專利名稱：控制交流馬達轉(zhuǎn)速的系統(tǒng)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及控制交流馬達、尤其是電容馬達或罩極馬達轉(zhuǎn)速的系統(tǒng)，在這種情況下，連接在該馬達上游的可控電子開關(guān)器件由控制裝置激勵，使得正弦輸入交流電壓用來產(chǎn)生可變的馬達交流電壓，以改變轉(zhuǎn)速。
電容馬達或罩極馬達一般都用單相交流電源工作，并且，例如，用來驅(qū)動風(fēng)扇、泵等。在這種驅(qū)動的情況下，例如，在驅(qū)動風(fēng)扇的情況下，對于不同的工作方式往往需要通常是特定步進方式的各種可用的功率電平(氣流等級)。這樣，例如，在排煙罩的情況下，可以使用各種風(fēng)扇轉(zhuǎn)速，以便改變(增/減)空氣流量。在空調(diào)系統(tǒng)、熱交換器中，或者一般地說，在風(fēng)扇和泵驅(qū)動(流動機械)的情況下，也往往調(diào)整轉(zhuǎn)速，尤其是以步進的方式。
對于較低的功率電平，為此目的，一般都通過分檔開關(guān)在馬達的電流通路上串聯(lián)不同大小的電阻，以此達到降低馬達電壓，從而改變轉(zhuǎn)速的目的。但是，由于降落在電阻上的電壓引起功率損失，就是說轉(zhuǎn)變?yōu)闊?，在許多情況下還要散熱，所以這種方法是非常不經(jīng)濟的。
德國專利DE 42 22 431 A1公開了一種分級繞組切換系統(tǒng)，用于單相馬達，其中可以借助于多個三端雙向可控硅開關(guān)器件或閘流管，在多個輔助繞組之間切換，以改變轉(zhuǎn)速。但是，這樣的繞組切換很復(fù)雜，因為繞組的起端和繞組的末端都必須引出到外面，以便連接它們。另外，每一個切換級都必須設(shè)置單獨的切換元件(三端雙向可控硅開關(guān)器件、閘流管)。
DD 94 666公開了上述一般類型的系統(tǒng)。該文獻專門描述了一種調(diào)整無刷感應(yīng)馬達，特別是異步鼠籠轉(zhuǎn)子式馬達轉(zhuǎn)速的方法。在這種情況下，把兩個背靠背連接的閘流管形式的開關(guān)器件連接在馬達的上游，或馬達繞組的上游，用控制裝置驅(qū)動它們，分別使電源電壓的整個半周或整個周期斷開或接通(直通)。這可以改變馬達電壓的頻率。但是，已經(jīng)發(fā)現(xiàn)，這樣操作的結(jié)果是效率相對較差。
民主德國專利DD 216 586和德國專利DE 28 42 391 A1都公開了類似的方法，盡管它們專門涉及三相或多相馬達的應(yīng)用。但在這種情況下，在所有情況下也都把作為馬達電壓的電源電壓的整個周期斷開或直通。
德國專利DE 38 30 196 A1公開了一種利用相位選通控制器作為變頻器的方法。在這種情況下，也是在所有情況下都總是通過預(yù)設(shè)一個相應(yīng)地大而不變(恒定)的選通角把電源電壓的整個周期斷開。因而在傳統(tǒng)意義上這實際上并非相位選通控制器，因為各個周期總是或者完全直通，或者完全通不過，實際上從來沒有僅僅部分選通。在斷開和直通的半周之間周期地改變，結(jié)果得到其基頻是要求的、希望的頻率的電壓分布曲線。
另一方面，德國專利DE 34 27 479 A1現(xiàn)已公開了一種鼠籠轉(zhuǎn)子式馬達用的每相有兩個(可以平行地但相反地控制的)電流通路的三相控制器電壓半周的選通控制方法。在這種情況下，為了使三相馬達運行在分級工作轉(zhuǎn)速下，以這樣一種方法以不同的模式選通正半周和/或負半周，以便獲得一種不同于電源頻率的頻率，從而以適當?shù)姆椒ǜ淖冝D(zhuǎn)速。但是，該方法只涉及三相馬達，而不涉及單相交流馬達，諸如電容馬達或罩極馬達。
所有這些已知的控制系統(tǒng)都有一個效率較差的主要缺點，在某些情況下還出現(xiàn)干擾性噪聲。
