用于負載調(diào)制通信接收機架構(gòu)的電流表的制作方法
【專利摘要】隔離開關(guān)功率變換器的次級側(cè)的負載裝置通過根據(jù)特定的預定義定時模式對負載電流進行調(diào)制來將數(shù)字消息傳送至初級側(cè)控制器。由初級側(cè)控制器檢測負載電流調(diào)制，并且基于預定義定時模式解碼數(shù)字消息。負載裝置可以對數(shù)字消息進行編碼，以控制初級側(cè)控制器以與負載裝置兼容的特定模式進行操作。
【專利說明】用于負載調(diào)制通信接收機架構(gòu)的電流表
[0001] 相關(guān)申請
[0002] 本申請要求于 2013 年 12 月26 日提交的 Jonh William Kesterson 和 Andrey Malinin的題為('Current Meter for Load Modulation Communication Receiver Architecture"的美國臨時專利申請第61/920，997號、W及于2014年12月9日提交的化nh William Kesterson和Andrey Malinin的題為('Current Meter for Load Modulation Communication Receiver Architecture"的美國發(fā)明專利申請第14/565,OlO號的優(yōu)先權(quán)， 通過引用將上述申請的內(nèi)容合并到本文中。
【背景技術(shù)】
[0003] 1.技術(shù)領(lǐng)域
[0004] 所公開的實施方式一般設(shè)及開關(guān)模式功率變換器，并且更具體地，設(shè)及便于從禪 接至電源的次級側(cè)的負載裝置到初級側(cè)控制器的通信的開關(guān)模式功率變換器。
[0005] 2.相關(guān)技術(shù)的描述
[0006] 在諸如反激式功率變換器的常規(guī)隔離開關(guān)電源中，位于電源的初級側(cè)的開關(guān)控制 器通過基于表示輸出功率、輸出電壓和/或輸出電流的一個或更多個反饋信號控制開關(guān)的 導通時間和關(guān)斷時間來調(diào)節(jié)到負載的電力。通常期望將消息從負載裝置傳送至初級側(cè)控制 器，使得負載裝置能夠傳送要由功率變換器提供的期望電壓、電流或操作模式。在通過標準 的通用串行總線化SB)電纜分配電力的裝置中，存在不同的常規(guī)通信方法。一些常規(guī)系統(tǒng)依 賴于在協(xié)商階段期間通過USB的D+/D-數(shù)據(jù)線進行的通信，其中，在協(xié)商階段，電力輸送方法 能夠被改變成不同的模式。然而，通常不期望使用D+/D-線，運是因為將運些線連接成除了 它們的常規(guī)高速通信路徑W外的任何路徑可能會影響比特誤碼率。使用D+/D-數(shù)據(jù)線傳送 操作模式信息的另一缺點是運種解決方案通常需要充電器/適配器的次級側(cè)存在通信集成 電路，從而增加了系統(tǒng)的總成本。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0007] 開關(guān)功率變換器基于由電子裝置生成的數(shù)字消息向電子裝置提供電力。電子裝置 通過根據(jù)預定義模式調(diào)制針對電子裝置的負載電流來生成數(shù)字消息。變壓器將禪接至電子 裝置的開關(guān)功率變換器的次級側(cè)與初級側(cè)電隔離。負載電流檢測器獲得表示針對電子裝置 的輸出電壓的初級側(cè)電壓感測信號的樣本W(wǎng)及表示初級側(cè)電流的電流感測信號的樣本。電 壓感測信號和電流感測信號基于針對電子裝置的經(jīng)調(diào)制的負載電流而變化。負載電流檢測 器生成表示針對電子裝置的經(jīng)調(diào)制的電流的波形的負載電流信號。數(shù)字解碼器解碼負載電 流信號，W恢復由電子裝置編碼的數(shù)字消息。功率控制器控制開關(guān)的切換，W基于電壓感測 信號、電流感測信號和數(shù)字消息來控制針對電子裝置的輸出電壓和輸出電流中的至少一 個。
[000引說明書中所描述的特征和優(yōu)點并不是無所不包的，并且特別地，在考慮附圖、說明 書和權(quán)利要求書的情況下，本領(lǐng)域普通技術(shù)人員將會明白許多另外的特征和優(yōu)點。此外，應 當注意的是，本說明書中所使用的用語主要被選擇成用于可讀性和指導目的，并且可W不 被選擇成劃定或限制發(fā)明主題。
