大器123a的輸出終端得到第一中心點電壓VN和第二中心點電壓VM之間的電壓差VNM。電壓差VNM提供給電阻124a和電容器124b相互串聯(lián)的集成電路。在電阻124a和電容器124b的中心點得到的集成信號積分符號VNOdt提供給運算放大器125的不可逆輸入終端，并且運算放大器125的逆向輸入終端接地，從而構成過零比較器。來自過零比較器的輸出信號作為位置信號(磁極檢測信號)提供給微處理器126。積分信號VNOdt提供給集成信號電平檢測電路127。來自積分信號電平檢測電路127的檢測信號提供給微處理器126。速度指令和速度變化指令也提供給微處理器126。微處理器126輸出信號，用于通過基本驅動電路128控制逆變器121。
圖22是方塊圖，描述了微處理器126的安排。
微處理器126包含間隔測量計時器131，用于由于接受到位置信號而通過中斷處理1進行停止、置零和再起動，位置信號間隔計算部分132，用于通過在停止計時使輸入間隔測量計時器131的計時值計算位置信號的間隔；速度計算部分133，用于通過輸入從位置信號計算部分132輸出的位置信號，并計算、輸出目前速度；偏差計算部分134，用于計算從外部給出的速度指令和從速度計算部分133輸出的目前速度之間的差，并輸出該差作為速度變化，轉換信號計算部分135，用于通過輸入從偏差計算部分134輸出的速度變化和從外部給出的速度變化指令，計算和輸出轉換信號；第一級成份補償模式計算部分136，用于通過輸入從偏差計算部分134輸出的速度變化和從轉換信號計算部分135輸出的轉換信號，計算和輸出第一級成份補償模式，PI操作部分137，用于通過輸入從偏差計算部分134輸出的速度變化和從其輸出的操作結果，進行PI操作，加法器138，用于將從第一級成份補償模式計算部分136輸出的第一級成份補償模式和從PI操作部分137輸出的操作結果相加，并輸出總和作為電壓指令，計時器值計算部分139，用于通過輸入從位置信號間隔計算部分132輸出的位置電信號間隔和從加法器147(下面描述)給出的相位量指令，計算和輸出計時器值，相位校正計時器140(由從計時器值計算部分139輸出的計時器值設置)由于接受到位置信號而由中斷過程1起動，并通過對設置的計時器值計數而從其輸出計數結束信號，傳導寬度控制計時器141(由從計時器值計算部分139輸出的計時器值設置)由于從相位校正計時器140輸出的計時結束信號而由中斷過程2起動，并通過進行對設置的計時器值計數，從其輸出計時結束信號，逆變器模式選擇部分142，用于從存儲器143讀出，并由于從相位校正計時器140輸出的計數結束信號，由中斷過程2輸出電壓圖案，或由于從傳導寬度控制計時器141輸出的計數結束信號由中斷過程3輸出電壓圖案，PWM部分144，用于通過輸入從加法器138輸出的電壓指令進行脈寬調制，并從其輸出轉換信號；延時處理部分145，用于移動從第一級成份補償模式計算部分136輸出的第一級成份補償模式，系數裝置146，用于將預定的系數乘以移動過的第一級成份補償模式(它從延長處理部分145輸出)，并從其輸出補償相位量指令，以及加法器147，用于將從系數裝置146輸出的補償相位量和從外部給出的平均相位量指令相加，并輸出相位量指令。
主成份補償模式計算部分136進行補償操作，使用0增益(它對第一級成份之外的成份是0)。因此，即使當速度變化被用作第一級分量補償模式計算部分136的輸入時，也不產生問題。也即速度指令在穩(wěn)定的條件下為常數(直流)，即使將直流(或具有不同于從一個信號模式的輸出信號的頻率的信號)輸入第一級成份補償模式計算部分136，第一級成份補償模式計算部分136的輸出是零。換句話說，僅僅根據電動機速度將可決定自第一級成份補償模式計算部分136的輸出，即使速度變化{=(電動機變化)-(速度指令)}被用作第一級成份補償模式計算部分136的輸入。因此，根本不影響控制性能。
圖23是原理圖，描述系統(tǒng)的控制模式，其中壓縮機用由同步電動機驅動裝置(圖21所示)驅動的同步電動機驅動。
該控制模式包括減法部分201，用于速度指令和同步電動機6的旋轉速度之差；PI控制部分202，用于進行比例積分控制(PI控制)，通過輸入從減法部分201輸出的差，以及從其輸出比例控制結果和積分控制結果，速度變化平均值計算部分203，用于通過輸入從減法部分201輸出的差，計算N轉(N是自然數)中速度變化的平均大小Δω，轉換部分204，用于通過輸入從速度變化平均值計算部分203輸出的速度變化的平均大小Δω輸出0或1；乘法部分205，用于將同步電動機6的旋轉速度和來自轉換部分204的輸出相乘，并輸出乘法的結果，可變安排第一級成份補償部分206，用于通過輸入從乘法部分205輸出的乘法結果，進行第一級成份補償，并輸出補償值，加法器207，用于將比例控制結果、積分控制結果和補償值相加，并輸出電壓指令，放大器207’，用于通過輸入從加法部分207輸出的電壓指令執(zhí)行補償，減法部分208，用于計算和輸出從放大器207’輸出的輸出電壓和電動機速度電動勢中對扭矩產生電流有影響的一部分Eτ-之差，電動機的電壓-電流轉換函數209(根據電動機繞組的電阻和感應系數決定第一級延遲元件)，用于通過輸入從減法部分208輸出的差輸出電流，減法部分210，用于計算和輸出從電動機的電壓-電流轉換函數209輸出的電流和等價地表示扭矩誤差成份(在相應于轉軸位置的電流波形(相位/幅值)無向控制之后)Eτ-之差，電動機的電流扭矩傳遞函數211，用于通過輸入從減法部分210輸出的差，輸出電動機扭矩減法部分212，用于從由電動機的電流扭矩傳遞函數211輸出的電動機扭矩減去壓縮機負載扭矩，并輸出壓縮機旋轉力矩，以及電動機的扭矩速度傳遞函數213，用于通過輸入從減法部分212輸出的壓縮機軸力矩輸出速度。此外，減法部分208、電壓-電流傳遞函數209、減法部分210、電流扭矩傳遞函數211、減法部分212和扭矩速度傳遞函數213構成了同步電動機6。