本發(fā)明的目的是提供這種一般類型的控制系統(tǒng)，藉此實現(xiàn)最優(yōu)的、低噪聲馬達運轉(zhuǎn)，尤其是在一個寬闊的轉(zhuǎn)速調(diào)整范圍內(nèi)具有改進了的效率和改進了的轉(zhuǎn)矩特性，而且最好是在很大程度上不依賴于負載。在這種情況下，還希望能夠?qū)崿F(xiàn)一種利用技術(shù)上簡單而成本低的的裝置的控制方法。
按照本發(fā)明實現(xiàn)這一點的方法是，用這樣一種方法設(shè)計控制裝置，即通過相位選通，使各半周具有周期循環(huán)的觸發(fā)角，從而改變馬達交流電壓的基頻和/或振幅。在這種情況下，周期的長度決定了基頻。按照本發(fā)明，這樣就可以利用輸入的交流電壓(一般來自電源電壓)來產(chǎn)生實際上任意要求個數(shù)的具有不同基頻和/或波形的馬達交流電壓，從而有可能做到使馬達運轉(zhuǎn)總是最優(yōu)的、尤其是具有良好效率和高的啟動轉(zhuǎn)矩。
用眾所周知的方法，通過用控制裝置斷開正弦輸入交流電壓的特定半周或整個周期，以便形成電壓隙，并令其它特定周期直通，即可改變基頻。按照本發(fā)明，與此結(jié)合，可以用多個相同的、但尤其是不同的“不對稱”相位選通角(觸發(fā)角)，對依次出現(xiàn)的電壓半周進行相位選通。這是動態(tài)相位選通控制。在一種特別有利的改進中，例如對于25赫基頻，在這種情況下本發(fā)明規(guī)定，在跟在電壓隙之后的全周期的情況下，第一半周的相位選通角大于隨后的第二半周的相位選通角，精確地說，尤其是以這樣一種比率，使得這樣產(chǎn)生的馬達交流電壓造成的馬達電流具有對零線基本上對稱的分布曲線。按照本發(fā)明的這一措施是基于對這一點的了解，即在已知方法的情況下，其中在所有情況下整個周期都截止，并以此形成電壓隙，電壓隙之后，精確地說，由于此時馬達繞組中尚無反電動勢的這一事實，出現(xiàn)的周期最初導(dǎo)致相對較陡的電流上升。但此后，因為磁通量造成的電動勢上升，電流減小，于是造成對零線不對稱的電流曲線；然后，該電流具有直流成分，因為它偏離了零線，隨后它還會導(dǎo)致很差的效率。這馬達電流的不對稱性有利地補償按照本發(fā)明的動態(tài)相位選通控制，使得可以達到對零線對稱的馬達電流分布曲線，并且沒有直流成分。這樣，效率得到改進，能量消耗減到最低。
本發(fā)明的其它有利的精煉特征包含在各個從屬權(quán)利要求和以下的描述中。
現(xiàn)將參考附圖更詳細地描述本發(fā)明以及其技術(shù)背景。附圖中


圖1表示按照先有技術(shù)的已知的相位選通控制系統(tǒng)的電壓、電流和功率分布曲線的定時圖；圖2表示這種已知的控制系統(tǒng)的馬達特性曲線圖；圖3表示也是已知的、但在所有情況下都是整個周期斷開而沒有相位選通的控制系統(tǒng)的與圖1類似的定時圖；圖4表示關(guān)于按照本發(fā)明的控制系統(tǒng)第一實施例的與圖1和圖3類似的定時圖；圖5表示按照本發(fā)明的控制系統(tǒng)的第一電路變型的方框圖；圖6表示關(guān)于按照本發(fā)明的控制系統(tǒng)的最佳實施例的與圖4類似的定時圖；圖7表示針對按照本發(fā)明的控制系統(tǒng)的類似于圖2的馬達特性曲線圖；圖8表示按照本發(fā)明的控制系統(tǒng)的第二電路變型的方框圖；圖9表示關(guān)于圖8所示的第二電路變型的電壓和電流的波形；圖10表示圖8所示電路的一簇實測轉(zhuǎn)矩特性曲線，與直接用無任何控制系統(tǒng)的電源運轉(zhuǎn)的馬達的轉(zhuǎn)矩特性曲線對比；圖11表示第三電路變型，作為圖5和8的替代方案的方框圖；以及圖12表示關(guān)于圖11所示實施例的示意圖。
在各圖中相同的部件總是用相同的參考符號標示，因而在所有情況下一般都只描述一次。
按照圖5，可控電子開關(guān)器件2連接在交流馬達M的上游。開關(guān)器件2最好由電子功率開關(guān)，尤其是三端雙向可控硅開關(guān)器件或閘流管構(gòu)成，在這種情況下，在控制裝置4和功率開關(guān)之間還可以設(shè)置額外的驅(qū)動級。在這種情況下，馬達M采取電容馬達的形式，它具有主繞組AW和與該主繞組并聯(lián)的由輔助繞組HW和電容形成的串聯(lián)電路。馬達M也可以采取罩極馬達的形式，在這種情況下，沒有輔助繞組HW或電容C。開關(guān)器件2由控制裝置4激勵，以便從輸入的正弦交流電壓(電源電壓)UN產(chǎn)生為改變轉(zhuǎn)速而能夠改變的馬達交流電壓UM。