【附圖說明】
[0009] 結(jié)合附圖，通過考慮W下詳細描述能夠容易地理解本發(fā)明的實施方式的教導。
[0010] 圖1圖示出開關(guān)功率變換器的實施方式。
[0011] 圖2圖示出具有次級控制器的開關(guān)功率變換器的實施方式。
[0012] 圖3圖示出表示通過對負載電流進行調(diào)制而編碼的數(shù)字消息的波形。
[0013] 圖4圖示出用于檢測開關(guān)功率變換器中的數(shù)字消息的初級側(cè)控制器的實施方式。
[0014] 圖5圖示出當傳送數(shù)字消息時在開關(guān)功率變換器的操作期間出現(xiàn)的各個信號的示 例波形。
[0015] 圖6圖示出開關(guān)功率變換器的次級側(cè)的實施方式。
[0016] 圖7圖示出用于開關(guān)功率變換器中的初級側(cè)控制器的負載電流檢測邏輯的示例實 施方式。
[0017] 圖8圖示出開關(guān)功率變換器的輸出電流的示例波形。
[0018] 圖9圖示出用于開關(guān)功率變換器中的初級側(cè)控制器的負載電流檢測邏輯的更加詳 細的圖示。
[0019] 圖10圖示出用于開關(guān)功率變換器中的初級側(cè)控制器的負載電流檢測邏輯的另一 實施方式。
[0020] 圖11圖示出用于開關(guān)功率變換器中的初級側(cè)控制器中的數(shù)字解碼器的示例邏輯。
[0021] 圖12圖示出與開關(guān)功率變換器中的初級側(cè)控制器中的數(shù)字解碼器的操作相關(guān)聯(lián) 的示例波形。
[0022] 圖13圖示出與開關(guān)功率變換器中的初級側(cè)控制器中的數(shù)字解碼器的操作相關(guān)聯(lián) 的另外的示例波形。
[0023] 圖14圖示出與開關(guān)功率變換器中的初級側(cè)控制器中的數(shù)字解碼器的操作相關(guān)聯(lián) 的狀態(tài)機的示例實施方式。
【具體實施方式】
[0024] 說明書中所描述的特征和優(yōu)點并不是無所不包的，并且特別地，在考慮附圖、說明 書和權(quán)利要求書的情況下，本領(lǐng)域普通技術(shù)人員將會明白許多另外的特征和優(yōu)點。此外，應 當注意的是，本說明書中所使用的用語主要被選擇成用于可讀性和指導目的，并且可W不 被選擇成劃定或限制發(fā)明主題。
[0025] 附圖和W下描述僅通過說明的方式設(shè)及本發(fā)明的優(yōu)選實施方式。應當理解的是， 根據(jù)W下論述，本文所公開的結(jié)構(gòu)和方法的替選實施方式將容易被認為可W在不偏離本發(fā) 明的原理的情況下使用的可行替選方案。
[0026] 現(xiàn)在將詳細地參考本發(fā)明的若干實施方式，其中，在附圖中圖示出本發(fā)明的若干 實施方式的示例。注意到，只要可行，就可W在附圖中使用相似或相同的附圖標記，并且相 似或相同的附圖標記可W指示相似或相同的功能。附圖僅出于說明的目的而描繪了本發(fā)明 的實施方式。本領(lǐng)域技術(shù)人員根據(jù)W下描述將會容易地認識到可W在不偏離本文所描述的 本發(fā)明的原理的情況下使用本文所說明的結(jié)構(gòu)和方法的替選實施方式。
[0027] 隔離開關(guān)功率變換器的次級側(cè)的負載裝置通過根據(jù)特定的預定義定時模式調(diào)制 負載電流而將數(shù)字消息傳送至初級側(cè)控制器。由初級側(cè)控制器檢測負載電流調(diào)制，并且基 于預定義定時模式對數(shù)字消息進行解碼。負載裝置可W對數(shù)字消息進行編碼，W控制初級 側(cè)控制器W與負載裝置兼容的特定模式進行操作。在一個實施方式中，在功率變換器經(jīng)由 USB電纜禪接至負載裝置的情況下，可W通過向負載裝置提供電力的Vbus線路來傳輸數(shù)字 消息。
[0028] 圖1是圖示出開關(guān)功率變換器100(例如，初級側(cè)反激式開關(guān)功率變換器)的實施方 式的電路圖。開關(guān)功率變換器100經(jīng)由Vdd連接器132和接地(GND)連接器134向負載裝置121 提供電力。在USB控制器的情況下，Vdd連接器132和GND連接器134可W分別對應于標準USB 連接器輸出管腳的Vbus和GND線路。除其他部件W外，開關(guān)功率變換器100還包括:具有初級 繞組化、次級繞組化和輔助繞組Na的變壓器Tl;開關(guān)104(例如，晶體管）；初級側(cè)控制器102; 輸出整流二極管Dl;電阻器Rl、R2、R3; W及輸出濾波電容器Cl。
