專利名稱：恒量無功電流補償全橋移相諧振軟開關(guān)技術(shù)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及開關(guān)電源領(lǐng)域，具體是指一種采用恒量無功電流補償?shù)娜珮蛞葡嘀C振軟開關(guān)技術(shù)。
全橋移相諧振高頻開關(guān)電源在開關(guān)電源市場上所占比重愈來愈大，應(yīng)用愈來愈廣，其模塊的整體效率，已可達(dá)到88％～92％的水平。比老式SCR相控開關(guān)電源的效率，提高了10％以上，已經(jīng)有了顯著的進(jìn)步。能否進(jìn)一步提高全橋移相諧振高頻開關(guān)電源的效率，將是下一步所要追求的一個重要目標(biāo)。此外，目前高頻開關(guān)電源主控器件承受的電壓應(yīng)力，以
值來表述，大約都在每微秒3000伏到每微秒1000伏之間，由于
值較高，電路中各點的浪涌電壓與浪涌電流仍不能很好的抑制，如果能進(jìn)一步降低電路中的
值，則高頻開關(guān)電源的穩(wěn)定性、可靠性將有進(jìn)一步的改善，這是高頻開關(guān)電源向前發(fā)展的另一個重要標(biāo)志。
本發(fā)明的目的是提供一種可使全橋移相諧振高頻開關(guān)電源模塊中的主控器件的開關(guān)損耗大大降低、效率進(jìn)一步提高、可有效降低模塊發(fā)熱量、改善主控器件的工作條件、延長元器件使用壽命、有效抑制浪涌電壓、浪涌電流的發(fā)生、降低主控器件承受的電壓應(yīng)力與電流應(yīng)力、使開關(guān)過程處于一種平滑穩(wěn)定的工作狀態(tài)，進(jìn)而大大提高高頻開關(guān)電源穩(wěn)定性、可靠性的技術(shù)。
在講述本發(fā)明有關(guān)的基本原理和新的構(gòu)思前，茲有如下聲明，即本發(fā)明說明書所涉及的全橋移相諧振高頻開關(guān)電源的控制邏輯部分，直接采用商用UC3875或UC3879集成塊，因為這是一個已經(jīng)很普及了的集成組件，有關(guān)它的功能和使用不屬于本說明書講解和介紹范疇，本發(fā)明在使用UC3875或UC3879作控制邏輯時無特殊要求。
全橋移相諧振高頻開關(guān)電源的主電路如圖(一)，圖中E為外加電壓，主控器件可以是IGBT管，也可以是MOSFET管，分別用Q1、Q2、Q3、Q4表示，與主控器件并聯(lián)的二極管和電容，也以1、2、3、4腳注分別表示，主變壓器為T，其中電感LS代表主變壓器的漏感以及電路中的各種雜散電感，也有可能由于主變壓器的漏感值太小，不足以提供給并聯(lián)電容C足夠的充電能量，則也可外加一個電感，與原漏感合并后，仍以LS表示。按照UC3875控制邏輯的要求，Q4管應(yīng)比Q1管提前導(dǎo)通，Q3管比Q2管提前導(dǎo)通，故Q3管與Q4管組成的橋臂，稱為超前橋臂，同理Q1管與Q2管組成的橋臂稱為滯后橋臂。
在圖(一)所示的全橋電路中，主控器件Q1Q2Q3Q4的開通和關(guān)斷損耗，可用圖(二)來描述，現(xiàn)以Q4管為例說明如下在圖(二)中，畫出了主控器件Q4的工作電流IQ4，柵壓Ug4和管壓降UCE4在關(guān)斷過程中的曲線，其中oabd線段為滿載狀態(tài)下關(guān)斷Q4管時，電壓UCE4上升的軌跡，此狀態(tài)下UCE4電壓由零上升到E的時間為ta，而ocd線段則為空載狀態(tài)下，關(guān)斷Q4管時，電壓UCE4上升的軌跡，obd線段則是某一個中間負(fù)載時關(guān)斷Q4管UCE4上升的軌跡。圖中t0時間代表Q4管關(guān)斷后，IQ4下降到零的時間，tQ3代表與Q4管串聯(lián)的橋臂上另一主控器件Q3管實際導(dǎo)通的時間，tQ3應(yīng)大于t0，否則將會使橋臂對電源形成直通，而引起災(zāi)難性后果。
由圖(二)可以看出，滿載時關(guān)斷Q4管，由于滿載時工作電流很大，又由于LS的存在，故關(guān)斷Q4后的續(xù)流電流也很大，與Q4管并聯(lián)的電容C4很快就被充滿，所以oa線段很陡，ta時間很短。中等負(fù)荷時，工作電流不大，故關(guān)斷主控管后，續(xù)流電流也不很大，則C4充電不快，如ob線段所示。輕載時，工作電流很小，關(guān)斷Q4后，對C4的充電電流很小，故oc線段上升很慢，亦即此時的UCE4直到tQ3時刻前，上升仍不高，在tQ3時刻，Q3管被觸發(fā)導(dǎo)通，因UCE4＝UC4，而(UC3+UC4)恒等于E，故當(dāng)Q3管在tQ3時刻觸發(fā)導(dǎo)通時，UC3突降到零，UCE4才被強迫由c點突升到d點。
Q4的關(guān)斷損耗，應(yīng)是t0時段內(nèi)，iQ4(t)與uCE4(t)乘積的函數(shù)，顯然滿載時，uCE4(t)所包圍的面積oabt0之值大，故損耗大。輕載時，由于工作電流至少小20倍，oc線段傾斜度又很低，所以輕載時的關(guān)斷損耗很小，因此研究和分析關(guān)斷損耗問題，應(yīng)在滿載狀態(tài)下進(jìn)行分析研究。