圖24到圖26是流程圖，對理解微處理器126的操作有用。其中，圖24解釋了中斷過程1，圖25解釋了中斷過程2，圖26解釋了中斷過程3。
在每一次接受到位置信號時進行圖24所示的流程圖操作。
在步驟SP1，從相位量指令計算相位校正計時器140的值，在步驟SP2中，在相位校正計時器140中設置相位校正計時器值，在步驟SP3中，起動相位校正計時器140，在步驟SP4中間隙測量計時器131停止；在步驟SP5中，讀間隔測量計時器131的值；在步驟SP6中，重新設定間隔測量計時器131，然后為下一個間隙測量起動間隔測量計時器131。在步驟SP7中，計算位置信號的間隔，在步驟SP8中，電動機轉度從位置信號的間隔的計算結果計算；在步驟SP9中，根據電動機轉速和速度指令計算速度變化；在步驟SP10中，對速度變化進行PI操作，并計算平均電壓幅度指令，在步驟SP11中，計算速度變化大小的平均值，并根據得到的平均值輸出轉換信號，在步驟SP12中，根據速度變化和轉換信號計算補償電壓幅度，在步驟SP13中，將補償電壓幅度加到平均電壓幅度，在步驟SP14中，進行延遲處理{例如，存儲補償電壓幅度，并在M試樣之前讀出補償電壓幅值(其中M是正整數)}，在步驟SP15中，由系數裝置146預先確定的系數乘以計算補償相位；在步驟SP16中，將補償相位加到平均相位指令，并將總和存儲為下一個指令，然后操作返回原始處理。
在每一次從相位校正計時器140輸出計數結束信號時進行圖25所示的流程圖的處理。
在步驟SP1，前置逆變器模式前進一步，在步驟2，輸出相應于前置逆變器模式的電壓圖案，在步驟SP3，從傳導寬度指令計算傳導寬度控制計時器141的計時器值，在步驟SP4將計時器值{=計時器值(傳導角度-120°)}設置到傳導寬度控制計時器141，在步驟SP5，起動傳導寬度控制計時器141，然后操作返回原始處理。
在每一次從傳導寬度控制計時器141輸出計數結束信號時進行圖26所示的流程圖的處理。
在步驟SP1中，逆變器模式前進1，在步驟SP2中，輸出相應于前進的逆變器模式的電壓圖案，然后操作返回原始的處理。
圖27是圖表，描述了圖21和圖22所示的同步電動機驅動裝置每一個部分的信號波形。
當壓縮機由同步電動機6驅動時，得到如圖27(A)所示的電壓差VNM，得到如圖27B所示的積分信號∫VNOdt，并得到如圖27(C)所示的位置信號。
通過根據位置信號的間隙處理1，相位校正計時器140如圖27(D)起動(指圖27D中所示的箭頭的開始點)。并且，傳導寬度控制計時器141起動如圖27(E)所示在每一次輸出來自相位校正計時器140的計數結束信號(指圖27D所示的箭頭的結束點)時開始(指圖27(E)中所示的箭頭的開始點)，其中相位校正計時器控制計時器值，該計時器值是根據圖27(M)所示相位量指令設置的。
逆變器模式前進一步(如圖27(N)所示)，逆變器電路121的開關轉換器121u1,121u2,121v1,121v2,121w1,121w2開-關條件相應于圖27(F)到圖27(K)的逆變器模式變化，在每一個來自相位校正計時器140的計數結束信號輸出(指圖27(D)所示的箭頭結束點)處，以及每一個來自傳導寬度控制計時器141的計數結束信號輸出(指圖27(E)中所示的箭頭的結束點)處。另外，每一個開關轉換器由PWM部分144根據圖27(L)所示的逆變器輸出電壓，應用斬波控制。圖27L中所示的虛線表示來自PI操作部分137的輸出(平均電壓)，圖27L中的實線表示來自第一級成份補償模式計算部分136的輸出(補償電壓)。
另外，相位控制為控制系統(tǒng)。而計時器過程連接有1個試樣的延遲。
圖28是圖表，描述了根據最大扭矩控制范圍，當通過控制電壓相位和電壓幅值驅動壓縮機時的線電壓幅值波形(指圖28(A))，電壓相位波形(指圖28B)，和逆變器DC電流波形(指圖28(D))，每一個都相互關聯(lián)。圖29是圖表，描述了根據最大扭矩控制的范圍，當通過控制電壓相位和電壓幅值驅動壓縮機時，線電壓幅值波形(指圖29(A))，電壓相位波形(指圖29(B))，相位電流波形(指圖29(C))，和逆變器DC電流波形(指29(D))，每一個都不相關聯(lián)。此外，驅動條件如下低壓5kg/cm2，高壓13kg/cm2，旋轉次數20r.p.s。
當圖28和圖29相互比較時，知道圖28中電動機繞組電流的峰值較小，并且流入電壓饋電逆變器的DC電流也較小。換句話說，知道在圖28中實現(xiàn)了更有效的驅動。
圖30是方塊圖，描述了作為根據本發(fā)明的另一個實施例的同步電動機驅動裝置的主要部分的微處理器的安排。另外，除微處理器之外安排和圖21所示的同步電動機驅動裝置的安排相同，因此，省略了對其的描述。
該微處理器包含間隔測量計時器151，用于由于接受到位置信號，由中斷步處理1進行停止、置零和重起動，位置信號間隔計算部分152，用于通過輸入停止時刻的間隔測量計時器151的計時器值，計算位置信號的間隔，速度計算部分153，用于通過輸入從位置信號間隔計算部分152輸出的位置信號的間隔，進行速度操作，并計算和輸出目前的速度，速度計算部分154，用于通過輸入由外部給出的速度指令和從速度計算部分153輸出的目前速度，進行速度控制，并輸出平均電壓指令，補償相位系數產生部分155，用于通過輸入從速度計算部分153輸出的目前速度，產生補償相位系數，補償電壓系數產生部分161，用于通過輸入從速度計算部分153輸出的目前速度，產生補償電壓系數，補償相位圖案模式選擇部分156和補償電壓圖案模式選擇部分165，由于接受到位置信號，由中斷處理1操作；乘