在較詳細地描述本發(fā)明之前，先參照圖1至3解釋已知的方法。
在一種已知的相位選通控制系統(tǒng)中(見與此有關(guān)的圖1)，與馬達串聯(lián)的開關(guān)元件(三端雙向可控硅開關(guān)器件或閘流管)經(jīng)過延遲后導(dǎo)通，就是說，只在輸入的交流電壓UN正常過零之后的特定相位或觸發(fā)角的情況下導(dǎo)通。馬達交流電壓UM的振幅可以利用這種觸發(fā)延遲，通過改變觸發(fā)角來控制。例如，圖1表示觸發(fā)角＝117°的情況。因為電容馬達一般都以高的cos運轉(zhuǎn)，所以在采用相位選通時其表現(xiàn)類似于電阻負載。這意味著開關(guān)元件在電壓過零點附近自己斷開，而且在下一個觸發(fā)脈沖出現(xiàn)之前不會導(dǎo)通。取決于觸發(fā)角的變化的馬達電壓振幅的變化導(dǎo)致馬達轉(zhuǎn)速的相應(yīng)變化。采用這種類型的控制系統(tǒng)時，馬達的同步頻率仍舊未變；結(jié)果得出一種所謂滑差轉(zhuǎn)速控制系統(tǒng)，但與之相聯(lián)系的是功率損耗增大。于是馬達輸出功率減小，因為一部分氣隙功率轉(zhuǎn)變?yōu)檗D(zhuǎn)子中的熱?；钷D(zhuǎn)速控制并不改變空轉(zhuǎn)轉(zhuǎn)速，但轉(zhuǎn)矩/轉(zhuǎn)速特性隨著觸發(fā)角進一步增大產(chǎn)生更為平緩的特性。
圖2表示從不同的觸發(fā)角得到的相關(guān)的馬達特性曲線。正如從圖中可以看到的，在假定的例子中，在從第一負載特性L1變?yōu)榈诙撦d特性L2，假定的工作點從A1變?yōu)锳2時，轉(zhuǎn)速發(fā)生相當大的變化Δn，就是說變化約170rpm(轉(zhuǎn)/分)。于是，轉(zhuǎn)速范圍嚴重地依賴于負載特性。但是，這樣的控制系統(tǒng)不僅改變馬達的電流振幅，而且還產(chǎn)生諧波。在這種情況下，絕大多數(shù)由150赫的三次諧波形成。該諧波引起額外的損耗，從而使效率惡化。另外，它們增大轉(zhuǎn)矩紋波和噪聲電平。
圖3表示另一個已知控制系統(tǒng)的工作方法，在這種情況下，在所有情況下輸入的交流電壓UN的整個周期截止或?qū)?。用這樣的方法截去半周或整個周期，改變馬達的基頻；其運行方式類似于變頻器的運行方式。在圖3舉例說明的例子中，并在給定的50赫電源頻率下，這會形成25赫的頻率，馬達以此頻率運行。于是，由此得出的馬達電流IM不再是正弦。如圖3清楚表明的，兩個電流半周是高度不對稱的。已經(jīng)發(fā)現(xiàn)，其原因是在兩個截止半周期間磁通量減小，因此第一截止半周期間反電動勢比隨后的第二半周期間的小得多。這導(dǎo)致第一電壓半周的電流變得較大。這種不對稱性在馬達電流中引起直流分量(零點偏移)，這一方面使馬達制動，另一方面，由于繞組中額外的損耗，還在交流電源上引起負載。這種已知的控制原理的另一個缺點是這種電壓波形會使馬達飽和，使效率顯著降低。結(jié)果，在此工作點上馬達的功率消耗遠遠大于傳統(tǒng)相位選通控制。
現(xiàn)如圖4所示，按照本發(fā)明的控制系統(tǒng)適合于提供這兩種已知方法的組合。這意味著，一方面通過控制裝置4令輸入的正弦交流電壓UN的一些特定周期截止，以便形成電壓隙L，并令另一些特定周期導(dǎo)通，即可改變基頻。另一方面，還可以以特定的相位選通角對余下的依次出現(xiàn)的正的和負的電壓半周進行相位選通。
圖5中所示的控制系統(tǒng)的最精煉部分，如圖6所示，造成在不同的相位選通角1和2下選通的電壓隙L之后全周期的兩個半周。具體地說，第一半周用的相位選通角1大于隨后的第二半周用的相位選通角2，更精確地說，尤其是用這種方法產(chǎn)生的馬達交流電壓UM造成的馬達電流IM具有對零線基本上對稱的曲線。
