析得實(shí)際 開關(guān)周期與預(yù)定周期的差距為二分之一諧振周期。由于圖中所示延遲時間大于四分之一諧 振周期，Countvally在Vzvs_comp為高電平時計(jì)數(shù)，低電平時清零，當(dāng)Countvally等與四 分之三諧振周期減去延遲時間Td時，DUTY信號翻轉(zhuǎn)為高電平，經(jīng)過延遲時間Td后，開關(guān)管 在谷底導(dǎo)通。所以谷底導(dǎo)通的約束條件為如下公式，其中Tsl為預(yù)定周期，T0為諧振周期。 當(dāng)滿足公式條件時，DUTY信號翻轉(zhuǎn)，即可使開關(guān)管在距離預(yù)定周期最近的一個谷底導(dǎo)通，導(dǎo) 通瞬間CountTs的值即為實(shí)際開關(guān)周期：
[0047]
[0048]
[0049] 圖7是本發(fā)明對于延遲對原邊峰值電流的影響進(jìn)行補(bǔ)償?shù)牟ㄐ螆D。如圖所示， Isense表示的是Res上的電壓波形，comp表示的是電流環(huán)比較器的波形。開關(guān)導(dǎo)通后，峰 值電流逐漸增大，Res上的電壓也逐漸增大，當(dāng)采樣電阻上的電壓增大至Vpeakl時，比較器 翻轉(zhuǎn)，此時RS觸發(fā)器翻轉(zhuǎn)至低電平。但是由于開關(guān)延遲，峰值電流會繼續(xù)上升，直至Vpeak。 Vpeak和Vpeakl的關(guān)系如以下公式所示。Ton可以通過計(jì)數(shù)DUTY信號的高電平的時間得 至IJ，延遲時間Td的大小與柵極驅(qū)動器以及開關(guān)管的寄生電容有關(guān)，由開關(guān)延遲造成的原邊 峰值電流不準(zhǔn)確通過下面公式來補(bǔ)償：
[0050]
[0051] 由公式可知，Ton越小，由延遲帶來的峰值電流的誤差就越大。在PWM模式下，導(dǎo) 通時間隨著負(fù)載的降低而減小，所以輸出電流隨著負(fù)載的降低偏離額定電流越來越大。在 PFM模式下，導(dǎo)通時間保持不變，輸出電流偏離額定電流也保持不變。這也是為何在電阻較 大時采用PFM模式恒流的原因。
[0052] 圖8是本發(fā)明三種補(bǔ)償策略以及采用PI補(bǔ)償方式使輸出電流穩(wěn)定的算法流程圖。 如圖所示，Vzvs_comp是采樣電壓與零電壓比較的波形，由Vzvs_comp得到T0_2和T2_3,即 可計(jì)算得到Tr。谷底導(dǎo)通控制模塊在谷底時產(chǎn)生短暫的脈沖使RS觸發(fā)器置位，即使開關(guān) 管導(dǎo)通，同時記錄下周期Ts。Comp波形是峰值電流比較器的輸出，當(dāng)Comp為高時，RS觸發(fā) 器清零，開關(guān)管關(guān)斷。電流估算模塊根據(jù)圖4描述中，能量守恒公式估算輸出電流，數(shù)字PI 控制模塊接受反饋電流，PWM/PFM模塊根據(jù)PI的輸出選擇模式，并輸出峰值電流Vpeak和 預(yù)設(shè)Ts。Vpeak經(jīng)過延遲補(bǔ)償模塊得到Vpeakl，再輸出。延遲補(bǔ)償模塊同時接受導(dǎo)通時間 Ton〇