參看圖(三)，圖中oa′4，oa′3，…，oa0，…，oa″4，oa″5等線段分別代表滿載情況下關(guān)斷Q4管之后，UCE4可能具有的不同傾斜度的電壓上升曲線，在圖(一)中如果不斷加大C4之值，則關(guān)斷Q4之后，對C4之充電時間就會不斷延長，亦即UCE4之上升愈慢，反應(yīng)在圖(三)中表現(xiàn)為相應(yīng)的線段傾斜程度愈來愈低，若Q4管關(guān)斷后，電壓UCE4之上升恰好在t0時刻達(dá)到電源電壓E，如圖(三)中oa0線段，這是一個特定的狀態(tài)(即IQ4電流下降到零的時候，UCE4正好上升到E)?？煞Q其為臨界狀態(tài)，現(xiàn)就以這種臨界狀態(tài)下的關(guān)斷損耗作為參考標(biāo)準(zhǔn)，以觀察C4之大小與關(guān)斷損耗之關(guān)系。
在圖(三)中，電流iQ4(t)的表示式為iQ4(t)=-IQ4t0t+IQ4]]>而oa0線段這一特定狀態(tài)下的uCE4(t)的表示式為uCE4(t)=Et0t]]>
則臨界狀態(tài)時的關(guān)斷損耗WOFF為 =IQ4·E·t06-----(1)]]>現(xiàn)如果減小C4之值，則Q4關(guān)斷后，UCE4之上升加快，設(shè)UCE4上升到E的時間t分別為0.8t0、0.6t0、0.4t0、0.2t0[在圖(三)中，分別以oa1′、oa2′、oa3′、oa4′等線段表示]，寫出各自的uCE4(t)表達(dá)式后積分，可得結(jié)果如下當(dāng)t＝0.8t0時[即uCE4(t)上升到E的時間比臨界狀態(tài)t0超前20％]，其損耗為 ，即關(guān)斷損耗增加了24％當(dāng)t＝0.6t0，其損耗為 ，即關(guān)斷損耗增加了56％當(dāng)t＝0.4t0，其損耗為 ，即關(guān)斷損耗增加了96％當(dāng)t＝0.2t0，其損耗為 即關(guān)斷損耗增加了144％反之，如果增加C4之值，則關(guān)斷Q4后，UCE4之上升減緩，傾斜度降低，設(shè)UCE4上升到E的時間t分別為1.2t0、1.4t0、1.6t0、1.8t0、2.0t0[在圖(三)中分別以oa1″、oa2″、oa3″、oa4″、oa5″等線段表示]，寫出各自的uCE4(t)表達(dá)式后積分，可得結(jié)果如下當(dāng)t＝1.2t0時[即uCE4(t)上升到E的時間比臨界狀態(tài)的t0滯后20％]，其損耗為 即關(guān)斷損耗可減少16.7％當(dāng)t＝1.4t0，其損耗為 ，即關(guān)斷損耗可減少28.6％當(dāng)t＝1.6t0，其損耗為 ，即關(guān)斷損耗可減少37.5％當(dāng)t＝1.8t0，其損耗為
，即關(guān)斷損耗可減少44.5％當(dāng)t＝2.0t0，其損耗為
即關(guān)斷損耗可減少50％現(xiàn)將上面計算結(jié)果列表如表(一)所示表(一)UCE4上升時間比t0超前及滯后與關(guān)斷損耗之關(guān)系一覽表
由圖(三)所作的計算和表(一)的數(shù)據(jù)，對其進(jìn)行分析后，可以看出1.為了減少滿載時的關(guān)斷損耗，C4電容應(yīng)選用較大的數(shù)值，使Q4管關(guān)斷后，UCE4的上升緩慢，上升曲線的傾斜度要低，則其關(guān)斷損耗愈少，此外上升到E的時間最好要大于t0。
但另一方面，從圖(三)及表(一)的數(shù)據(jù)來看，C4過度加大，在uCE4(t)上升到E的時間達(dá)到2.0t0之后，再加大并聯(lián)電容之值，關(guān)斷損耗的下降已不顯著，徒然多丟失占空比，所以主控器件上并聯(lián)電容之值，也不必?zé)o限制的增加。
2.由于任何時候uCE4(t)+uCE3(t)恒等于外加電壓E，故在圖(三)中，當(dāng)uCE4(t)上升到E的時候，必然uCE3(t)已經(jīng)下降到零伏，故Q3管的實際導(dǎo)通點tQ3應(yīng)該安排在與UCE4相對應(yīng)的那條oa曲線的a點之后，則Q3管必然是零電壓開通，無開通損耗，實現(xiàn)這一點并不困難，實質(zhì)上只是調(diào)整Q4管和Q3管驅(qū)動信號之間的死區(qū)間隔問題。另外前面已經(jīng)提到，tQ3還必須在t0之后，以防止橋臂直通形成短路故障。
3.圖(三)和表(一)雖然是針對Q4管的關(guān)斷損耗作出的分析和計算，但從形成關(guān)斷損耗的原理和關(guān)斷損耗大小的計算方法來看，Q1、Q2、Q3、Q4管都是一樣的，所以上面的分析和計算結(jié)果，對Q1、Q2、Q3管也都適用。以上是滿載時關(guān)斷損耗的分析計算。
關(guān)于開通損耗，經(jīng)過前面的討論，已經(jīng)可以明確的認(rèn)定，關(guān)斷Q4開通Q3，或關(guān)斷Q3開通Q4(對Q1、Q2管的關(guān)斷開通也一樣)，只要關(guān)斷管的UCE上升到E之后，再開通同一橋臂中的另一管，必然是零電壓開通，無開通損耗。由于在滿載情況下，工作電流很大，主控管關(guān)斷后，續(xù)流電流也很大，對被關(guān)斷管的并聯(lián)電容的充電電流也大，則被關(guān)斷管的UCE電壓比較容易上升到E值，則同一橋臂中的另一管就比較容易實現(xiàn)零電壓開通。