法部分157，用于將從外部給出的平均相位量指令，從補償相位系數產生部分155輸出的補償相位系數，以及由補償相位圖案模式選擇部分156選擇的補償相位圖案相乘，并從其輸出補償相位量指令，加法器158，用于將從外部給出的平均相位相位量指令和從乘法部分157輸出的補償相位量指令相加，并從其輸出相位量指令，計時器值計算部分159，用于通過輸入從位置信號間隔計算部分152輸出的位置信號和從加法器158輸出的相位量指令的間隔，計算并輸出計時器值，相位校正計時器160(由從計時器值計算部分159輸出的計時器值設置)，由于接收到位置信號，由中斷處理1開始，并當已經進行了設置的計時器值的計數操作時，輸出計數結束信號，傳導寬度控制計時器168(由從計時器值計算部分159輸出的計時器值設置)由于接從相位校正計時器160輸出的計數結束信號，由間隔處理2開始，并當已經執(zhí)行了設置的計時器值的計數操作時輸出一個計時結束信號，逆變器模式選擇部分162，用于由于接收到從相位校正計時器160輸出的結束結束信號由中斷處理2，并且由于從傳導寬度控制計時器168輸出的計時結束信號通過中斷處理3，從存儲器163讀出并輸出電壓圖案；乘法部分166，用于將從速度控制部分154輸出的平均電壓指令，從補償電壓系數產生部分161輸出的補償電壓系數，以及由補償電壓圖案模式選擇部分165選擇的補償電壓圖案相乘，并輸出補償電壓指令，加法器167，用于將從速度控制部分154輸出的平均電壓指令和從乘法部分166輸出的補償電壓指令相加，以及PWM部分164，用于通過輸入從加法器167輸出的電壓指令和從逆變器模式選擇部分162輸出的電壓指令進行脈寬調制，并由之輸出轉換信號。
圖31是流程圖，對理解圖30所示的微處理器的操作有用。圖31僅描述了中斷處理1。此外，中斷過程2和中斷過程3類似于圖25和26，因此省略了對其的解釋。
在每一次接收到位置信號時進行圖31中的流程圖的操作。
在步驟SP1中，間隔測量計時器151停止，在步驟SP2中，讀出間隔測量計時器151的值，在步驟SP3中，對間隔測量計時器151的值置零，并且間隔測量計時器151為下一個間隔測量起動。在步驟SP4中，計算位置信號的間隔，在步驟SP5中，從位置信號的間隔的計算結果計算電動機的目前速度，在步驟SP6中，根據補償相位圖案模式讀出補償相位圖案，在步驟SP7中，前置補償相位圖案模式前進進一步；在步驟SP8中，根據目前速度讀出補償相位，在步驟SP9中，通過倍將平均相位量指令和補償相位圖案系數的相乘結果計算補償相位量指令；在步驟SP10中，通過將平均相位量指令和補償相位量指令相加而計算相位量指令，在步驟SP11中，從相位量指令計算相位校正計時器160的計時器值，在步驟SP12中，將校正計時器值設置在相位校正計時器160，在步驟SP13中，開始相位校正計時器160，在步驟SP14，根據速度指令和目前速度進行速度控制，并計算平均電壓指令，在步驟SP15中，根據補償電壓圖案模式讀出電壓圖案，在步驟SP16中，補償電壓圖案模式前進一步，在步驟SP17中，根據目前速度讀補償電壓系數，在步驟SP18中，由平均電壓指令和系數相乘的結果乘以補償電壓圖案，并計算補償電壓指令；在步驟SP19中，將補償電壓指令加到平均電壓指令，然后操作返回原過程處理。
在這種同步電動機驅動裝置中，確定電壓幅值變化成份，從而減小振動，并決定相位變化分量，以改進效率，并分別將電壓幅值變化成份和相位變化成份決定在圖案中，并讀出圖案中的電壓倍增變化成份和相位變化成份。因此，當驅動其中的負載扭矩幾乎不變化的間隔負載時，最好簡化控制操作。
圖32是圖表，描述圖21和圖30所示的同步電動機驅動裝置的每一個部分的信號波形。
當由同步電動機6驅動壓縮機時，得到如圖32A所示的電壓差VNM，得到如圖32B中所示的積分信號∫VNOdt，并得到如圖32C中所示的位置信號。
相位校正計時器160根據位置信號由中斷處理1開始(如圖32D所示)(指圖32D所示的箭頭的開始點)。還有，傳導寬度控制計時器169在每一次輸出計數結束信號(指圖32(D)所示的箭頭的結束點)時從相位校正計時器160(它由根據相位量指令設置的計時器值控制，如圖32(M)所示)開始(如圖32(E)所示)(指圖32(E)所示的箭頭的開始點)。
如圖32(N)所示，逆變器模式前進一步，并且逆變電路121的開關晶體管121u1,121u2,121v1,121v2,121w1,121w2的開-關條件在每一次從相位校正計時器160(指圖32(D)中所示的箭頭的結束的點)輸出計數結束信號時，以及每一次從傳導寬度控制計時器169(指圖32(E)所示的結束點)輸出計數結束信號時，相應于圖32F到圖32K的逆變器模式變化。此外，每一個開關晶體管通過PWM部分164，根據圖32L所示的逆變器輸出電壓，應用斬波控制。圖32(L)中的虛線表示自速度控制部分154的輸出(平均電壓)，圖32(L)中的實線表示來自乘法部分166的輸出(補償電壓)。
此外，相位控制成為控制系統(tǒng)，對于計時器處理延遲一個試樣。
圖33是方塊圖，描述作為根據本發(fā)明的同步電動機驅動裝置的主要部分的微處理器的安排。
該同步電動機驅動裝置和圖30所示的同步電動機驅動裝置的不同之處在于，補償相位系數產生部分168，用于通過輸入從積分信號電平檢測電路127(參照圖21)輸出的積分信號值檢測信號，得到和輸出補償相位系數，從補償相位圖案模式選擇部分156輸出的補償相位圖案用來替代了補償相位系數產生部分155，其中從補償相位圖案模式選擇部分156輸出的補償相位系數和從補償相位系數產生部分168輸出的補償相位系數相乘，從而得到并輸出補償相位量指令。
圖34是流程圖，對理解為得到補償相位量指令的操作有用。