[0029] 輸入電壓(Vin)IOS,通常為經(jīng)整流的AC電壓被輸入到功率變換器100。初級側(cè)控制 器102使用具有導通時間（Ton)和關(guān)斷時間（Toff)的開關(guān)控制信號106來控制開關(guān)104的導通 狀態(tài)和關(guān)斷狀態(tài)。當開關(guān)104在其導通時間期間導通時，能量被存儲在變壓器Tl的初級側(cè)繞 組化中。次級繞組Ns兩端的電壓為負，并且二極管Dl被反向偏置，從而阻斷向負載裝置121 傳遞能量。在該狀態(tài)下，能量經(jīng)由電容器Cl提供至負載裝置121。當開關(guān)104關(guān)斷時，存儲在 變壓器Tl的初級繞組化中的能量被釋放到變壓器Tl的次級繞組Ns。二極管Dl變成正向偏 置，從而能夠?qū)⒋鎯υ谧儔浩鱐l中的能量傳遞至負載裝置121，并且對電容器Cl進行再充 電。
[0030] 電阻器Rl和R2形成與變壓器Tl的輔助繞組化串聯(lián)禪接的分壓器，并且產(chǎn)生能夠用 于估計輸出電壓(Vout) 110的感測電壓(Vsense) 112。電阻器R3與開關(guān)104串聯(lián)禪接，W產(chǎn)生表 示初級側(cè)電流的電壓（Isense) 114，其中，初級側(cè)電流能夠與Vsense 112聯(lián)合用W估計輸出電 流 Iout 116。
[0031] 在正常操作中，控制器102監(jiān)視Vsense 112和/或Isense 114,并且控制開關(guān)104的切 換W維持經(jīng)調(diào)節(jié)的輸出。例如，在恒壓模式(CVM)下，控制器102控制開關(guān)104的切換，W將 Vout 110維持成基本接近期望調(diào)節(jié)電壓Vref(例如，在容許的誤差范圍內(nèi)）。在恒流模式(CCM) 下，控制器102控制開關(guān)104的切換，W將Iout 116維持成基本接近期望調(diào)節(jié)電流Iref(例如， 在容許的誤差范圍內(nèi)）。
[0032] 控制器102接收電壓反饋信號Vsense和電流反饋信號IsENSE，并且生成被提供至開關(guān) 104的開關(guān)控制信號。開關(guān)控制信號控制開關(guān)104的導通/關(guān)斷狀態(tài)。通常，控制器102能夠?qū)?現(xiàn)適合于開關(guān)模式功率變換器100的任何數(shù)目的控制方案，諸如脈沖寬度調(diào)制(PWM)或脈沖 頻率調(diào)制(PFM)和/或它們的組合。在一個實施方式中，控制器102輸出控制信號，該控制信 號導致電力開關(guān)104的導通時間（或占空比）在特定切換周期期間增大，W增大在該切換周 期期間到負載的電力傳輸;或者控制信號導致電力開關(guān)104的導通時間（或占空比)減小，W 減小在該切換周期期間到負載的電力傳輸。
[0033] 變壓器Tl的初級側(cè)輔助繞組Na允許生成低電壓Vsense 112,運是因為能夠基于次級 繞組化和輔助繞組化的應數(shù)比來按比例減小該電壓。然而，在替選實施方式中，可W省略輔 助繞組Na，并且替代地，可W通過直接監(jiān)視初級繞組化兩端的電壓來檢測Vsense。
[0034] 圖2圖示出與圖1的功率變換器100類似的功率變換器200的示例，但是功率變換器 200包括控制器210(包括輸出電流傳感器212、解碼器214W及隔離裝置216) W提供對負載 裝置121所生成的數(shù)字消息的次級檢測。在該實施方式中，負載裝置121通過根據(jù)可識別模 式控制內(nèi)部開關(guān)導通或關(guān)斷到負載的電流來生成數(shù)字消息。經(jīng)由負載電流傳感器212感測 到經(jīng)調(diào)制的次級負載電流并且由解碼器214對模式進行解碼。然后，經(jīng)解碼的消息作為信號 218被經(jīng)由隔離裝置216如光禪合器提供至初級側(cè)控制器102。然后，初級側(cè)控制器102基于 該數(shù)字消息來控制開關(guān)104的切換。例如，數(shù)字消息可W為控制器102提供電壓或電流，W提 供至負載裝置121或者選擇與負載裝置121兼容的操作模式，如恒流模式或恒壓模式。