為此目的，如圖5所示，第一電路變型設(shè)置控制裝置4，用以使開關(guān)器件2隨著過零檢測裝置6所檢測的輸入交流電壓UN的過零點而動作。為此目的，過零檢測裝置6連接到輸入的交流電壓UN，并以這樣一種方法設(shè)計，即無論何時電壓過零，都通過信號線8向控制裝置4發(fā)送控制脈沖。在這種情況下控制裝置4可以以這樣的方法預(yù)設(shè)特定相位或觸發(fā)角模式，使得電子開關(guān)器件2不僅用以通過截止特定周期來產(chǎn)生電壓隙L，而且選通每一個余下的周期。通過為其預(yù)設(shè)角度＝180°而使半周整個地截止。
在這種情況下，如圖6所示，最好能夠動態(tài)地改變觸發(fā)角模式?；诮抵粒?，25赫(通過令每隔一個全周期截止)的基頻，余下的正和負半周分別以不同方式選通。在這種情況下，基本因素是，各個第一半周的觸發(fā)角大于隨后的第二半周的觸發(fā)角。正如從圖6a中所示的例子可以明白的，這樣做的意義如下用號碼1至10標示輸入的交流電壓UN的半周。第一半周在觸發(fā)角1，例如，113°觸發(fā)，而第二半周在較小的觸發(fā)角2，例如，79°觸發(fā)?，F(xiàn)在后跟兩個由開關(guān)器件2令其截止而不觸發(fā)的半周。這是用假想的觸發(fā)角2×180°來達到的。關(guān)于電壓隙L之后的相應(yīng)的第一半周的觸發(fā)角的增大(按照本發(fā)明)導(dǎo)致馬達電流IM的對稱的半周。如上所述，由于在電壓隙過程中磁通量減小，所以，第一導(dǎo)通半周過程中反電動勢小得多，因而導(dǎo)致形成較大的馬達電流。最初較大的觸發(fā)角1造成這個電流流通角過程中電流減小。通過適當?shù)匦薷恼摪胫艿挠|發(fā)角比率，可以實現(xiàn)至少大致對稱的馬達電流和功率消耗。
按照本發(fā)明的控制系統(tǒng)也改變同步轉(zhuǎn)速。這樣，按照等式n＝f/p，對于其極對數(shù)為p＝2的四極馬達，在25赫基頻下的理論同步轉(zhuǎn)速為750rpm。
圖7的示意圖表示10赫和50赫之間不同基頻的轉(zhuǎn)矩波形。正如由圖可以看出的，這會產(chǎn)生不同的同步轉(zhuǎn)速。某些基頻，例如30赫和40赫，用先有技術(shù)已知的方法根本無法得到。利用按照本發(fā)明的系統(tǒng)，利用下列相位或觸發(fā)角模式0°，45°，90°，135°，180°，180°，180°，180°，45°，45°即可得到40赫的基頻。然后周期性地重復(fù)這個觸發(fā)角模式。正如上面已經(jīng)指出的，在這種情況下180°角意味著開關(guān)器件2由控制裝置1控制在這整個相位角中根本不導(dǎo)通?，F(xiàn)若考慮圖7中曲線簇所示的基頻25赫的馬達在負載特性L1上出現(xiàn)的工作點A1，當負載特性從L1變到L2時，工作點A1移動到新的工作點A2。可以看到，馬達轉(zhuǎn)速變化非常輕微，這是很有益的。因此，可以說轉(zhuǎn)速調(diào)整范圍實際上并不依賴于負載特性。
按照本發(fā)明的觸發(fā)系統(tǒng)的另一個優(yōu)點是啟動轉(zhuǎn)矩明顯改進，對于同一功率消耗，實際上可以達到傳統(tǒng)相位選通控制系統(tǒng)啟動轉(zhuǎn)矩的兩倍。但若適當選擇觸發(fā)角的模式，則對相同的啟動轉(zhuǎn)矩還可能實現(xiàn)能耗相當大的降低。
正如上面就利用相位選通的傳統(tǒng)轉(zhuǎn)速控制系統(tǒng)已經(jīng)指出的，在主繞組和輔助繞組中出現(xiàn)諧波，而且絕大部分由150赫的三次諧波形成。按照本發(fā)明的控制系統(tǒng)產(chǎn)生不同的電流譜。這樣，例如，工作在25赫工作頻率上的控制電路基本上產(chǎn)生25赫、50赫和75赫的分量。結(jié)合機械系統(tǒng)，不同譜線可以產(chǎn)生聲學(xué)噪聲，通過適當選擇特定的觸發(fā)角模式可以將其減到最小。這個優(yōu)化噪聲的額外能力的結(jié)果，可以避免傳統(tǒng)相位選通控制系統(tǒng)常見的100赫的哼聲。