在步驟SP1中，讀出補償相位圖案；在步驟SP2中，根據補償相位圖案模式讀出補償相位圖案(例如sinθn)，在步驟SP3中，將積分信號電平檢測信號和預定的值比較，從而判斷積分信號值檢測信號是否較大。
當判斷積分信號值檢測信號較大時，在步驟SP4中將補償相位系數K加上δsinθn。相反，當判斷積分信號值檢測信號較小時，在步驟SP5，將補償相位系數K減少δsinθn。其中δ是常數，由實驗決定。
在進行了步驟SP4或步驟SP5的處理之后，在步驟SP6中，用系數乘以補償相位圖案，從而計算補償相位量指令(=K×sinθn)，然后結束操作。
因此，逐步校正相位變化成份的圖案，從而將積分信號值電平檢測信號確定為預定的值，結果，可靠地用系數進行控制。
下面更詳細地描述操作。
圖35是圖表，描述了積分信號電平和相位變化成份之間的關系。其中，圖35所示的虛線是積分信號，使效率為最大值。
因此，當補償相位圖案sinθn的極性為負時(相位變化成份相應于超進補償期)，(1)當積分信號電平定向信號大于預定值時，系數K被確定為較小，而補償相位量確定為較小(等于確定相位前置量更小，因為相位變化成份相應于超前成份周期)。結果，積分信號值確定為較小。
(2)當積分信號值檢測信號小于預定值時，系數K確定為較大，而補償相位量確定為較大(相當于確定相位超前量較大，因為相位變化成份相應于超前補償期)。結果，積分信號值確定為較大。
相反，當補償相位圖案sinθn的極性是正時(相位變化成份相應于延遲補償周期)，(1)當積分信號電平檢測信號大于預定的值時，系數K確定為較大，而補償相位相位量確定為較大(相當于確定相位超前量較小，因為相位變化成份相應于延遲補償期)。結果，積分信號值確定為較小。
(2)當積分信號值檢測信號小于預定值時，系數K確定為較小，而成份相位量確定為較小(相當于確定相位超前量較大，因為相位變化成份相應于延遲補償期)。結果，積分信號值確定為較大。
結果，可靠地用系數進行有效控制。
圖36是方塊圖，描述了作為本發(fā)明的一個實施例的無刷DC電動機驅動裝置的主要部分的微處理器的安排。
微處理器以外的其它部分的安排類似于圖21描述的安排，因此，省略了對其詳細的描述。此外，將無刷DC電動機用作同步電動機。另外，這種無刷DC電動機驅動裝置用電壓幅值實行速度控制。
從位置檢測器輸出的磁極位置檢測信號提供給微處理器的外部中斷終端。在微處理器中，由提供給外部中斷終端的磁極位置檢測信號進行相位校正計時器18a、間隔測量計時器18b以及補償電壓圖案模式選擇部分19g”的中斷處理，和補償相位圖案表示選擇部分19m(指圖36中的中斷處理)中斷處理。其中，由計時器值計算部分19a(下面描述)的計時器值設置相位校正計時器18a。間隔測量計時器18b通過測量磁極位置測量信號的間隔得到計時器值，并將計時器值提供給包含在CPU19中的位置信號間隔計算部分19b。位置信號間隔計算部分19b從間隔測量計時器18b接收計時器值，計算定子繞組13u,13v，和13w的電壓圖案的間隔，并輸出表示間隔的位置信號間隔信號。相位校正計時器18a將計數結束信號提供給包括在CPU19中的逆變器模式選擇部分19c，并進行中斷處理(指圖36中的中斷處理2)。逆變器模式選擇部分19c從存儲器18c讀出相應的電壓圖案，并從其輸出電壓圖案。補償電壓圖案模式選擇部分19g”從存儲器18c讀出相應的補償電壓圖案，并從其輸出補償電壓圖案。補償相位圖案模式選擇部分19m從存儲器18c讀出相應的補償相位圖案，并從其輸出補償相位圖案。在CPU19中，由位置信號間隔計算部分19b根據計時器值進行計算，從而輸出位置信號間隔信號。位置信號間隔信號提供給計時器值計算部分19a和速度計算部分19e。速度計算部分19e根據來自位置信號間隔計算部分19b的位置信號間隔信號，計算目前速度，并將目前速度提供給速度控制部分19f。速度指令還被提供給速度控制部分19f。速度控制部分19f根據速度指令和來自速度計算部分19e的目前速度輸出平均電壓指令。從補償相位圖案模式選擇部分19m輸出的補償相位圖案和平均相位量指令提供給加法器19n，并將兩者的總和作為相位量指令提供給計時器值計算部分19a。計時器值計算部分19a計算計時器值，它將在相位校正計時器18a中根據相位量指令和位置信號間隔信號(來自位置信號間隔信號計算部分19b)設置。平均電壓指令和補償電壓圖案(從補償電壓圖案模式選擇部分19g”輸出)被提供給加法器19h，而二者之和作為電壓指令輸出。而且來自逆變器模式選擇部分19c和來自加法器19的電壓提供給PWM(脈沖寬度調制)部分18d。PWM部分18d輸出三相電壓指令。這些電壓指令提供給基本驅動電路20?；掘寗与娐?0輸出控制信號，每一個控制信號都將被提供給逆變器的開關晶體管121u1,121u2,121v1,121v2,121w1和121w2的每一個基極端。此外，在上述描述中，每一個包括在CPU19中的元件部分只表示其執(zhí)行該元件部分的相應的功能的功能部分。在每一個元件部分被清楚地區(qū)別時，在CPU19中不存在那些元件部分。
然后，參照圖39中所示的波形圖，描述圖36所示的無刷DC電動機驅動裝置的操作。
輸出其值周期性換向的位置信號，如圖39(A)所示。在相應于位置信號上升和下降的時刻進行中斷處理1。補償電壓圖案模式如圖39C所示改變，從而輸出如圖39B所示的補償電壓。補償相位圖案模式變化如圖39(E)所示，從而輸出如圖39(D)所示的補償相位圖案。確定補償相位圖案，使積分信號的峰值變化減小如圖42所示。