但在輕載時，由于此時工作電流比滿載時的工作電流至少小20倍以上，主控管關(guān)斷后，續(xù)流電流也就要小20倍以上，而被關(guān)斷管的并聯(lián)電容的大小并未改變，故被關(guān)斷管的UCE電壓很難上升到E值，則同一橋臂中的另一管就很難實現(xiàn)零電壓開通，這已清楚的在圖(二)中顯示出來。在圖(二)中，oc線段是輕載時Q4管uCE4(t)的上升曲線，直到tQ3時刻，它也上升不多，在tQ3時刻，Q3管兩端尚有一個相當(dāng)大的Udc電壓(實際上此Udc電壓即是tQ3時刻Q3管上UC3的電壓值，而c點的高度則是tQ3時刻Q4管上UC4的電壓值)，由于UC3的電壓很高，這將產(chǎn)生很大的開通損耗。
參看圖(一)，如果Q3管開通時，電容C3上還有UC3電壓，則儲存在電容C3中的能量C3UC32/2將全部消耗在Q3管以及連接線中，因基本上是處于阻抗很小，接近短路狀態(tài)，故會形成很大的浪涌電流，嚴(yán)重時也會使Q3管損壞。
一般情況下，在主控管開通前與主控管并聯(lián)的電容C兩端還存在有電壓U，則開通此主控管的開通損耗將以下式表示W(wǎng)ON=CU22-----(2)]]>顯然，C愈小，開通損耗就小，但是前面已經(jīng)談到，從滿載時的關(guān)斷損耗來考慮，C要適當(dāng)?shù)拇?，所以有矛盾，現(xiàn)在再由圖(二)來加以說明。
圖(二)中oabd曲線為滿載時UCE4上升的軌跡，它較陡，所以關(guān)斷損耗較大，為了減少關(guān)斷損耗，應(yīng)該加大電容。設(shè)加大電容使a點右移后如圖(四)所示，則滿載關(guān)斷損耗可以大大下降，然而輕載時的UCE4(以線段oc表示)更加難以升起，Udc差不多接近E值。又由于電容已經(jīng)加大(通常C3＝C4，C4加大，C3也同樣加大)，則此時因C3中的儲能C3UC32/2更大，此時導(dǎo)通Q3將有極大的浪涌電流，有可能使Q3管不能承受而燒毀。
上面的分析是針對輕載時關(guān)斷Q4或Q3的分析和說明，若對關(guān)斷滯后橋臂的Q1或Q2管而言，由于關(guān)斷Q1或Q2后，其UCE電壓的升起是屬于升壓續(xù)流，在向C1或C2充電的同時，還要向負(fù)載輸出能量，同時還要向外加電源E反饋能量，故須要消耗LS中更多的儲能，而輕載時LS中的儲能比滿載時至少要減小400多倍，所以對滯后橋臂而言，輕載時關(guān)斷Q1或Q2，其UCE電壓的升起，比關(guān)斷Q3或Q4時更為困難，以致oc線段剛一升起不久，就因LS儲能消耗殆盡而下垂到零或很低數(shù)值，如圖(二)及圖(四)中的oc′曲線所示，則開通Q1或Q2的損耗還將更大，這是滯后橋臂特有的現(xiàn)象。
解決上述存在的問題，最常用的方法有兩種1.折中方案折中方案仍如圖(二)所示，即選用某一個中間數(shù)值的C，允許滿載時oa線段稍陡，讓它有稍大一點的關(guān)斷損耗，但可爭取到滿載時無開通損耗，而輕載時讓它有稍大一點的開通損耗，而只有很小的關(guān)斷損耗。這是目前最常見到的工作狀態(tài)，這是全橋移相諧振電路較低水平的運用，它實際只解決了一個滿載無損耗開通問題，而滿載的關(guān)斷損耗和輕載的開通損耗都稍大，這種工作狀態(tài)大約可以使全橋移相諧振高頻電源模塊獲得88％～90％的效率。
2.電感補償方案這種方案仍以圖(二)為基礎(chǔ)，即在折中方案基礎(chǔ)上采用較大一點的電容，使?jié)M載時UCE的上升稍緩一點，以降低關(guān)斷損耗，而在輕載時，則依靠一個額外增加的飽和電感的儲能，以提高oc線段，使Udc減小，以減少輕載時的開通損耗，其電路仍如圖(一)所示，但此時的LS是主變壓器本身的漏感和外加的飽和電感合并之值。
外加電感是一個飽和電感，而不是一個線性電感的主要原因在于在輕載時，MN支路工作電流很小，外加電感未進(jìn)入飽和，所以有甚大的電感量，因而有相對較多的儲能，在圖(一)中任一主控器件關(guān)斷時，可以在更長的時間內(nèi)維持續(xù)流電流的存在(注意它僅是延長了續(xù)流電流存在的時間，并不能增加續(xù)流電流的大小)，可以使圖(二)及圖(四)中因LS儲能不足而導(dǎo)致輕載oc′曲線后半段的下垂得以升起，還原到oc應(yīng)達(dá)到的高度，則在tQ3時刻導(dǎo)通Q3管的開通損耗可以減小，但由于外加飽和電感的引入，將在飽和電感上產(chǎn)生相當(dāng)大的一個電壓降，使得主變壓器原邊電壓有相當(dāng)大的跌落，雖說可以通過自動調(diào)寬以保證輸出電壓恒定，但如果飽和電感的電感量過大，占空比已經(jīng)用盡，就需要變動主變壓器匝比才能維持額定電壓輸出。這就限制了外加飽和電感的最大電感量。
在負(fù)載加重時，主變壓器工作電流加大，通過飽和電感的電流加大，由于是飽和電感，電流增大后，飽和電感的電感量顯著下降，滿載時飽和電感應(yīng)完全進(jìn)入飽和，其感應(yīng)電壓應(yīng)驅(qū)于零，故無壓降，所以飽和電感的引入，只對輕載時的續(xù)流能力起到增強作用，而滿載時基本不起作用。輕載時飽和電感上有甚大的壓降，滿載時，飽和電感上基本無壓降。