亦如由圖5可以看出的，在這種示范性實施例中的電子開關(guān)器件2由三端雙向可控硅開關(guān)器件10組成，它連接在馬達的上游，并與馬達串聯(lián)，其柵極G由來自控制裝置4，尤其是微控制器或ASIC的控制線12觸發(fā)。按照圖5，在這種情況下，設(shè)想通過共用的三端雙向可控硅開關(guān)器件10聯(lián)合激勵主繞組AW和輔助繞組HW。
在圖8所示的第二電路變型中，開關(guān)器件2含有兩個單獨的功率開關(guān)，最好是三端雙向可控硅開關(guān)器件10a和10b，其柵極G1和G2由控制裝置4通過控制線12a和12b單獨觸發(fā)。還可以在控制裝置4和功率開關(guān)之間設(shè)置額外的驅(qū)動級。這種觸發(fā)還作為輸入的交流電壓UN過零點的函數(shù)而進行。盡管在圖5所示的第一電路變型的情況下，主繞組和輔助繞組中的電流在所有情況下都同時增大，使觸發(fā)后的短時間內(nèi)主繞組和輔助繞組之間沒有相移，現(xiàn)在這兩個繞組在圖8所示的電路的情況下是單獨激勵的。輔助繞組中的電流較早開始，而且再次產(chǎn)生磁通，后者在電壓隙中隨著轉(zhuǎn)子時間常數(shù)的變化而減小，使得主繞組中的電流也可以立即產(chǎn)生轉(zhuǎn)矩。另一個優(yōu)點是主繞組和輔助繞組中的電流振幅可以彼此獨立地設(shè)定。這些效果導(dǎo)致效率的進一步改善。例如，對于這樣一種電路，也可能利用觸發(fā)角模式，后者產(chǎn)生25赫基頻，并以輔助繞組的觸發(fā)角1和2，180°，180°和主繞組的激勵角，180°，3，4，180°(1至2可變)工作。
舉例來說，圖9表示特定的觸發(fā)模式。在這種情況下，輔助繞組以數(shù)值1＝92°，2＝99°，180°，180°，而主繞組用180°，3＝88°，4＝99°，180°觸發(fā)。在這個特定的例子中，圖9a表示輸入的交流電壓UN，圖9b表示主繞組上的電壓UAW，而圖9d表示輔助繞組上的電壓UHW。圖9c和9e表示流過主繞組的相關(guān)電流IAW和流過輔助繞組的電流IHW。正如從圖9c和9e中可以看到的，輔助繞組首先從時間t1，圖9a輸入交流電壓UN的過零點，以觸發(fā)角1導(dǎo)通，使得電流IHW可以流過輔助繞組。此時主繞組尚未導(dǎo)通。在時間t2輸入交流電壓的下一個過零點，現(xiàn)在電流以觸發(fā)角3流過主繞組，而以觸發(fā)角2流過輔助繞組。在時間t3，就是說輸入交流電壓的下一個過零點，主繞組再次以觸發(fā)角4導(dǎo)通，而輔助繞組不觸發(fā)。在時間t4下一個電壓過零點，兩個三端雙向可控硅開關(guān)器件均不觸發(fā)，使得流過主繞組和輔助繞組的電流截止。然后從時間t5開始重復(fù)所描述的觸發(fā)模式。圖9f所示的馬達電流IM是繞組電流IAW和IHW求和的結(jié)果。
這樣，主繞組和輔助繞組中的電流就可以通過改變觸發(fā)角模式來分別單獨設(shè)置，從而使得預(yù)先不僅影響轉(zhuǎn)矩特性，而且影響馬達的功率消耗成為可能。保持輔助繞組中電流的振幅較大和為輔助繞組電流達到較為有利的相位角的能力也導(dǎo)致高得多的效率。
圖10表示直接用電源運轉(zhuǎn)、而且沒有控制系統(tǒng)的馬達的轉(zhuǎn)速/轉(zhuǎn)矩特性A，與按照本發(fā)明借助于主繞組和輔助繞組單獨激勵運轉(zhuǎn)的馬達的相應(yīng)特性B進行比較。按照本發(fā)明，設(shè)置這樣的觸發(fā)模式，亦即，例如，馬達基頻為