補償相位圖案和平均相位量指令的總和作為相位量指令提供給計時器值計算部分19a，并根據從計時器值計算部分19a的輸出，確定相位校正計時器18a的計時器值，從而增加或減小計時器值，如圖39F所示。然而相位校正計時器18a有由計時器值計算部分19a確定的計時器值，當相位校正計時器對確定的計時器值進行計數操作(指圖39(F)箭頭的結束點)時，相位校正計時器18a計數結束。在每一次發(fā)生相位校正計時器18a計數結束時，進行中斷處理2，從而逆變器模式選擇部分19c通過1比前置逆變器模式超前一步。即，逆變器模式以“2”“3”“4”、“0”“1”“2”…的順序選擇逆變器模式。如圖39(G)到39(L)所示，通過逆變器模式前進一步，由中斷處理2控制開關晶體管121u1,121u2,121v1,121v2,121w1和121w2的開-關條件。
此外，積分信號電平和逆變器電壓相位有一個關系，即積分信號的電平通過逆變器電壓相位超前而增加，并且積分信號的電平通過逆變器電壓相位延遲而減小，如圖40所示。由此，通過根據圖36所示裝置進行處理，大大減低了積分信號中的拍頻現(xiàn)象，如圖41所示，從而當進行扭矩控制時，穩(wěn)定了位置信號(積分信號)，并增加了無刷DC電動機的驅動范圍。圖42是描述當未進行根據補償相位圖案確定計時器值時的積分信號、電動機速度和補償電壓圖案的曲線圖。在積分信號中產生某種程度的拍頻現(xiàn)象。另外，圖41描述了積分信號、電動機速度、補償電壓圖案和補償相位圖案。
由此，通過比較圖41和42知道，拍頻現(xiàn)象大大減小。此外，比圖42更高的電動機效率實現(xiàn)在圖41中。
當積分信號的偏幅現(xiàn)象大時，過零檢測不可能而產生不便，這是因為積分信號的值太小，從而無法進行位置信號的檢測，而且因為裝置的飽和，不可能有正常的積分操作，從而無法進行位置信號的檢測。并且，由于那些因素，無刷DC電動機可能停轉。但是，通過使用如圖36所示的無刷DC電動驅動裝置，防止了發(fā)生這樣的不便。結果，可改善振動抑制效應，并且改善電動機效應，這是因為可將扭矩控制量確定得更大。
圖37是流程圖，對理解中斷處理1的操作有用。
分別在來自位置檢測信號的磁極位置檢測信號的上升邊緣和下降邊緣(相應于激勵轉換信號)接受外部中斷請求。
在步驟SP1中，根據來自外部的平均相位量(平均相位校正角)和由補償圖案模式選擇部分19m選出的補償相位圖案的總和計算相位量指令，在步驟SP2中，根據相位量指令計算相位校正計時器18a的值，在步驟SP3中，在相位校正計時器18a中設置校正計時器值，在步驟SP4中，起動相位校正計時器18a。在步驟SP5中，停止已經由前面的中斷處理1起動的間隔測量計時器18b，在步驟SP6中，讀出間隔測量計時器值(該值被存儲)。步驟SP5和SP6中的操作是用于檢測位置信號邊緣間隔的操作。由此，在讀出間隔測量計時器值后，在步驟SP7中，立即對間隔測量計時器18b置零，并為下一個間隔測量重新起動。在步驟SP8中，計算對存儲的位置信號間隔進行計算(例如計算每一度電氣角程的計數計算)，在步驟SP9中，根據位置信號間隔計算結果，計算當前的無刷DC電動機13的旋轉速度，在步驟SP10中，根據速度指令進行速度控制，從而計算平均電壓指令，在步驟SP11中，補償電壓圖案被加到平均電壓指令上，并且輸出總和，然后操作返回原始處理。
圖38是流程圖，對理解中斷處理2的操作有用。
每一次在中斷處理1中起動的相位校正計時器18a的計數結束時接受中斷處理2。
在步驟SP1中，先在存儲器18c中確定的逆變器模式前進一步，在步驟2中，輸出相應于超前逆變器模式的電壓圖案，然后操作返回原始處理。
圖43是方塊圖，描述了微處理器的安排，它是根據本發(fā)明的另一個實施例的無刷DC電動機驅動裝置的主要部分。微處理器之外的一部分有和圖21類似的安排，因此省略了詳細的描述。此外，這種無刷電動機驅動裝置用電壓相位進行速度控制。
這種無刷DC電動機驅動裝置和圖36中的無刷DC電動機的不同之處在于用于通過輸入從速度計算部分19e輸出的目前速度和從外部輸入的速度指令，輸出平均相位量指令的速度控制部分19f’來替代速度控制部分19f而使用，從補償相位圖案模式選擇部分19m輸出的補償相位圖案和平均相位量指令提供給加法器19n，以得到相位量指令，并且相位量指令提供給計時器值計算部分19a，來自外部的平均電壓指令和從補償電壓圖案模式選擇部分19g”輸出的補償電壓圖案被提供給加法器19h，從而得到電壓指令，并且電壓指令被提供給PWM部分18d。
參照圖45描述的波形，描述圖43中描述的無刷DC電動機驅動裝置的操作。
圖45(A)中描述了電平周期反相的位置信號。在位置信號的每一次直立和下降時進行中斷處理1，補償電壓圖案模式變化，如圖45(E)所示，從而輸出圖45(D)所示的補償電壓圖案。還有，如圖45(C)所示，補償相位圖案模式變化，從而輸出圖45B中描述的補償圖案。
從速度控制部分19f’輸出的補償相位圖案和平均相位量指令的總和作為相位量指令提供給計時器值計算部分19a，從而通過從計時器值計算部分19a的輸出確定相位校正計時器18a的計時器值。因此，計時器值如圖45F所示增加或減小。雖然通過計時器值計算部分19a確定相位校正計時器18a，但當相位校正計時器18a已經為確定的計時器值進行了計數操作(指圖45F中的箭頭的結束點)時，相位校正計時器18a計數結束。中斷處理2在相位校正計時器18a每次計數結束時進行，從而逆變器模式選擇部分19c前進一步逆變器模式。即，按照順序“2”“3”“4”…“0”“1”“2”…順次選擇逆變器模式。并且，通過將前置逆變器模式前進1步驟，由中斷處理2，將開關晶體管121u1,121u2,121v1,121v2,121w1和121w2的開-關條件相應于每一個逆變器模式進行控制(如圖45G到45L所示)。
因此，積分信號的拍頻現(xiàn)象大大減小，從而穩(wěn)定了位置信號(積分信號)，并增加扭矩控制下的無刷DC電動機的驅動范圍，這類似于圖36描述的無刷DC電動機驅動裝置。
