一種基于輸出反饋解耦的pwm變流器低開關(guān)頻率控制方法
【技術(shù)領(lǐng)域】
[0001] 本發(fā)明涉及一種PWM變流器控制方法，特別是一種基于輸出反饋解耦的PWM變流 器低開關(guān)頻率控制方法。
【背景技術(shù)】
[0002] PWM變流器具有較高的電能轉(zhuǎn)換效率，可實現(xiàn)功率雙向流動，已被廣泛地應(yīng)用在金 屬乳制、礦井提升、船舶推進、機車牽引等領(lǐng)域。但隨著器件電壓升高、功率加大，開關(guān)損耗 隨之增加，為提高裝置的輸出功率，可降低功率器件的開關(guān)頻率。當(dāng)開關(guān)頻率降低時，采樣 延時以及PWM發(fā)波延時在dq坐標(biāo)系下控制時會引入嚴(yán)重的交叉耦合，而常規(guī)的前饋解耦已 無法滿足系統(tǒng)的動態(tài)解耦需求。因此，低開關(guān)頻率下PWM變流器的高性能控制問題亟需解 決。
[0003] 目前，針對該問題的解決方法有：PI調(diào)節(jié)器參數(shù)的整定、在靜止坐標(biāo)系下采用PR 調(diào)節(jié)器、在靜止坐標(biāo)系下采用模型預(yù)測控制、在旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下采用串聯(lián)解耦控制器。PI調(diào)節(jié) 器參數(shù)的整定提高了系統(tǒng)的動態(tài)性能，但該方法在旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下進行控制并沒有消除系統(tǒng) 的耦合。在靜止坐標(biāo)系下采用PR調(diào)節(jié)器，此時耦合問題將不存在，但其動態(tài)性能無法與帶 解耦環(huán)節(jié)的PI調(diào)節(jié)器相媲美。在靜止坐標(biāo)系下采用模型預(yù)測控制，同樣不存在耦合，但該 方法存在開關(guān)頻率波動的問題。在旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下采用串聯(lián)解耦控制器，消除了系統(tǒng)的耦合， 但該方法采用串聯(lián)零極點對消，依賴于系統(tǒng)的參數(shù)。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0004] 本發(fā)明的目的是：針對現(xiàn)有技術(shù)不足，提供一種基于輸出反饋解耦的PWM變流器 低開關(guān)頻率控制方法，解決在低開關(guān)頻率時由于延時導(dǎo)致系統(tǒng)耦合嚴(yán)重的問題，提高系統(tǒng) 的控制性能。
[0005] 本發(fā)明的目的是這樣實現(xiàn)的：該低開關(guān)頻率下PWM變流器控制方法包括七個步 驟：1、電網(wǎng)電壓、網(wǎng)側(cè)電流采樣及Clark變換；2、電網(wǎng)電壓矢量角的獲取并對電網(wǎng)電壓、網(wǎng) 側(cè)電流進行Park變換；3、直流側(cè)電容電壓采樣及定直流電壓外環(huán)控制；4、電流內(nèi)環(huán)控制； 5、輸出反饋解耦及解耦補償電壓的獲?。?、調(diào)制電壓的獲?。?、PWM信號的產(chǎn)生；
[0006] 具體步驟如下：
[0007] 步驟一、采樣三相電網(wǎng)電壓ea、eb、e。和網(wǎng)側(cè)電流i a、ib、i。，經(jīng)過Clark變換分別得 到兩相靜止坐標(biāo)系下電網(wǎng)電壓e。、ee和網(wǎng)側(cè)電流i。、ie;
[0008] 步驟二、通過鎖相環(huán)（7)獲得電網(wǎng)電壓矢量角Θ，利用電壓矢量角Θ對兩相靜止 坐標(biāo)系下電網(wǎng)電壓ea、ep及網(wǎng)側(cè)電流i α、ip進行Park變換，得到同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下電網(wǎng) 電壓的d、q分量ed、eq和網(wǎng)側(cè)電流的d、q分量i d、iq;