赫。例如，發(fā)現(xiàn)主繞組AW觸發(fā)角0°，180°，180°，而輔助繞組HW觸發(fā)角180°，180°，97°的觸發(fā)模式對效率和轉(zhuǎn)矩響應(yīng)特別有利。如圖10特性曲線簇B所示，在這種情況下可以通過改變主繞組的第一觸發(fā)角來改變轉(zhuǎn)矩振幅和/或轉(zhuǎn)矩曲線，在這種情況下觸發(fā)角的改變影響馬達電壓的振幅。令主繞組和輔助繞組單獨導(dǎo)通，但按照本發(fā)明，使得它們彼此匹配，用這個實施例，也可以導(dǎo)致馬達啟動轉(zhuǎn)矩的顯著改善，在這種情況下，甚至達到實際上相當傳統(tǒng)相位選通控制數(shù)值的兩倍的數(shù)值。另外，不用任何外加硬件，就是說，只通過改變觸發(fā)角模式，即可改變轉(zhuǎn)速方向。在這種情況下，發(fā)現(xiàn)主繞組觸發(fā)角30°，180°，180°，而輔助繞組觸發(fā)角180°，120°，180°特別有利。
除了上述優(yōu)點之外，還可以用圖8的變型有利地影響馬達產(chǎn)生的聲學(xué)噪聲。實際上，若發(fā)現(xiàn)由相應(yīng)的馬達驅(qū)動的裝置受刺激而振動或顫動，則通過改變觸發(fā)角模式，即可改變馬達的電流，從而即使不能消除干擾性振動或顫動，也能將其減小。
對于圖5和圖8兩種版本，最簡單和最經(jīng)濟的選擇方案是用經(jīng)驗方法確定最優(yōu)觸發(fā)角，更精確地說，以便優(yōu)化效率和/或啟動轉(zhuǎn)矩和/或振動或顫動和/或噪聲響應(yīng)和/或轉(zhuǎn)矩/轉(zhuǎn)速特性。用這樣的方法確定的結(jié)果可以用表格的形式儲存在控制裝置4的存儲裝置中。然后以周期性循環(huán)的方式給開關(guān)器件2預(yù)設(shè)所儲存的觸發(fā)模式。但若控制裝置4是由計算能力足夠高的微控制器或數(shù)字信號處理器(DSP)構(gòu)成的，則馬達的優(yōu)化甚至還可以在在線操作的過程中進行。為此目的，來自適當?shù)膫鞲衅?，諸如轉(zhuǎn)速、電流、功率、溫度、氣流速率、氣壓、空氣速度、空氣濕度和/或振動或顫動傳感器的輸出信號由控制裝置4評估，并被考慮在觸發(fā)角的選擇中。
至于圖11所示的第三電路變型，在這種情況下電子開關(guān)器件2由脈寬調(diào)制交流電源控制器構(gòu)成，后者是以這樣的方式設(shè)計和驅(qū)動的，即基本上“模仿”圖5和/或8所示電路的操作方法，以便以類似的方法優(yōu)化效率和/或轉(zhuǎn)矩和/或轉(zhuǎn)矩/轉(zhuǎn)速特性。這樣的交流電源控制器的內(nèi)部結(jié)構(gòu)是眾所周知的，因此在圖11中不再詳細示出。
在這樣一種交流電源控制器，亦稱交流斬波器(例如，見德國專利DE 44 28 682 C2)的情況下，馬達電壓的振幅可以無限可變的方式改變，因為在這種情況下采用可以斷開的功率開關(guān)，例如可以主動地截斷電流的與三端雙向可控硅開關(guān)器件和閘流管大不相同的雙極晶體管、MOSFET(金屬氧化物半導(dǎo)體場效應(yīng)晶體管)、IGBT(絕緣柵雙極晶體管)等。在這種情況下，功率開關(guān)一般是以18至20千赫的時鐘頻率，就是說，超出人耳聽力范圍的頻率工作的。
在交流電源控制器的情況下，以相當于電源頻率，就是說一般為50赫或60赫的基頻產(chǎn)生相當接近于正弦的馬達電流，產(chǎn)生的諧波比傳統(tǒng)的相位選通控制系統(tǒng)少得多。盡管從聲學(xué)噪聲的角度看這是有利的，但有功率損耗大的缺點，因為像傳統(tǒng)的相位選通控制系統(tǒng)一樣，轉(zhuǎn)速調(diào)整起純的滑差控制的作用。這往往導(dǎo)致發(fā)熱問題，效率差，而且空氣溫升嚴重，這在，例如，熱交換器的情況下尤為突出，還會降低整套設(shè)備的效率。
測量表明，與圖5和8舉例說明的解決方案相比，交流電源控制器的功率消耗在某些情況下會增大60％以上。因此，圖11所舉例說明的解決方案有一個目的是以這樣的方式驅(qū)動交流電源控制器，即，實現(xiàn)相當于圖5和8的高效率。