由于采用了較大的電容以降低滿載時的關(guān)斷損耗，采用飽和電感以減少輕載時的開通損耗，所以采用加飽和電感的方案，其效率比折中方案要高，可使全橋移相諧振高頻電源模塊的效率達(dá)到90％到92％左右。
外加飽和電感補償方案的不足之處在于1.它只能延長續(xù)流電流的維持時間，使輕載時關(guān)斷主控管后，其UCE電壓因漏感儲能不足引起的下垂得到補償，但它不能增加續(xù)流電流的大小。
2.它可以對輕載時的續(xù)流能力起到增強作用，但以降低主變壓器原邊實際的工作電壓為代價，這就使外加電感的電感量大小受到限制，也就是它對續(xù)流能力的補償效果有限。
再進(jìn)一步減少全橋移相諧振電源模塊的損耗，提高它的效率，還沒有一個考慮比較全面而又行之有效的方法。
本發(fā)明則基于如下的構(gòu)思1.為了再進(jìn)一步提高全橋移相諧振開關(guān)電源的效率，實質(zhì)上就是在保證滿載情況下，各主控管均能實現(xiàn)零電壓開通的前題下，盡量減少滿載情況下各主控管的關(guān)斷損耗。
2.減少各主控管滿載時的關(guān)斷損耗，在全橋移相諧振電路中，最有效的方法就是加大與主控管并聯(lián)的電容的容量，也就是要將圖(四)中oa線段的a點再進(jìn)一步右移，本質(zhì)上是使主控管關(guān)斷后，其UCE電壓上升到E所經(jīng)歷的時間ta要更長，如圖(五)所示，現(xiàn)設(shè)定ta為ta＝(1.2～2.0)t0(3)式中t0為主控器件關(guān)斷后，電流下降到零的時間，當(dāng)主控器件選定后，t0之值可在手冊中查出。對于低速器件，t0值較大，ta可選用(1.2～1.5)t0左右。對高速器件，t0值較小，ta可選用(1.5～2.0)t0左右。
3.若ta安排在1.5t0處，則如圖(五)所示，為了保證橋臂中的另一管確實為零電壓導(dǎo)通，則其導(dǎo)通時間tQ須在ta之后，現(xiàn)設(shè)定該管的導(dǎo)通時間tQ為tQ≥2t0(4)4.在按上述規(guī)定確定了ta和tQ之后，滿載的損耗就可以進(jìn)一步下降，效率則可以進(jìn)一步得到提高。但是因為與主控管并聯(lián)的電容進(jìn)一步被加大，必然使oc線段(即輕載時UCE的上升曲線)更加難以升起，如圖(五)所示。輕載時的導(dǎo)通損耗變得更大，這是不能容忍的，必須設(shè)法使oc線段抬起，以降低輕載的開通損耗。為此，本專利發(fā)明設(shè)計了一個特殊的方法，使oc線段抬起到oc′位置，而c′點的電壓至少要達(dá)到0.6E以上，也就是Udc′的大小要在0.4E以下，同時oa線段的位置又能保持在其原位附近基本不變，如圖(五)所示，如果做到了這一點，則(1)滿載時的關(guān)斷損耗很小，同時滿載時的開通損耗又為零。
(2)輕載時的關(guān)斷損耗本來就很小，同時輕載時的開通損耗又大大降低(下降到只有
或更小)。
滿足了以上兩條，就能使全橋移相諧振電路工作在一種更理想的狀態(tài)，即實現(xiàn)在很寬的負(fù)載范圍內(nèi)都能取得更高的效率。
現(xiàn)在關(guān)鍵問題就在于如何抬高oc線段至oc′的同時，而又使oa線段基本維持在原位不變，解決了這個問題，就能使全橋移相諧振電路的工作狀態(tài)達(dá)到一個更高的境界。
從本質(zhì)上來說，在電容大小不變的情況下，要使oc線段抬高到oc′位置，唯一的辦法只能是在輕載時關(guān)斷主控管后，能給主控管所并聯(lián)的電容以更大的充電電流，以迫使UCE上升更快，而滿載時關(guān)斷主控管后給主控管所并聯(lián)的電容的充電電流則不應(yīng)有過多的增加，故能使oa線段保持在原位附近基本不變。這一構(gòu)思的具體要求，可用圖(六)來描述。
圖(六)(a)表示在加大主控管所并聯(lián)的電容后，不采取任何措施時，在各種不同大小負(fù)載情況下，UCE電壓上升的軌跡。其oa線段表示滿載情況下關(guān)斷主控管后UCE上升的軌跡，其電壓上升到E的時間為ta，圖中oc線段則表示輕載時關(guān)斷主控管后UCE電壓變化的軌跡，由于并聯(lián)電容用得很大，故輕載時，oc線段基本上是平坦的，即c點所代表的電壓差不多為零，因而有極大的開通損耗，約為CE2/2。
圖(六)(b)則代表本發(fā)明特有的構(gòu)思應(yīng)達(dá)到的狀態(tài)。圖六(b)中oa線段與圖(六)(a)中的oa線段位置大致相同，代表滿載時關(guān)斷主控管后，UCE電壓上升的軌跡，所不同的是輕載情況下關(guān)斷主控管后，oc線段是平坦的，而oc′線段則在相同的tQ時刻上升到了0.6E以上，這就要求在輕載時能有一個很大的充電電流對主控管并聯(lián)電容充電，使得在tQ時刻c′點能達(dá)到0.6E以上。
仔細(xì)比較圖(六)(a)和圖(六)(b)可以發(fā)現(xiàn)1.輕載時，oc′線段比之oc線段上抬的百分比最大，也就是說輕載時需要給并聯(lián)電容增加充電電流的百分比最大。