[0009] 步驟三、采樣直流側(cè)電容電壓ud。，通過定直流電壓外環(huán)控制單元（8)得到網(wǎng)側(cè)電 流d軸分量的給定值^ ,并且把網(wǎng)側(cè)電流q軸分量的給定值<設(shè)為0 ;
[0010] 步驟四、由電流內(nèi)環(huán)控制單元（10)得到PI調(diào)節(jié)器輸出參考電壓的d、q分量和 "Oij ;
[0011] 步驟五、將由步驟2得到的網(wǎng)側(cè)電流的d、q分量id、iq，送給輸出反饋解耦單元 (9)，從而得到解耦補償電壓d、q分量Uc]fd、Uc]fq;
[0012] 步驟六、電網(wǎng)電壓ed、eq減去由步驟5得到解耦補償電壓u咖、、，再減去步驟4得 至_'和<得到調(diào)制電壓的d、q分量g和心調(diào)制電壓乂和<經(jīng)過Park反變換和Clark反 變換得到最終的調(diào)制電壓《_】、_Μ:Γ;
[0013] 步驟七、采用空間矢量脈寬調(diào)制（11)得到驅(qū)動PWM變流器橋臂的功率器件控制信 ^ ^abc °
[0014] 所述電網(wǎng)電壓、網(wǎng)側(cè)電流采樣及Clark變換的過程：
[0015] 步驟1. 1利用交流網(wǎng)側(cè)的電壓傳感器通過A/D轉(zhuǎn)換采樣三相電網(wǎng)電壓ea、eb、ec， 并通過Clark變換得到兩相靜止坐標(biāo)系下電網(wǎng)電壓ea、e{!;
[0016] 步驟1.2利用交流網(wǎng)側(cè)的電流傳感器通過A/D轉(zhuǎn)換采樣電網(wǎng)側(cè)電流ia、i b、i。，并 通過Clark變換得到兩相靜止坐標(biāo)系下網(wǎng)側(cè)電流i α、i e。
[0017] 所述電網(wǎng)電壓矢量角的獲取并對電網(wǎng)電壓、網(wǎng)側(cè)電流進行Park變換過程：
[0018] 步驟2. 1利用鎖相環(huán)（7)反饋得到的電網(wǎng)電壓矢量角Θ，對兩相靜止坐標(biāo)系下電 網(wǎng)電壓ea、ep進行Park變換，得到同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下電網(wǎng)電壓的d、q分量e d、eq;
[0019] 步驟2. 2將給定量4(0￥)與檢測得到的電網(wǎng)電壓q軸分量eq相減，通過PI調(diào)節(jié) 器，再加上角速度314rad/s，通過一個積分器后以2 π取模，得到電網(wǎng)電壓矢量角Θ ;
[0020] 步驟2. 3利用步驟2. 2得到的電壓矢量角Θ對兩相靜止坐標(biāo)系下網(wǎng)側(cè)電流i α、 ip進行Park變換，得到同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下網(wǎng)側(cè)電流的d、q分量i d、iq。
[0021] 所述直流側(cè)電容電壓采樣及定直流電壓外環(huán)控制過程：
[0022] 步驟3. 1利用直流側(cè)電壓傳感器通過A/D轉(zhuǎn)換采樣得到直流側(cè)電容電壓ud。；
[0023] 步驟3. 2用直流電壓的給定值'減去步驟3. 1得到的直流側(cè)電容電壓叫。，經(jīng)過PI 調(diào)節(jié)器得到同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下網(wǎng)側(cè)電流d軸分量的給定值
[0024] 步驟3. 3網(wǎng)側(cè)電流q軸分量的給定值?〖設(shè)為0。
[0025] 所述電流內(nèi)環(huán)控制過程：
[0026] 步驟4. 1將由步驟3. 2得到網(wǎng)側(cè)電流的d軸分量的給定值減去由步驟2. 2得到 網(wǎng)側(cè)電流的d軸分量id，經(jīng)過PI調(diào)節(jié)器得到PI調(diào)節(jié)器輸出參考電壓的d軸分量Η:
