高功率因數(shù)臨界連續(xù)模式升降壓功率因數(shù)校正變換器的制造方法
【技術領域】
[0001] 本發(fā)明屬于電能變換裝置中的功率因數(shù)校正技術領域，特別是一種高功率因數(shù)臨 界連續(xù)模式升降壓功率因數(shù)校正變換器。
【背景技術】
[0002] 功率因數(shù)校正（PowerFactorCorrection,PFC)變換器可以減小輸入電流諧波， 提高輸入功率因數(shù)，已得到廣泛應用。PFC變換器分為有源和無源兩種方式，相對于無源方 式，有源功率因數(shù)校正具有輸入功率因數(shù)高、體積小、成本低等優(yōu)點。
[0003] 有源PFC變換器可以采用多種電路拓和控制方法，其中Buck-boost變換器是幾種 基本的變換器之一，根據(jù)電感電流是否連續(xù)，可將其分為三種工作模式：電感電流連續(xù)模式 (ContinuousCurrentMode,CCM)、電感電流臨界連續(xù)模式（CriticalContinuousCurrent Mode,CRM)和電感電流斷續(xù)模式（DiscontinuousCurrentMode,DCM)。
[0004] CRMBuck-boost變換器一般應用在中小功率場合，具有開關管零電流開通、升壓 二極管無反向恢復、PF高等特點，但其開關頻率隨輸入電壓和負載的變化而變化，電感和 EMI濾波器的設計較復雜。
【發(fā)明內(nèi)容】
[0005] 本發(fā)明的目的在于提供一種高功率因數(shù)臨界連續(xù)模式升降壓功率因數(shù)校正變換 器，通過引入輸入電壓前饋，提高功率因數(shù)。
[0006] 實現(xiàn)本發(fā)明目的的技術解決方案為：一種高功率因數(shù)臨界連續(xù)模式升降壓功率因 數(shù)校正變換器，包括Buck-boost變換器主功率電路、輸出電壓采樣隔離電路、控制驅(qū)動電 路和輸入電壓前饋電路，所述輸入電壓前饋電路包括輸入電壓采樣跟隨電路、輸出電壓采 樣跟隨電路、加法電路和除法電路；
[0007] 所述Buck-boost變換器主功率電路包括輸入交流電壓源vin、EMI濾波器、整流橋 RB、電感L、開關管Q、輸出二極管D、輸出濾波電容C。、檢測電阻心和負載Rw，其中輸入交流 電壓源vin與EMI濾波器的輸入端連接，EMI濾波器的輸出端與整流橋RB的輸入端連接，整 流橋RB的輸出負極為輸入?yún)⒖茧娢涣泓c，整流橋RB的輸出正極與電感L的一端連接，整流 橋RB的輸出負極為輸出參考電位零點，電感L的另一端分別與開關管Q的漏極和二極管D 的陽極連接，開關管Q的源極和檢測電阻R?的一端連接，檢測電阻Rcs的另一端接入輸入?yún)?考電位零點，輸出二極管D的陰極分別與輸出濾波電容C。和負載Rw的一端連接，輸出濾波 電容C。以及負載Rw的另一端均連接輸出參考電位零點；
[0008] 所述輸出電壓采樣隔離電路的輸入端與負載連接，輸出電壓采樣隔離電路的 輸出端分別與輸出電壓采樣跟隨電路的輸入端和控制驅(qū)動電路中控制芯片的1引腳連接， 輸入電壓采樣跟隨電路的輸入端與整流橋RB的輸出正極連接，輸入電壓采樣跟隨電路的 輸出端與加法電路的一個輸入端連接，輸出電壓米樣跟隨電路的輸出端分別與加法電路的 另一輸入端和除法電路的一個輸入端連接，加法電路的輸出端與除法電路的另一輸入端連 接，除法電路的輸出端與控制驅(qū)動電路中芯片的3腳連接，控制驅(qū)動電路中芯片的4引腳與 開關管Q的源極連接，控制驅(qū)動電路中芯片的7引腳與開關管Q的柵極連接。
[0009] 本發(fā)明與現(xiàn)有技術相比，其顯著優(yōu)點為：（1)具有高效率的特征；（2)將輸入功率 因數(shù)理論上提高至1，對于減小輸入電流諧波及抑制THD具有積極意義。
【附圖說明】
[0010] 圖1是Buck-boost變換器的原理示意圖。
[0011] 圖2是Buck-boost變換器電感電流的波形圖。
[0012] 圖3是本發(fā)明高功率因數(shù)臨界連續(xù)模式升降壓功率因數(shù)校正變換器的電路結構 示意圖。
【具體實施方式】
[0013] 下面結合附圖對本發(fā)明作出進一步詳細說明。
[0014] 1、理論推導：
[0015] 圖1是Buck-boost變換器主電路。
[0016] 定義輸入交流電壓的表達式為
[0017] vin(t) =Vmsin?t(1)
[0018] 其中Vm為輸入電壓峰值，《 = 2itfliM為輸入電壓角頻率，fliM為輸入電壓頻率。
[0019] 那么整流后的電壓vgs