圖44是流程圖，用于理解中斷處理1的操作。在位置檢測部分的磁極位置檢測信號(相應于上述激勵轉換信號)的每一個上升和下降邊緣接受外部的中斷請求。
在步驟SP1中，停止間隔測量計時器18b；在步驟SP2中，間隔測量計時器值被讀出。步驟SP1和步驟SP2的操作是用于檢測位置信號的邊緣的間隔的信號。因此，在讀出間隔測量計時器值后，在步驟SP3中立即停止間隔測量計時器18b，并為了下一個間隔測量重新起動。在步驟SP4中，進行對存儲的位置信號間隔的計算(對電角中每一度的計數量的計算)；在步驟SP5中，根據位置信號間隔計算結果計算無刷DC電動機的目前旋轉速度，在步驟SP6中，通過根據速度指令進行速度控制來計算平均相位量指令，在步驟SP7中，通過將補償相位圖案加到平均相位量指令而得到相位量指令，在步驟SP8中，根據相位量指令計算要設置在相位校正計時器18a中的計時器值，在步驟SP9中，在相位校正計時器18a中設置計算出的計時器值，在步驟SP10中，起動相位校正計時器18a，在步驟SP11中，通過將補償電壓圖案加到平均電壓指令而輸出電壓指令，然后操作返回原始處理。
圖43所示的中斷處理的操作內容類似于圖38所示的流程圖的操作，從而省略了對其的描述。
圖46是方塊圖，描述了微處理器的安排，該微處理器是根據本發(fā)明的另一個實施例的無刷DC電動機的主要部分。方塊圖更詳細地描述了無刷DC電動機驅動裝置(圖36)。此外，微處理器之外的安排類似于圖21中的安排，因此省略了對其的描述。此外，這種無刷DC電動機驅動裝置根據電壓幅值進行速度控制。
這種無刷DC電動機驅動裝置和圖36所示的無刷DC電動機驅動裝置的不同之處在于還設置了補償電壓系數產生部分19i’，用于根據從速度計算部分19e輸出的目前速度，輸出預先確定的補償電壓系數(0和1中的一個值)，以及補償相位系數產生部分19p，用于根據從速度計算部分19e輸出的目前速度，輸出預先確定的補償相位系數(0和1中的一個值)。還設置了乘法部分19j，用于通過輸入從速度控制部分19f輸出的平均電壓指令、從補償電壓系數產生部分19i’輸出的補償電壓系數、以及從補償電壓圖案模式選擇部分19g”輸出的補償電壓圖案，輸出補償電壓。還設置了乘法部分19q，用于通過輸入從外部給出的平均相位量指令、從補償相位系數產生部分19p輸出的補償相位系數以及從補償相位圖案模式選擇部分19m輸出的補償相位圖案，輸出補償相位圖案。因此，從速度控制部分19f輸出的平均電壓指令和從乘法部分19j輸出的補償電壓圖案被提供給加法器19h，而兩者的總和作為電壓指令輸出，并且從外部給出的平均相位量指令和從乘法部分19輸出的補償相位圖案被提供給加法器19n，并且兩者的總和作為相位量指令輸出。
圖47和48是流程圖，對理解圖46中的中斷處理1的操作有用。在位置檢測部分的磁極位置檢測信號(相應于上述激勵轉換信號)的上升邊緣和下降邊緣接受外部中斷請求。
在步驟SP1中，間隔測量計時器18b被停止，在步驟SP2中，間隔測量計時器值被讀出。步驟SP1和SP2中的操作是用于檢測位置信號邊緣的間隔的操作。因此，在讀出間隔測量計時器值后，在步驟SP3中，間隔測量計時器18b立即置零，并為了下一個間隔測量重新起動。在步驟SP4中，進行存儲的位置信號間隔的計算(例如計算電角每1度的計數量)，在步驟SP5中，無刷DC電動機的目前速度根據位置信號間隔計算結果計算，在步驟SP6中，根據補償捆住圖案模式讀出補償相位圖案，在步驟SP7中，補償相位圖案模式前進一步。在步驟SP8中，根據目前速度讀出補償相位系數，在步驟SP9中，通過將平均相位量指令和補償相位系數與補償相位圖案相乘，計算補償相位，在步驟SP10中，通過將補償相位和平均相位量指令相加，計算相位量指令，在步驟SP11中，根據相位量指令計算應設置在相位校正計時器18akr計時器值；在步驟SP12中，在相位校正計時器18a中設置計時器值，在步驟SP13中，起動相位校正計時器18a。在步驟SP14中，通過根據從外部給出的速度指令進行速度控制，從而計算平均電壓指令。在步驟SP15中，根據補償電壓圖案模式讀出補償電壓圖案。在步驟SP16中，補償電壓圖案模式前進一步。在步驟SP17中，根據目前旋轉速度讀出補償電壓系數。在步驟SP18中，通過將平均電壓量指令和補償電壓系數相乘的結果與補償電壓圖案相乘，計算補償電壓。在步驟SP19中，通過將補償電壓和平均電壓指令相加計算電壓指令，然后操作返回原始處理。
圖46中的中斷處理2的操作內容類似于圖38所示的流程圖的操作，因此，省略了描述。
因此，當使用這種無刷DC電動機驅動裝置時，實現(xiàn)了類似于無刷DC電動機驅動裝置的操作和效果。
此外，在該實施例中，補償相位圖案模式選擇部分19m選擇補償相位圖案，從而抑制積分信號的拍頻現(xiàn)象。但是，逆變器間隔可分割，判斷每個分割的間隔處積分信號值是大是小，并相應于判斷結果，當積分信號值大時，延遲逆變器電壓相位，或當積分信號值小時提前逆變器電壓相位。
圖49是方塊圖，描述了微處理器的安排，該微處理器是本發(fā)明的另一個實施例的無刷DC電動機的主要部分。方塊圖更詳細地描述了圖43所示的無刷DC電動機驅動裝置。此外，除微處理器之外的安排類似于圖21中的安排，因此省略了對其的描述。此外，這種無刷DC電動機驅動裝置根據相位幅值進行速度控制。