2.在20％負(fù)載時，圖(六)(b)中代表20％RL的曲線比圖(六)(a)中代表20％RL的曲線上抬的百分比已經(jīng)有所減少，也就是說20％負(fù)載時，需要給并聯(lián)電容增加充電電流的百分比，已經(jīng)比輕載時有所下降。
3.同理40％負(fù)載時，圖(六)(b)中代表40％RL的曲線比圖(六)(a)中代表40％RL的曲線上抬的百分比又更進(jìn)一步減少，也就是說40％負(fù)載時需要給并聯(lián)電容增加的充電電流的百分比又進(jìn)一步有所下降。如此類推，可以看出在圖(六)(b)中，隨著負(fù)載的加重，代表負(fù)載輕載的各條曲線愈來愈密集，也就是說隨著負(fù)載的加重需要給并聯(lián)電容增加充電電流的百分比愈來愈小。
4.滿載時，圖(六)(a)中的oa線段與圖(六)(b)中的oa線段的位置大致相同。也就是說，滿載時無需給并聯(lián)電容增加充電電流。
為了更清楚地了解這一要求，可以從數(shù)量上的對比，來大致闡明其工作的狀態(tài)1.參看圖(一)，任一主控管關(guān)斷后，由于有LS之存在，續(xù)流電流即是關(guān)斷前MN支路的工作電流，而滿載時的工作電流比輕載時的工作電流一般來說要大20倍以上，所以滿載時LS中的儲能LSI2/2比輕載時之儲能至少大400倍以上，故滿載時關(guān)斷主控管，其UCE電壓因續(xù)流電流之值大，LS儲能又多，所以很容易升起達(dá)到E值。
2.輕載時，并聯(lián)在主控管上的電容大小并沒有改變，所以將電容在同樣的時間內(nèi)充滿，所需的電流也不應(yīng)改變，但輕載時的工作電流比滿載時的工作電流至少要小20倍，所以在輕載時關(guān)斷主控管后，要在同樣的時間內(nèi)將并聯(lián)電容充電至E，至少要額外設(shè)法增加大約20倍以上的充電電流，如果充電至0.6E，則至少要設(shè)法增加大約10倍以上的充電電流。
3.現(xiàn)在為了要進(jìn)一步減少滿載的關(guān)斷損耗，又將并聯(lián)電容更進(jìn)一步的加大，因為只有這樣才能滿足ta≥1.5t0的要求，但更進(jìn)一步加大并聯(lián)電容后，tQ的位置并未改變，則輕載時若仍要求在tQ時刻將并聯(lián)電容充電至0.6E以上，則充電電流還要再大一些，至少增加10幾倍到20倍，才能使該并聯(lián)電容充電至0.6E。
4.然而滿載時關(guān)斷主控管，基本上無需給并聯(lián)電容增加充電電流，所以這項增加的充電電流是隨負(fù)載的輕重變化而反比例變化的，變化的幅度大小達(dá)10多倍至20倍之多，顯然僅依靠一個外加飽和電感是無法完成這一要求的。
本發(fā)明提供的設(shè)計和實施方案，能有效的實現(xiàn)上述要求，即一種恒量無功電流補償全橋移相諧振軟開關(guān)技術(shù)、由主控器件Q1、Q2、Q3、Q4及主變壓器T構(gòu)成全橋移相諧振高頻開關(guān)電源的主電路，Q1、Q2是該電路的滯后橋臂，Q3、Q4是該電路的超前橋臂，Q1的發(fā)射極與Q2的集電極相連，Q3的發(fā)射極與Q4的集電極相連，Q1、Q2的連接節(jié)點M與Q3、Q4的連接節(jié)點N之間連有一含主變壓器T及其漏感或外加電感LS的支路，整個電路由外接控制邏輯電路實施控制以完成電源變換；本發(fā)明的特征是改變前述開關(guān)電源主電路中節(jié)點MN間主變壓器T及其漏感或外加電感LS所處支路上的激磁電流IB，使其增大到恒量無功電流IB0級，即IB0＝(0.6～1)I′2(I′2為負(fù)載電流)同時又不改變IB0相位滯后于外加電壓E90°的性質(zhì)，且磁通ΦB的大小基本不變或略有減少，使得增加IB后主變壓器原邊總電流在輕載時能增加達(dá)10倍以上，而滿載時只增加極少一點；這一改變是通過調(diào)整主變壓器T激磁電感量LB0實現(xiàn)的；具體而言，LB0的改變是在其原邊繞組N1不變或略有減少的情況下，使其鐵芯增開空氣隙l，最終使LB0達(dá)到如下算式所需電感量
式中E為移相橋路的外加電壓，T1為周期，I平均為移相橋路電源輸入端平均電流。所述主變壓器T上所開空氣隙l開在E型鐵芯中柱上，以保證激磁電流增加到所需的IB0值，此空氣隙最大可達(dá)1cm以上。主控器件Q1～Q4的發(fā)射極與集電極間分別并聯(lián)有電容器C1～C4，其特征是C1～C4的電容量較該主電路普通用法的為大，具體是按照式C＝I1(1.2～2.0)t0/2E設(shè)定的。式中I1為主變壓器原邊工作時的總電流，t0為主控器件關(guān)斷時間。以下對本發(fā)明作進(jìn)一步說明。
在正弦電壓作用下的一個鐵芯變壓器，如果工作在鐵芯B-H曲線的線性區(qū)，其等效電路可用圖(七)表示。
在圖(七)中
r1、r2′分別為初級和次級的銅阻；Ls1、Ls2′分別為初級和次級線圈的漏感；rg為磁芯材料的鐵損電阻(代表磁滯損失和渦流損失的等效電阻)；LB代表鐵芯的激磁電感；Ig是鐵損引起的有功電流；IB是激磁電感所需的磁化電流，它與外加電壓有90°的相位差，是一個無功電流，磁化時從電源吸取能量以建立磁場，去磁化時，則將能量送回電源。