[0020] vg=Vm|sin?t(2)
[0021] 圖2為兩個開關周期內(nèi)變換器的電感電流波形。當開關管Q導通時，二極管D截 止，電感L兩端的電壓為vg，其電流k由零開始以vg/L的斜率線性上升，那么kpk的峰值為
[0022]
(3)
[0023] 其中七。"為Q的導通時間，L為電感值。
[0024] 當Q關斷，電感L通過二極管D續(xù)流，此時L兩端的電壓為一V。，k以V。/1的斜率 從峰值iyk下降，其下降到零的時間t。"為
[0025]
(4)
[0026] 由于Buck-boost變換器工作在CRM模式，因此當二極管D的電流下降到零時，開 關管Q開通，開始新的開關周期。
[0027] 由式⑷可得占空比為
[0028] d(t) =ton/(ton+toff) =V0/(V0+Vm|sin?t|) (5)
[0029] 由式⑶和（5)，一個開關周期內(nèi)，電感電流的平均值kav為
[0030](6)
[0031] 那么，輸入電流iin為
[0032]
(7)
[0033] 由式⑴和式（7)，可以求出在半個工頻周期內(nèi)輸入功率的平均值Pin
[0034]
[0035] 假設變換器效率為100%，那么輸入功率Pin等于輸出功率P。，即Pin=P。。由式 (8)可得開羊管導誦時_t
[0036]
(9)
[0037]由式（9)，在傳統(tǒng)控制方式下，當輸入電壓一定時，〖"為一定值，即為定導通時間 控制。此時輸入電流，即式（7)為非正弦形式，功率因數(shù)不為1。
[0038] 若采用變導通時間控制，設變導通時間表達式為
[0039]
(10)
[0040] 其中t'"為比例系數(shù)。
[0041] 將式（10)代入式（7)，可得輸入電流為
[0042]
(11)[0043] 由式⑴和式（11)可推出變換器的輸入功率
[0044] (12)
[0045]
[0046] (13)
[0047] 將式（13)代入式（10)中，可得變導通時間表達式為
[0048]
(14)
[0049] 在此種控制方式下，輸入電流為
[0050]
(15)
[0051] 可見，輸入電流為正弦形式，輸入功率因數(shù)為1。本發(fā)明即采用式（14)所推導的變 導通時間控制策略。
[0052] 2、本發(fā)明高功率因數(shù)臨界連續(xù)模式升降壓功率因數(shù)校正變換器：
[0053] 結合圖3,整流后的電壓vg經(jīng)電阻R5和電阻R6分壓可得A點電壓vA = kvgVjsin? 11，這里kvg是分壓系數(shù)。輸出電壓V。經(jīng)隔離電路以及電阻R#口電阻R8分壓可 得B點電壓vB=kvgV。。vgvB接入加法電路，則輸出為vc=kvg(X+Vm|sinw11)。v#vc 接入除法電路，除法電路輸出vz= (VjVmlsinotDW。。vz即為變導通時間變化函數(shù)，接 入控制芯片L6561，L6561即可按照此變化規(guī)律控制開關管Q工作。具體電路如下：
[0054] 本發(fā)明的高功率因數(shù)臨界連續(xù)模式升降壓功率因數(shù)校正變換器，包括Buck-boost 變換器主功率電路1、輸出電壓采樣隔離電路2、控制驅(qū)動電路7和輸入電壓前饋電路，所述 輸入電壓前饋電路包括輸入電壓采樣跟隨電路3、輸出電壓采樣跟隨電路4、加法電路5和 除法電路6 ;
[0055] 所述Buck-boost變換器主功率電路1包括輸入交流電壓源vin、EMI濾波器、整流 橋RB、電感L、開關管Q、輸出二極管D、輸出濾波電容C。、檢測電阻MP負載Rw，其中輸入交 流電壓源vin與EMI濾波器的輸入端連接，EMI濾波器的輸出端與整流橋RB的輸入端連接， 整流橋RB的輸出負極為輸入?yún)⒖茧娢涣泓c，整流橋RB的輸出正極與電感L的一端連接，整 流橋RB的輸出負極為輸出參考電位零點，電感L的另一端分別與開關管Q的漏極和二極管 D的陽極連接，開關管Q的源極和檢測電阻Rcs的一端連接，檢測電阻RK的另一端接入輸入 參考電位零點，輸出二極管D的陰極分別與輸出濾波電容C。和負載Rw的一端連接，輸出濾 波電容C。以及負載的另一端均連接輸出參考電位零點；
[0056] 所述輸出電壓采樣隔離電路2的輸入端與負載Ru連接，輸出電壓采樣隔離電路2 的輸出端分別與輸出電壓采樣跟隨電路4的輸入端和控制驅(qū)動電路7中控制芯片的1引腳 連接，輸入電壓采樣跟隨電路3的輸入端與整流橋RB的輸出正極連接，輸入電壓采樣跟隨 電路3的輸出端與加法電路5的一個輸入端連接，輸出電壓米樣跟隨電路4的輸出端分別 與加法電路5的另一輸入端和除法電路6的一個輸入端連