這種無刷DC電動機驅動裝置和圖43所示的無刷DC電動機驅動裝置不同之處在于還使用補償電壓系數產生部分19i’，用于根據從速度計算部分19e輸出的目前速度，輸出預先確定的備查電壓系數，以及補償相位系數產生部分19p，用于根據從速度計算部分19e輸出的目前速度，輸出預先確定的補償相位系數(0和1間的一個值)；以及補償相位系數產生部分19p，用于輸出預先確定的補償相位系數(0和1之間的一個值)。還使用倍增部分19j，用于通過輸入從外部給出的平均電壓指令、從補償電壓系數產生部分19i’輸出的補償電壓系數和從補償電壓圖案模式選擇部分19g”輸出的補償電壓圖案而輸出補償電壓圖案。還使用乘法部分19q，用于通過輸入從速度控制部分19f輸出的平均相位量指令、從補償相位系數產生部分19p輸出的補償相位系數以及從補償相位圖案模式選擇部分19m輸出的補償相位圖案，輸出補償相位圖案。因此，將從外部給出的平均電壓指令和從乘法部分19j輸出的補償電壓圖案提供給加法器19h，而兩者的總和作為電壓指令輸出，其中從速度控制部分19f輸出的平均相位量指令和從乘法部分19q輸出的補償相位圖案提供給加法器19n，兩者的總和作為相位量指令輸出。
圖50和51是流程圖，對理解圖49中的中斷處理1的操作有用。在位置檢測部分的磁極位置檢測信號(相應于上述激勵轉換信號)的上升邊緣和下降邊緣接受外部中斷請求。
在步驟SP1中，停止間隔測量計時器18b，在步驟SP2中，讀出間隔測量計時器值。步驟SP1和SP2的操作是用于檢測位置信號的邊緣的間隔的操作。因此，在讀出間隔測量計時器值后，在步驟SP3中，間隔測量計時器18b立即置零，并為了下一個間隔測量重新起動。在步驟SP4中，計算存儲的位置信號間隔(例如計算電角中每一度計數)；在步驟SP5中，根據位置信號間隔計算結果計算無刷DC電動機的目前速度；在步驟SP6中，通過根據從外部給出的速度指令進行速度控制來計算平均相位量指令，在步驟SP7中，根據補償相位圖案模式讀出補償相位圖案，在步驟SP8中，補償相位圖案模式前進一步。在步驟SP9中，根據目前速度讀出補償相位系數；在步驟SP10中，通過將平均相位量指令和補償相位系數的積乘以補償相位圖案，計算補償相位；在步驟SP11中，通過對補償相位和平均相位量指令相加，計算相位量指令，在步驟SP12中，根據相位量指令計算，應在相位校正計時器18a中設置的計時器值；在步驟SP13中，在相位校正計時器18a中設置計時器值，在步驟SP14中，起動相位校正計時器18a。在步驟SP15中，根據補償電壓圖案模式讀出補償電壓圖案，在步驟SP16中，補償電壓圖案模式前進一步。在步驟SP17中，根據目前旋轉速度讀出補償電壓系數，在步驟SP18中，通過將平均電壓量指令和補償電壓系數相乘的結果乘以補償電壓圖案，計算補償電壓，在步驟SP19中，通過將補償電壓和平均電壓指令相加計算電壓指令，然后操作返回原始處理。
圖49中的中斷處理2的操作內容和圖38流程圖中的操作類似，因此省略了它的描述。
因此，當使用這種無刷電動機驅動裝置時實現(xiàn)了類似于圖43所示的無刷DC電動機驅動裝置的操作和效果。
工業(yè)可應用性本發(fā)明可為了在最大效率條件下和實際安排下減小周期間隔負載的低速振動，實現(xiàn)扭矩控制，并適用于各種應用，其中使用同步電動機或無刷DC電動機驅動周期間隔負載。
權利要求
1．一種同步電動機驅動方法，其特征在于包含步驟當進行扭矩控制，以抑制同步電動機(6)一轉中的速度變化時，將變化量疊加在電流波形或電壓波形的幅值和相位上，其中所述同步電動機(6)由逆變器(5)(5b)(25)(45)(65)(85)(105)(121)控制，電動機(6)起動具有環(huán)形扭矩變化的負載。
2．如權利要求1所述的同步電動機驅動方法，其特征在于根據幅值中的變化量控制相位中的變化量，其中幅值中的變化量根據扭矩控制部分(10)(30)(70)(110)的輸出控制。
3．如權利要求1所述的同步電動機驅動方法，其特征在于幅值中的變化量根據相位中的變化量控制，其中相位中的變化量根據扭矩控制部分(50)(90)的輸出控制。
4．如權利要求1所述的同步電動機驅動方法，其特征在于幅值中的變化量根據扭矩控制部分(10)(30)(70)(110)的輸出控制，并且相位中的變化量根據和效率相關的檢測量控制。
5．如權利要求1所述的同步電動機驅動方法，其特征在于相位中的變化量根據扭矩控制部分(50)(90)的輸出控制，而幅值中的變化量根據和效率相關的檢測量控制。
6．如權利要求1到5中任一條所述的同步電動機驅動方法，其特征在于將相應于基波和低次諧波的量用作變化量。
7．如權利要求1到5中任一條所述的同步電動機驅動方法，其特征在于將相應于基波的量用作變化量。
8．如權利要求1到5中任一條所述的同步電動機驅動方法，其特征在于三次諧波疊加在幅值變化量上。
9．如權利要求1到8中任一條所述的同步電動機驅動方法，其特征在于對第一中心點的電壓和第二中心點的電壓之差積分，以檢測同步電動機(6)的轉子(6a)的磁極位置，由電阻(122u)(122v)(122w)得到中心點電壓，所述電阻都有一端連接到逆變器(121)的各相輸出終端，另一端相互連接，通過將同步電動機(6)的每相定子繞組(6u)(6v)(6w)一端互相連接而得到第二中心點的電壓。
10．一種壓縮機驅動方法，其特征在于所述方法用于驅動單缸壓縮機，所述壓縮機使用由如權利要求1到9的任一條所述的同步電動機驅動方法驅動的同步電動機(6)。
11．一種同步電動機驅動裝置，其特征在于包含逆變器控制裝置(8)(10)(28)(30)(48)(50)(68)(70)(88)(90)(108)(11)(126)，用于控制逆變器(5)(5b)(25)(45)(65)(85)(105)(121)，使當為了通過同步電動機(6)，抑制一轉中的速度變化而進行扭矩控制時，將變化量疊加在電流波形或電壓波形的幅值和相位上，所述同步電動機(6)由逆變器(5)(5b)(25)(45)(65)(85)(105)(121)控制，并驅動具有環(huán)形扭矩變化的負載。