[0053] 圖9為本發(fā)明加入補(bǔ)償和不加補(bǔ)償?shù)暮懔骶确抡鎸Ρ葓D。使用Matlab和 Modelsim對算法進(jìn)行混合仿真。測試條件如下，開關(guān)延遲時間為350ns，諧振周期為 1550ns，開關(guān)頻率最大為70Khz，負(fù)載大小為1~5歐姆，輸出額定電流為1A。如圖所示，加 入所有補(bǔ)償?shù)臈l件下，恒流精度在±2%以內(nèi)，不加谷底導(dǎo)通（QR)補(bǔ)償，恒流精度在±4% 以內(nèi)，不加復(fù)位時間（TR)補(bǔ)償，恒流精度在±6%以內(nèi)，不加延遲時間（Td)補(bǔ)償，恒流精度 在±19%以內(nèi)。因此每個補(bǔ)償?shù)募尤攵加欣诤懔骶鹊奶岣?。谷底?dǎo)通對恒流精度的影 響是隨機(jī)，并沒有特定的規(guī)律，數(shù)據(jù)上顯示的是電流在1A上下浮動。復(fù)位時間對恒流精度 的影響隨著負(fù)載的增大而變大，5歐姆時電流偏離1A最多。重載時工作在PWM模式下，延遲 時間對電流精度的影響隨著負(fù)載的降低而增大。輕載時工作在PFM模式下，延遲時間對電 流精度的影響保持不變。在1歐姆和2歐姆時電流偏離1A最多。
[0054]圖10是加入補(bǔ)償和不加補(bǔ)償精度測試對比圖。對本發(fā)明的理論分析和仿真結(jié) 果進(jìn)行了驗(yàn)證，利用FPGA和系統(tǒng)板對控制算法進(jìn)行了測試。測試條件如下，開關(guān)延遲為 325ns，諧振周期為1400ns，負(fù)載大小為1~5歐姆，輸出額定電流為1A。測試的結(jié)果與仿 真結(jié)果基本類似，不加開關(guān)延遲補(bǔ)償導(dǎo)致輸出電流偏大，不加復(fù)位時間補(bǔ)償導(dǎo)致輸出電流 偏小，不加谷底導(dǎo)通補(bǔ)償導(dǎo)致輸出電流上下波動更大，所有補(bǔ)償全部加入時的電流精度達(dá) 到最尚。
[0055] 從以下討論應(yīng)當(dāng)注意的是，這里所公開的結(jié)構(gòu)和方法的可替換實(shí)施例將容易被識 別為在不背離本公開的原則的情況下可能被利用的可行的替換物。
[0056] 現(xiàn)在將詳細(xì)參考本公開的若干實(shí)施例，其示例在附圖中進(jìn)行圖示。注意到，只要可 行，可以在圖中使用相似或相同附圖標(biāo)記并且其可以指示相似或相同的功能。附圖僅出于 說明的目的描繪本公開的實(shí)施例。本領(lǐng)域技術(shù)人員從以下描述將會容易地認(rèn)識到，并不背 離這里所描述實(shí)施例的原則的情況下可以采用這里所圖示的結(jié)構(gòu)和方法的可替換實(shí)施例。
【主權(quán)項(xiàng)】
1. 一種原邊反饋反激式電源變換器輸出電流的恒流控制系統(tǒng)，在原邊反饋主拓?fù)浣Y(jié)構(gòu) 下，通過對原邊輔助繞組上的電阻分壓進(jìn)行采樣得到復(fù)位時間Tr，即副邊電流從峰值降為 零的時間，根據(jù)復(fù)位時間Tr進(jìn)行模式判斷后，經(jīng)過電流估算，計(jì)算出當(dāng)前的輸出電流，進(jìn)而 得到使輸出電流恒定所需要的原邊峰值電壓Vpeak和開關(guān)周期Ts，最后通過驅(qū)動模塊得到 調(diào)控開關(guān)電源主開關(guān)管的PWM波形，實(shí)現(xiàn)恒流輸出； 其特征在于：對采樣得到的開關(guān)周期Ts和復(fù)位時間Tr分別進(jìn)行了補(bǔ)償修正，同時引 入了原邊峰值電流補(bǔ)償并結(jié)合PI補(bǔ)償?shù)奶幚韺?shí)現(xiàn)恒流逼近，最終使恒流精度得到提高；包 