由于大功率變壓器，一般來說，銅損、鐵損都很小，在原邊引起的壓降僅占原邊電壓的很小一部分，加上漏感引起的壓降，其所占比例仍很小，作為近似計算，都可以忽略不計，則鐵芯變壓器的等效電路就可以用圖(七)(c)表示，現(xiàn)從圖(七)(c)出發(fā)，研究工作電流I1與磁化電流IB之關(guān)系。
首先將圖(七)(c)的電路的矢量圖畫出如圖(八)(a)所示，圖中U1是外加電壓，IB是磁化電流，ΦB是工作磁通，U2為次邊電壓，反射到原邊為U′2，現(xiàn)U′2＝U1。I2為次邊負(fù)載電流，反射到原邊為I′2，則原邊總電流
即
。
由于磁化電流IB通常都很小，一般大致為滿載時I2′的5％以下，即I2′(滿)20IB，因為IB之值很小，所以當(dāng)負(fù)載變化時，無論是滿載還是輕載，I1與I2′之差別很小，如圖(八)(b)所示。
如果我們視I2′的1/20為輕載，即I2′(滿)＝20I2′(輕)，則可近似認(rèn)為I2′(輕)IB，由圖(八)(b)可得
現(xiàn)若采取某種特殊手段將IB增大到IB0，而并不改變IB0相位滯后于外加電壓90°的性質(zhì)，且磁通ΦB的大小可不變，甚至還可減小，即ΦB0≤ΦB，則IB增大到IB0后的矢量圖可用圖(八)(c)表示，圖中I2′(輕)與I′2(滿)之值不變，但I(xiàn)1(輕)和I1(滿)的大小將發(fā)生變化，分別以I10(輕)和I10(滿)表示，可列式如下
今將IB增大到IB0，根據(jù)前面提出的要求，設(shè)IB0為IB的(12～20)倍，則因I2′滿20IB＝20I2′(輕)，故
＝(0.6～1)I2′(滿) (5)今取IB0＝0.8I2′(滿)，它相當(dāng)于IB0是IB的16倍，則
=1+1621+1=11.34]]>此式說明，如果將IB增大到16IB情況下，輕載時變壓器原邊總電流將是不增加IB時變壓器原邊總電流的11.34倍。
再看看滿載情況下的對比
=202+162202+1=1.279=.1.28]]>此計算說明，在滿載時若將IB增大到16IB，主變壓器原邊電流是未增大IB時變壓器原邊電流的1.28倍，即只增大了28％，相對來說沒有什么顯著變化。
以上的分析計算表明，增加IB后，變壓器原邊總電流在輕載時大大增加，可達(dá)十幾倍，而在滿載時只增加了極少一點點，這就滿足了前面所提的要求。
當(dāng)然，以上的分析是假設(shè)變壓器外加電壓為正弦波電壓，所以能用矢量圖進(jìn)行分析和計算，但如果工作在方波或脈沖調(diào)寬波狀態(tài)，就不能用矢量圖進(jìn)行描述，但以上分析所依據(jù)的基本原理和概念，仍然可以借鑒，但應(yīng)以圖解分析為主。
現(xiàn)在讓我們關(guān)注本發(fā)明是如何實現(xiàn)磁化電流能十多倍的大幅度增長問題的。
為了增加磁化電流最簡單的方法就是減少原邊繞線的匝數(shù)，由于電感量與繞線匝數(shù)的平方成正比，故匝數(shù)減少后，電感量將大大減小，磁化電流必然大幅度增加，但在這種情況下，鐵芯中的工作磁通將由ΦB上升到ΦB′，而ΦB′早已進(jìn)入深飽和區(qū)，如圖(九)(a2)所示，此時如果接有次邊繞組，其感應(yīng)電壓將急劇下降。同時，由于ΦB′進(jìn)入飽和區(qū)，ΦB′的數(shù)值已超過正常工作允許的最大值，因鐵芯損耗與Φ的(1.6～2.0)次方成正比，故鐵芯損耗將急劇猛增，鐵芯將嚴(yán)重發(fā)熱，所以依靠降低繞線匝數(shù)以獲取10倍以上的大容量磁化電流的方案是行不通的，也是不允許的。本專利發(fā)明提供的設(shè)計，能使IB增加10多倍達(dá)到IB0之后，ΦB0可維持在原ΦB的數(shù)值上不變，故磁芯的鐵損和發(fā)熱量沒有什么變化，甚至還可以使ΦB0小于ΦB，即鐵損還可以減少，與此同時，又不改變IB0相位滯后于外加電壓90°的性質(zhì)。這一方法就是在磁芯截面加空氣隙l，如圖(九)(b1)，這里所加入的空氣隙l，遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于常規(guī)范圍，它甚至可達(dá)到1公分以上，這對于要求以高效率直接輸出大功率為主的鐵芯變壓器來說，加如此大的氣隙，不能不認(rèn)為是一項超常規(guī)的、罕見的舉措，因為在常規(guī)情況下，增開很大的氣隙或是進(jìn)一步減少繞線匝數(shù)，對要求以高效率傳送大功率的鐵芯變壓器而言，通常都被視為是一個禁區(qū)，并被冠以“變壓器損耗增加”、“變壓器發(fā)熱”、過多丟失占空比”以及“效率大大下降”等等“公認(rèn)”的缺陷而不被人們所采納。然而一項發(fā)明的誕生恰恰正是建立在人們普遍不曾想到，或認(rèn)為不可能成立的事件上的一種突破，從而創(chuàng)立了一個嶄新的概念，推動了事物的向前發(fā)展。
在圖(九)中，如果不加空氣隙，則在外加電壓U1作用下，只要很小的磁化電流，就可以得到額定的工作磁通ΦB，如圖(九)(a2)所示。在正常情況下，建立同樣的工作磁通ΦB，如果所需的磁化電流IB愈小，則說明鐵芯愈好，或變壓器性能愈好，這是正常的觀念。