[0027] 步驟4. 2將由步驟3. 3得到網(wǎng)側(cè)電流的q軸分量的給定值《減去由步驟2. 2得到 網(wǎng)側(cè)電流的q軸分量iq，經(jīng)過PI調(diào)節(jié)器得到PI調(diào)節(jié)器輸出參考電壓的q軸分量乂<!。
[0028] 所述輸出反饋解耦及解耦補償電壓的獲取的過程：
[0029] 步驟5. 1將由步驟2. 2得到的同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下網(wǎng)側(cè)電流的d、q分量id、iq送給 輸出反饋解親單元（9)，從而得到解親補償電壓d、q分量ιι^、ιι_。
[0030] 所述調(diào)制電壓的獲取過程：
[0031] 步驟6. 1將由步驟2. 1得到的電網(wǎng)電壓ed、eq先減去由步驟5. 2得到的解耦補償 電壓u# 11_，再減去由步驟4獲得的心_、<，得到調(diào)制電壓的d、q分量《〗和< ;
[0032] 步驟6. 2將由步驟6. 1得到的以和4經(jīng)過Park反變換得到兩相靜止坐標(biāo)系下的控 制電壓和》^
[0033] 步驟6. 3將由步驟6. 2得到的控制電壓'和<，經(jīng)過Clark反變換得到終的調(diào)制電 ΠΤ * 米 . \U'% > Uc :q
[0034] 所述PWM信號的產(chǎn)生過程：
[0035] 步驟7. 1采用空間矢量脈寬調(diào)制（SVPWM)得到驅(qū)動PWM變流器橋臂的功率器件控 制信號sab。。
[0036] 有益效果，由于采用了上述方案，該方法采用雙閉環(huán)控制，鎖相環(huán)單元獲得電網(wǎng)電 壓矢量角Θ以實現(xiàn)坐標(biāo)變換；電壓外環(huán)控制PWM變流器直流側(cè)電容電壓，其輸出得到的網(wǎng) 偵_流d軸的給定值'與網(wǎng)側(cè)電流q軸給定值<共同作為電流內(nèi)環(huán)的輸入；電網(wǎng)電壓ed、eq先減去電流內(nèi)環(huán)得到的參考電壓和w；；，再減去輸出反饋解耦單元得到的解耦補償電壓 u^、urfq，其結(jié)果作為調(diào)制電壓&和 最后由空間矢量脈寬調(diào)制得到驅(qū)動變流器的功率器 件控制信號sab。。
[0037] 優(yōu)點：本發(fā)明的輸出反饋解耦單元，能在低開關(guān)頻率時消除由于延時引起的系統(tǒng) 耦合，在系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)、負(fù)載突變以及電壓突變情況下都能取得較好的解耦控制，提高了系統(tǒng)的 控制性能。
【附圖說明】
[0038] 圖1為本發(fā)明的基于輸出反饋解耦的PWM變流器控制結(jié)構(gòu)。
[0039] 圖2為本發(fā)明的輸出反饋解耦結(jié)構(gòu)圖。
[0040] 圖3為本發(fā)明的電流控制系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)圖。
[0041] 圖4為本發(fā)明的兩電平PWM變流器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖。
[0042] 圖5為本發(fā)明的開關(guān)頻率fsw= 1kHz時，G。(s)和G'。(s)的主通道和耦合通道的 頻率特性。
[0043] 圖6為本發(fā)明的輸出反饋控制策略下的穩(wěn)態(tài)波形圖。
[0044] 圖7(al)為本發(fā)明當(dāng)負(fù)載從35Ω突變到25Ω時直流側(cè)電容電壓ud。和電流i d、iq波形圖。
[0045] 圖7(bl)為本發(fā)明當(dāng)直流側(cè)電壓從97V突變到117V時直流側(cè)電容電壓ud。和電流 id、iq波形圖。
[0046] 圖8 (al)為本發(fā)明在開關(guān)頻率為800Hz時，直流側(cè)電容電壓ud。、電流id、iq波形圖。
[0047] 圖8 (a2)為本發(fā)明在開關(guān)頻率為500Hz時，直流側(cè)電容電壓udc、電流id、iq波形圖。
[0048] 圖8 (bl)為本發(fā)明在開關(guān)