括復(fù)位時間Tr補(bǔ)償模塊、開關(guān)周期Ts補(bǔ)償模塊、電流估算模塊、恒流處理模塊、模式選擇模 塊、原邊峰值電流補(bǔ)償模塊和PWM驅(qū)動模塊，其中： 復(fù)位時間Tr補(bǔ)償模塊，對原邊輔助繞組上的電阻分壓進(jìn)行采樣得到復(fù)位時間Tr進(jìn)行 補(bǔ)償處理，得到實(shí)際復(fù)位時間Tr，傳遞給電流估算模塊； 開關(guān)周期Ts補(bǔ)償模塊，接收由原邊輔助繞組采集得到的輸出波形，通過搜索最近的谷 底，去掉延遲時間Td的影響，得到實(shí)際的Ts值； 電流估算模塊，接收經(jīng)過復(fù)位時間Tr補(bǔ)償模塊處理后得到的實(shí)際的復(fù)位時間Tr和開 關(guān)周期Ts，運(yùn)用模式選擇模塊給出的當(dāng)前的原邊峰值電流信息Vpeak，通過計(jì)算得到上一 周期的輸出電流Ifb，傳遞給恒流處理模塊； 恒流處理模塊，接收由電流估算模塊得到的上周期的輸出電流Ifb，通過與參考電流值 Iref比較，得到的誤差值經(jīng)過數(shù)字PI補(bǔ)償，輸出給模式選擇模塊； 模式選擇模塊，接收由恒流處理模塊得到的信息，根據(jù)PI補(bǔ)償?shù)闹祦磉x擇控制模式為 PWM模式或者PFM模式，計(jì)算該模式下調(diào)節(jié)下一個周期占空比的峰值電流信號量Vpeak和開 關(guān)周期Ts，并將它們分別傳遞給Ts補(bǔ)償模和原邊峰值電流補(bǔ)償模塊； 原邊峰值電流補(bǔ)償模塊，接收由模式選擇模塊輸出的峰值電流信號量Vpeak，結(jié)合由占 空比值DUTY計(jì)算得到采樣導(dǎo)通時間Ton，進(jìn)一步計(jì)算補(bǔ)償延遲時間Td，得到限定峰值電流 值Vpeakl輸出給峰值電流比較器，峰值電流比較器將限定峰值電流值Vpeakl與采樣得到 的原邊峰值電流進(jìn)行比較，比較結(jié)果輸出給RS觸發(fā)器的復(fù)位端R，RS觸發(fā)器的置位端S受 開關(guān)周期Ts補(bǔ)償模塊輸出的實(shí)際開關(guān)周期Ts控制； PffM驅(qū)動模塊，接收RS觸發(fā)器的輸出信號得到PffM占空比值，經(jīng)過加強(qiáng)后直接輸出到開 關(guān)電源主開關(guān)管的柵極，調(diào)節(jié)下一周期的開關(guān)狀態(tài)。
【專利摘要】本發(fā)明公開了一種原邊反饋反激式電源變換器輸出電流的恒流控制系統(tǒng)，在傳統(tǒng)恒流控制策略的基礎(chǔ)上增加了Ts補(bǔ)償、Tr補(bǔ)償以及原邊峰值電流補(bǔ)償，同時還結(jié)合了數(shù)字PI補(bǔ)償?shù)暮懔魈幚恚⒉捎昧薖WM和PFM兩種模式控制，不考慮一些補(bǔ)償時，在PWM模式下，導(dǎo)通時間隨著負(fù)載的降低而減小，所以輸出電流隨著負(fù)載的降低偏離額定電流越來越大。而在PFM模式下，導(dǎo)通時間保持不變，輸出電流偏離額定電流仍然保持不變。本發(fā)明最終能夠得到恒流精度為±2％的效果，從而提高了反激式變換器的恒流特性。
【IPC分類】H02M3/335
【公開號】CN105006973
【申請?zhí)枴緾N201510423030
【發(fā)明人】孫偉鋒, 沈乾, 張曉明, 王沖, 徐申, 陸生禮, 時龍興
【申請人】東南大學(xué)
【公開日】2015年10月28日
【申請日】2015年7月17日