12．如權利要求11所述的同步電動機驅動裝置，其特征在于逆變器控制裝置(8)(10)(28)(30)(48)(50)(68)(70)(88)(90)(108)(11)(126)是用于控制根據扭矩控制部分(10)(30)(110)的輸出控制的幅值變的化量，控制相位中的變化量的裝置。
13．如權利要求11所述的同步電動機驅動裝置，其特征在于逆變器控制裝置(48)(50)(126)是用于根據扭矩控制部分(50)的輸出來控制的相位中的變化量，用以控制幅值中的變化量的裝置。
14．如權利要求11所述的同步電動機驅動裝置，其特征在于逆變器控制裝置(68)(70)(126)是用于根據扭矩控制部分(70)的輸出來控制幅值中的變化量，并根據相應于效率的檢測量控制相位中的變化量的裝置。
15．如權利要求11所述的同步電動機驅動裝置，其特征在于逆變器控制裝置(88)(90)(126)是用于根據扭矩控制部分(90)的輸出控制相位中的變化量，并根據相應于效率的檢測量控制幅值中的變化量的裝置。
16．如權利要求11到15的任一條所述的同步電動機驅動裝置，其特征在于逆變器控制裝置(8)(10)(28)(30)(48)(50)(68)(70)(88)(90)(108)(110)(126)使用相應于基波和低次諧波的量作為變化量的裝置。
17．如權利要求11到15所述的同步電動機，其特征在于逆變器控制裝置(8)(10)(28)(30)(48)(50)(68)(70)(88)(90)(108)(110)(126)將相應于基波的量用作變化量。
18．如權利要求11到15任一條所述的同步電動機驅動裝置，其特征在于逆變器控制裝置(8)(10)(28)(30)(48)(50)(68)(70)(88)(90)(108)(110)(126)是用于將三次諧波疊加在幅值中的變化量上的裝置。
19．如權利要求11到18的任一條所述的同步電動機驅動裝置，其特征在于還包含電阻(122u)(122V)(122w)，所述每一個電阻有一端連接到逆變器(121)的每相的輸出終端，另一端互相連接，從而得到第一中心點電壓，同步電動機(6)的每相定子繞組(6u)(6v)(6w)，都在一端相互連接，從而得到第二中心點的電壓，積分裝置(124a)(124b)，用于對第一中心點電壓和第二中心點電壓之差積分，并得到積分信號，磁極位置檢測裝置(125)，用于根據積分信號檢測同步電動機(6)的轉子(6a)磁極位置。
20．一種壓縮機驅動裝置，其特征在于包含單缸壓縮機，及同步電動機，用于驅動由權利要求11到19的任一條所述的同步電動機驅動裝置驅動的單缸壓縮機。
21．一種無刷DC電動機驅動裝置，其特征在于包含電阻(122u)(122V)(122w)，所述每一個電阻有一端連接到逆變器(121)的每相的輸出終端，另一端相互連接，從而得到第一中心點電壓，同步電動機(6)的每相定子繞組(6u)(6v)(6w)，都在一端相互連接，從而得到第二中心點的電壓，積分裝置(124a)(124b)，用于對第一中心點電壓和第二中心點電壓之間的差積分，并得到積分信號，磁極位置檢測裝置(125)，用于根據積分信號檢測同步電動機(6)的轉子(6a)磁極位置，逆變器控制裝置(18)，用于控制逆變器(121)，使對負載扭矩超前的變化的電壓被疊加到平均值電壓指令上，所述指令和用以施加到無刷DC電動機(6)的間歇同步，及峰值變化抑制裝置(19m)(19n)(19a)，用于抑制積分信號中峰值的變化。
22．如權利要求21所述的無刷DC電動機驅動裝置，其特征在于所述峰值變化抑制裝置(19m)(19n)(19a)包含分劃裝置，用于分劃逆變器間歇；判斷裝置，用于對每一個被分劃的間歇判斷積分信號值是大是小，以及逆變器電壓相位控制裝置(19m)(19n)(19a)，用于對積分信號的值大的判斷延遲逆變器電壓相位，并對積分信號的值小的判斷提前逆變器電壓相位。
23．一種無刷DC電動機驅動裝置，其特征在于包含電阻(122u)(122V)(122w)，所述每一個電阻有一端連接到逆變器(121)的每相輸出終端，另一端互相連接，從而得到第一中心點電壓，無刷DC電動機(6)的每相位定子繞組(6u)(6v)(6w)，都在一端互相連接，從而得到第二中心點的電壓，積分裝置，用于對第一中心點電壓和第二中心點電壓之差積分，并得到積分信號，磁極位置檢測裝置(123a)(124a)(124b)(125)，用于根據積分信號檢測無刷DC電動機(6)的轉子(6a)磁極位置，逆變器控制裝置(18)，用于控制逆變器(121)，從而對負載扭矩前置的變化的電壓被疊加到平均值相位指令上，所述指令和用于施加到無刷DC電動機(6)的負載扭矩間隔同步，及峰值變化抑制裝置(19m)(19n)(19a)，用于抑制積分信號中峰值的變化。
24．如權利要求23所述的無刷DC電動機驅動裝置，其特征在于所述峰值變化抑制裝置(19m)(19n)(19a)包含分劃裝置，用于對逆變器間隔劃分；判斷裝置，用于對每一個被劃分的間隔判斷積分信號電平是大是小，以及逆變器電壓相位控制裝置，用于相應于積分信號電平大的判斷增加逆變器電壓幅值，并相應于積分信號電平小的判斷減小逆變器電壓幅值。
全文摘要
當為了對有周期性能轉矩變化的負載用由逆變器(5)控制的同步電動機(6)進行扭矩控制以抑制一轉中的速度變化時,使用一種安排,其中包括控制裝置(8)、(10)以控制逆變器(5),以在電流波形或電壓紋形的幅值和相位上疊加一個變化量,以實現(xiàn)扭矩控制,從而在最高效率條件下,用實際的安排來減小周期性間歇負載的低速振動。
文檔編號H02P6/08GK1234144SQ9719889
公開日1999年11月3日 申請日期1997年8月19日 優(yōu)先權日1996年8月19日
發(fā)明者山井廣之, 北野伸起, 三箇義仁, 小坂學 申請人:大金工業(yè)股份有限公司