按照本發(fā)明，這種交流電源控制器由具有可變脈寬調(diào)制率的控制裝置4以這樣一種方式激勵，即，由于類似于圖5和8所示的配置，可以產(chǎn)生相應(yīng)的馬達電壓UM分布曲線。例如，若想使輸入電壓的整個半周或全周期截止，則每半周對應(yīng)180°相位角(見圖12)，這會造成0％的PWM(脈寬調(diào)制)率。100％的PWM率意味著輸入電壓整個對應(yīng)角度都導(dǎo)通。因而，在實踐中通過預(yù)置在可變相位或觸發(fā)角范圍內(nèi)的0％PWM，后跟100％的PWM，即可進行“相位選通”。
在這種情況下，控制裝置4利用檢測裝置6檢測的過零點，為交流電源控制器提供控制信號。
圖12a和b表示主繞組和輔助繞組上的電壓如何受PWM控制系統(tǒng)影響。在功率開關(guān)準備導(dǎo)通的時間t1，t3，t5預(yù)設(shè)100％的PWM信號，使得馬達接收整個輸入交流電壓UN。在時間t2，t4在0％PWM下，馬達電壓通過續(xù)流電路而短路，使馬達電壓為零。為了更好地模擬圖5和8所示的上述電路變型的關(guān)系，也可以預(yù)設(shè)略高于與電動勢對應(yīng)的PWM率來代替0％PWM。
利用圖12b所舉例說明的示范性實施例得到25赫的基頻。但是，通過對PWM信號的適當調(diào)制，其結(jié)果將會導(dǎo)致工作點的優(yōu)化，也可以產(chǎn)生其它基頻(例如，
赫，30赫，40赫等)。這使效率、啟動轉(zhuǎn)矩和/或轉(zhuǎn)矩/轉(zhuǎn)速特性都得到進一步改善。
另外，可以在建議的控制方式和使用恒定PWM率的傳統(tǒng)控制之間切換。于是，也可以達到上列各項改善或以恒定的PWM率和大致呈正弦形的電流達到低噪聲操作。例如，在晚上或低轉(zhuǎn)速工作點下低噪聲操作可能是有用的。在利用相對較高的轉(zhuǎn)速的風(fēng)扇應(yīng)用的情況下，流動噪聲一般都比馬達噪聲明顯。于是，在這工作點下，利用所建議的控制系統(tǒng)來，例如，把功率消耗減到最小是有意義的。
但是，本發(fā)明并不限于采用0％或100％PWM數(shù)值的控制或三端雙向可控硅器件電路的模擬，而在事實上，它代表交流電源控制器作為變頻器使用的一般解決方案。為了改變基頻，不論PWM信號還是，直接地，交流電源控制器中功率開關(guān)導(dǎo)通和截止的時間都以周期循環(huán)的方法來控制。用這個方法可以達到的自由度可以用來優(yōu)化效率和啟動轉(zhuǎn)矩，減小聲學(xué)噪聲和/或改進EMC特性。
本發(fā)明并不限于所舉例說明的和所描述的示例性實施例，而是覆蓋對本發(fā)明的目的具有等效作用的所有配置。另外，本發(fā)明遠不限于權(quán)利要求1所定義的特征結(jié)合，它還可以由所有公開的所有特點中特定特點的任何其它希望有的結(jié)合來定義。這意味著，在原則上，權(quán)利要求1的實際上任何單個特點可以忽略和/或由申請書中某些其它點上公開的至少一個特點代替。在這個范圍內(nèi)，權(quán)利要求1只應(yīng)看作是本發(fā)明的初始形成意圖。
權(quán)利要求
1.一種用來控制交流馬達、尤其是電容馬達或罩極馬達轉(zhuǎn)速的系統(tǒng)，在這種情況下，連接在該馬達(M)上游的可控電子開關(guān)器件(2)由一個控制裝置(4)激勵，使得正弦輸入交流電壓(UN)用來產(chǎn)生馬達交流電壓(UM)，可以改變該交流電壓(UM)以便改變轉(zhuǎn)速，其中，以這樣一種方法設(shè)計控制裝置(4)，即，可以通過相位選通來改變所述馬達交流電壓(UM)的基頻和/或振幅。
2.權(quán)利要求1的系統(tǒng)，其特征在于可以通過使各個半周在相位選通過程中具有周期性地循環(huán)的觸發(fā)角來改變所述基頻和/或振幅。
3.權(quán)利要求1或2的系統(tǒng)，其特征在于所述控制裝置(4)使所述輸入正弦交流電壓(UN)的特定半周或整個周期完全截止，以便形成電壓隙(L)。
4.權(quán)利要求1至3中的一個的系統(tǒng)，其特征在于可以利用不同的相位選通角()來對依次出現(xiàn)的正和負電壓半周進行相位選通。