如果要求U1不變，工作磁通ΦB也不變，但希望磁化電流IB要增加10多倍以上，則顯然是一個十分特殊的構(gòu)思。本發(fā)明提供的方法就是加開超常量的空氣隙l，由于空氣隙的磁阻遠(yuǎn)大于磁芯回路中的磁阻，故要形成同樣大的磁通ΦB(現(xiàn)ΦB0＝ΦB)必定需要更大的磁動勢N1IB0(N1IB0也稱安培匝)。在N1不變時，則意味著需要更大的磁化電流IB0，如圖(九)(b2)所示。由于鐵芯變壓器增加了很大的空氣隙之后，其等效的(B-H)曲線已經(jīng)被直線化，故很容易找到一個合適的空氣隙，令磁化電流達(dá)到規(guī)定的IB0時，ΦB0也恰好等于ΦB，或者ΦB0更小于ΦB，則可保證鐵芯的鐵損不致增加，此外IB0仍然是一個無功電流，與U1仍然有90°的相位差，這樣就實現(xiàn)了將磁化電流IB增大10多倍的目的。由于IB0是磁化電流，是外加電壓U1的函數(shù)，當(dāng)外加電壓U1已定，空氣隙l的大小已定，則IB0的大小也就被相對固定，而且不論負(fù)載是重是輕，IB0之值基本沒有多少變化，所以在關(guān)斷主控器件后，它在主變壓器的總電流中是一個恒定的無功電流分量，這在圖(八)(c)中，已能清楚的顯示出這一特點，它的存在使重載時主變壓器總電流并無多大變化，而在輕載時，卻能使主變壓器總電流增加十幾倍，起到了強有力的補償作用。因為IB0是一個恒定的無功電流分量，故本專利發(fā)明命名為“恒量無功電流補償移相諧振軟開關(guān)技術(shù)”。這是本專利發(fā)明創(chuàng)造性構(gòu)思的關(guān)鍵特征所在。
按照上述構(gòu)思，本發(fā)明可獲得的效果如下1.由于安排主控管Q1～Q4關(guān)斷后，其UCE電壓上升到E的時間ta等于(1.2～2.0)t0左右，對大多數(shù)低壓降慢速的價廉場控器件而言，t0大約在(0.6～1.0)μs左右，則ta最大值一般都可安排在1μs以上，若電源電壓E為500伏，則主控器件承受的dV/dt值為dVdt=5001Vμs=500V/μs]]>可見，采用本發(fā)明設(shè)定的ta值范圍，則主控管無論是快速器件或是慢速器件，其dV/dt之值一般均可保證在每微秒500伏以下。
2.由于主控管Q1～Q4關(guān)斷后，UCE上升到E的時間很長，可達(dá)到1μs以上，由于上升速率很慢，則超調(diào)現(xiàn)象也基本上被完全抑制，也就是主控管關(guān)斷時，浪涌電壓基本上不再出現(xiàn)。
3.由于輕載時，本發(fā)明設(shè)定了一個很大的無功電流IB0，使輕載時開通主控管瞬間，其UCE值已經(jīng)下降到0.4E以下，故開通主控管時的浪涌電流大大減少，而在30％以上負(fù)載時，則全部是零電壓開通，浪涌電流就基本等于零。
4.由于主控管關(guān)斷后，UCE上升到E的時間可以做到1μs以上，故關(guān)斷損耗大大下降[參看表(一)]，同時又因為設(shè)定了一個很大的無功電流分量IB0，故輕載時的開通損耗也大大下降，其總的效果是，負(fù)載在相當(dāng)寬的范圍，都可以取得很高的效率，采用本項軟開關(guān)技術(shù)制作的電源模塊，一般情況下可使模塊整機(jī)的效率達(dá)95％以上。
上述四條正是高頻開關(guān)電源生產(chǎn)廠家迄今一直未能很好解決的技術(shù)難題，本發(fā)明提供的技術(shù)方案，針對性的解決了這些問題，必將使高頻開關(guān)電源的現(xiàn)有指標(biāo)得到很大的提高。
本發(fā)明適用于通信用高頻開關(guān)電源模塊、高頻電力操作電源模塊、高頻焊機(jī)電源模塊，以及以24伏、48伏、60伏、110伏、220伏直流輸出為基礎(chǔ)的大功率工作電源場合，應(yīng)用面十分廣闊。
本說明書


如下圖(一)是全橋移相諧振高頻開關(guān)電源主電路電原理圖。
圖(二)是主電路中Q4管在關(guān)斷前后，各電極上電壓、電流隨時間t變化的軌跡。
圖(三)是當(dāng)Q4管并聯(lián)的電容C4采用不同數(shù)值對，在關(guān)斷Q4管后，電壓UCE4可能具有的不同傾斜度的電壓上升曲線。
圖(四)是當(dāng)Q4管并聯(lián)的電容C4加大后，關(guān)斷Q4管前后，各電極上電壓、電流隨時間t變化的軌跡。
圖(五)是當(dāng)Q4管并聯(lián)的電容C4進(jìn)一步加大后，關(guān)斷Q4管前后，各電極上電壓、電流隨時間t變化的軌跡。
圖(六)(a)是加大主控管并聯(lián)電容后，不采取任何措施時，在各種不同大小負(fù)載情況下，關(guān)斷主控管后，電壓UCE上升的軌跡。
圖(六)(b)是加大主控管并聯(lián)電容后，在各種不同大小負(fù)載情況下關(guān)斷主控管，若采用本專利發(fā)明特定構(gòu)思所能期望達(dá)到的UCE電壓上升軌跡。
圖(七)是正弦波電壓作用下的鐵芯變壓器。
圖七(a)是鐵芯變壓器原邊、次邊繞組及其電壓電流。
圖七(b)是鐵芯變壓器的等效電路圖。
圖七(c)是鐵芯變壓器簡化等效電路圖。
圖(八)是正弦電壓作用下，鐵芯變壓器的矢量圖。
圖(八)(a)是鐵芯變壓器簡化等效電路的電壓、電流矢量圖。
圖(八)(b)是鐵芯變壓器在輕載和重載時，簡化等效電路中電壓、電流的矢量圖。
圖(八)(c)是鐵芯變壓器增大無功電流分量達(dá)到IB0值后，在輕載和重載時簡化等效電路中電壓、電流的矢量圖。
圖(九)是鐵芯變壓器無氣隙及有氣隙時的磁化曲線及矢量圖。
圖九(a1)是無氣隙鐵芯變壓器。
圖九(a2)是無氣隙鐵芯變壓器的磁化曲線。
圖九(a3)是無氣隙鐵芯變壓器電壓、電流矢量圖。
圖九(b1)是有氣隙的鐵芯變壓器。
圖九(b2)是有氣隙的鐵芯變壓器磁通和磁化電流的關(guān)系曲線。
圖九(b3)是有氣隙的鐵芯變壓器電壓、電流矢量圖。
圖(十)是電源輸出給移相橋的平均電流和脈沖調(diào)寬波電流。
圖(十一)是主變壓器外加電壓U1與負(fù)載電流I2′以及磁化電流IB0瞬時值波形圖。
有關(guān)本發(fā)明特定的“軟開關(guān)技術(shù)”的具體設(shè)計實施方法如下1.按圖(一)電路，根據(jù)要求的輸出功率和額定的輸入電壓E，按常規(guī)方法選定磁芯材料尺寸，并決定其有效截面積S(cm2)，按Bm＝800～1000高斯設(shè)計變壓器原邊繞線匝數(shù)N1，N1計算式為E＝4N1BmSf·10-8(6)其中E為外加電壓V，Bm工作磁通密度G，S有效截面積cm2，f工作頻率Hz2.次邊匝數(shù)N2可根據(jù)次邊需要的輸出電壓U2進(jìn)行計算，因加有較大的空氣隙，耦合系數(shù)略有減少，故計算出的次邊匝數(shù)應(yīng)追加約2％作為彌補。
3.根據(jù)輸出的功率大小，可求出電源E應(yīng)給出的平均電流值I平均(計算中設(shè)效率為95％)
在電源E和移相橋之間若串一直流電流表，其指示之值即此I平均之值，I平均是電源支路輸出的一項有功電流。
4.求I2′并決定IB0由于外加電壓E應(yīng)有±15％的拉偏，故在典型狀態(tài)下，移相橋?qū)嶋H工作在占空比大約為0.65狀態(tài)，則電源E給出的有功電流實際是一個PWM脈沖調(diào)寬波，此脈沖調(diào)寬波電流的大小可按圖(十)求得
附表1
最后，需要特別指出，上述計算方法滿足了本發(fā)明所特有的創(chuàng)造性構(gòu)思，但本發(fā)明的保護(hù)范圍顯然并不局限于僅僅是上述列出的若干計算方法和計算式，還包括本領(lǐng)域技術(shù)人員為滿足本發(fā)明特有的創(chuàng)造性構(gòu)思而延伸出的顯而易見的各種派生的替換方案，以及為滿足這一構(gòu)思而采用各種可資選擇的不同的計算方法。例如在本發(fā)明特有的設(shè)置恒量無功電流的基礎(chǔ)上，再額外加一個小的飽和電感，由于輕載時無功電流已經(jīng)大大增加，則此飽和電感的作用就得以充分發(fā)揮，補償作用也得以提升，但這明顯的是屬于在本發(fā)明創(chuàng)造性構(gòu)思基礎(chǔ)上延伸出的一種派生方案。
權(quán)利要求
1.一種恒量無功電流補償全橋移相諧振軟開關(guān)技術(shù)、由主控器件Q1、Q2、Q3、Q4及主變壓器T構(gòu)成全橋移相諧振高頻開關(guān)電源的主電路，Q1、Q2是該電路的滯后橋臂，Q3、Q4是該電路的超前橋臂，Q1的發(fā)射極與Q2的集電極相連，Q3的發(fā)射極與Q4的集電極相連，Q1、Q2的連接節(jié)點M與Q3、Q4的連接節(jié)點N之間連有一含主變壓器T及其漏感或外加電感LS的支路，整個電路由外接控制邏輯電路實施控制以完成電源變換；本發(fā)明的特征是改變前述開關(guān)電源主電路中節(jié)點MN間主變壓器T及其漏感或外加電感LS所處支路上的激磁電流IB，使其增大到恒量無功電流IB0級，即IB0＝(0.6～1)I2′(I2′為負(fù)載電流)，同時又不改變IB0相位滯后于外加電壓E90°的性質(zhì)，且磁通ΦB的大小基本不變或略有減少，使得增加IB后主變壓器原邊總電流在輕載時能增加達(dá)10倍以上，而滿載時只增加極少一點；這一改變是通過調(diào)整主變壓器T激磁電感量LB0實現(xiàn)的；具體而言，LB0的改變是在其原邊繞組N1不變或略有減少的情況下，使其鐵芯增開空氣隙l，最終使LB0達(dá)到如下算式所需電感量
式中E為移相橋路的外加電壓，T1為周期，I平均為移相橋路電源輸入端平均電流。
2.如權(quán)利要求1所述的全橋移相諧振軟開關(guān)技術(shù)，其特征是所述主變壓器T上所開空氣隙l開在E型鐵芯中柱上，以保證激磁電流增加到所需的IB0值，此空氣隙最大可達(dá)1cm以上。
3.如權(quán)利要求1所述的全橋移相諧振軟開關(guān)技術(shù)，其主控器件Q1～Q4的發(fā)射極與集電極間分別并聯(lián)有電容器C1～C4，其特征是C1～C4的電容量較該主電路普通用法的為大，具體是按照式C＝I1(1.2～2.0)t0/2E設(shè)定的。式中I1為主變壓器原邊工作時的總電流，t0為主控器件關(guān)斷時間。
全文摘要
恒量無功電流補償全橋移相諧振軟開關(guān)技術(shù),改變現(xiàn)有開關(guān)電源主電路中主變壓器及其漏感或外加電感所處支路上的激磁電流I
文檔編號H02M7/521GK1254217SQ98121668
公開日2000年5月24日 申請日期1998年11月13日 優(yōu)先權(quán)日1998年11月13日
發(fā)明者張承志, 張先紅 申請人:張承志