5.權(quán)利要求3或4的系統(tǒng)，其特征在于對于電壓隙(L)之后的各半周，第一半周的相位選通角(1)大于隨后的第二半周或隨后的各半周的相位選通角(2)，精確地說，尤其是采用這樣一種方法，即，以這種方法產(chǎn)生的從馬達交流電壓(UM)得到的馬達電流(IM)具有相對于零線基本上對稱的分布。
6.權(quán)利要求1至5中的一個的系統(tǒng)，其特征在于所述馬達電壓的所述基頻是所述電源頻率的1/4，1/3，1/2，2/3，或4/5。
7.權(quán)利要求1至6中的一個的系統(tǒng)，其特征在于所述控制裝置(4)隨著借助過零點檢測裝置(6)檢測到的所述輸入的交流電壓(UN)的過零點的變化而激勵所述開關(guān)器件(2)。
8.權(quán)利要求1至7中的一個的控制電容馬達用的系統(tǒng)，所述馬達具有主繞組(AW)和與其并聯(lián)并與電容(C)串聯(lián)的輔助繞組(HW)，其特征在于所述主繞組(AW)和所述輔助繞組(HW)由所述控制裝置(4)統(tǒng)一激勵。
9.權(quán)利要求1至7中的一個的控制電容馬達用的系統(tǒng)，所述馬達具有主繞組(AW)和與其并聯(lián)并與電容(C)串聯(lián)的輔助繞組(HW)，其特征在于所述主繞組(AW)和所述輔助繞組(HW)借助于單獨的功率開關(guān)由所述控制裝置(4)激勵。
10.權(quán)利要求1至9中的一個的系統(tǒng)，其特征在于所述電子開關(guān)器件(2)作為所述功率開關(guān)具有至少一個三端雙向可控硅開關(guān)器件或閘流管(10；10a，10b)，后者連接在所述馬達電路中并且其柵極(G；G1，G2)通過控制線(12)由控制裝置(4)以可變的觸發(fā)角模式激勵。
11.權(quán)利要求1至10中的一個的系統(tǒng)，其特征在于在所述控制裝置(4)和所述開關(guān)器件(2)之間連接驅(qū)動電路。
12.權(quán)利要求1至11中的一個的系統(tǒng)，其特征在于所述控制裝置(4)是微處理器、微控制器、數(shù)字信號處理器或ASIC。
13.權(quán)利要求1至12中的一個的系統(tǒng)，其特征在于所述控制裝置(4)具有存儲裝置，用來以表格形式儲存不同工作點用的各種觸發(fā)角模式。
14.權(quán)利要求1至13中的一個的系統(tǒng)，其特征在于它包括至少一個關(guān)于轉(zhuǎn)速和/或功率和/或溫度和/或空氣量和/或空氣壓力和/或空氣速度和/或空氣濕度和/或振動或顫動的傳感器，在這種情況下，所述控制裝置(4)在操作過程中通過評估所述傳感器信號而修改所述觸發(fā)角模式。
15.權(quán)利要求1至14中的一個的系統(tǒng)，其特征在于借助于適當?shù)剡x擇觸發(fā)角模式可以改變所述馬達的旋轉(zhuǎn)方向。
16.權(quán)利要求1至15中的一個的系統(tǒng)，其特征在于所述電子開關(guān)器件(2)是由交流電源控制器構(gòu)成的。
17.權(quán)利要求16的系統(tǒng)，其特征在于所述電子控制裝置(4)或者預(yù)設(shè)所述交流電源控制器的所述脈寬調(diào)制率，或者直接地控制所述功率開關(guān)的切換狀態(tài)。
18.權(quán)利要求16或17的系統(tǒng)，其特征在于所述控制裝置(4)可以在利用可變基頻的控制方式和純滑差控制之間變化。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種控制交流馬達、尤其是電容馬達或罩極馬達轉(zhuǎn)速的系統(tǒng)。在這種情況下,連接在馬達(M)上游的可控電子開關(guān)器件(2)由控制裝置(4)激勵,使得正弦輸入的交流電壓(U
文檔編號H02P25/04GK1248817SQ9912071
公開日2000年3月29日 申請日期1999年9月21日 優(yōu)先權(quán)日1998年9月21日
發(fā)明者A·萊爾克斯, J·克羅特希 申請人:埃布姆工廠股份有限公司