[0035] 圖3圖示出能夠用于對數(shù)字消息進行編碼的示例編碼技術(shù)。運里，負載裝置121通 過在不同的預定義時隙期間導通或關(guān)斷輸出電流來生成數(shù)字消息。例如，在所圖示的波形 中，負載裝置121關(guān)斷到負載的電流W表示第一數(shù)字值(例如，0)，并且導通到負載的電流 (例如，處于預定義電流水平）W表示第二數(shù)字值(例如，1)。
[0036] 圖4圖示出可W與圖1的功率變換器100聯(lián)合使用的初級側(cè)控制器102的實施方式。 在該實施方式中，初級側(cè)控制器102僅使用初級側(cè)感測來檢測由負載裝置121生成的數(shù)字消 息。由于不需要次級側(cè)控制器210,所W圖4的實施方式相對于圖2的實施方式提供了的顯著 的成本效益。在該實施方式中，由調(diào)制輸出電流116的負載裝置121生成的數(shù)字消息被反映 到變壓器Tl的初級側(cè)，并且能夠由初級側(cè)控制器102基于反饋信號Vsense 112、Isense 114在 初級側(cè)檢測到。例如，在一個實施方式中，控制器102包括負載電流檢測器402、數(shù)字解碼器 404和開關(guān)控制器406。負載電流檢測器402獲得Vsense 112和I SENSE 114的樣本。運里，Vsense 112是與輸出電壓（例如，如圖1中示出的輔助繞組兩端的分壓)有關(guān)的初級側(cè)電壓。此外， Isense 114表示初級側(cè)電流并且例如可W被檢測為如圖1中所示的與初級繞組化串聯(lián)的感測 電阻器R3兩端的電壓?；赩sense 112和Isense 114的樣本，負載電流檢測器402生成負載電 流信號403,負載電流信號403包括表示在一些列切換周期中到負載裝置121的電流的一些 列負載電流樣本。數(shù)字解碼器404對負載電流信號403進行解碼，W將數(shù)字消息恢復為信號 405,并且將經(jīng)恢復的消息405提供至開關(guān)控制器406。然后，開關(guān)控制器406基于數(shù)字消息 405來調(diào)整操作。例如，開關(guān)控制器406經(jīng)由開關(guān)控制信號106來控制切換，W基于數(shù)字消息 405實現(xiàn)開關(guān)功率變換器100的特定輸出電壓、輸出電流或操作模式。
[0037] 圖5圖示出與具有在上面描述的圖4的初級側(cè)控制器102的功率變換器100的操作 相關(guān)聯(lián)的示例波形。在所示出的示例中，負載裝置121在一系列預定義時間段中將負載電流 (例如，通過導通或關(guān)斷開關(guān))調(diào)制成處于兩個狀態(tài)(例如，導通狀態(tài)和關(guān)斷狀態(tài))之一。在所 示出的示例中，輸出電流被調(diào)制成在每個時段期間在導通狀態(tài)和關(guān)斷狀態(tài)之間交替，從而 表示數(shù)字值(例如，0 1 0 1 0 1)。能夠通過監(jiān)視Isense 114和Vsense 112信號來檢測輸出電 流的導通狀態(tài)和關(guān)斷狀態(tài)。例如，輸出電流116處于導通狀態(tài)時Isense信號114中的峰值電流 高于輸出電流116處于關(guān)斷狀態(tài)時Isense信號114中的峰值電流。此外，輸出電流116處于導通 狀態(tài)時Vsense信號112中的電壓脈沖的寬度大于輸出電流116處于關(guān)斷狀態(tài)時Vsense信號112 中的電壓脈沖的寬度。
[0038] 基于上述波形的特性，負載電流檢測器402能夠通過觀測控制器102的初級側(cè)的峰 值電流并將其與闊值進行比較來檢測負載電流是導通還是關(guān)斷。例如，輸出電流檢測器402 在峰值電流高于闊值時確定負載電流"導通"，并且在峰值電流低于同一闊值或針對遲滯而 設(shè)置的不同闊值時確定負載電流關(guān)斷。然而，由于大量生產(chǎn)的功率適配器/充電器在許多不 同的模式下進行操作，所W該闊值方法對于控制器的模式變化來說并不總是魯棒的，尤其 在控制器102能夠在操作的多個PFM模式之一下或者在多個PWM操作模式之一下進行操作的 情況，或者當控制器能夠被配置成在連續(xù)電壓（CV)模式或連續(xù)電流(CC)模式下進行操作 時。
[0039] 為了提供對消息的更魯棒的檢測，負載電流檢測器402能夠經(jīng)由初級側(cè)感測（與僅 初級峰值電流和/或初級電壓的闊值測試相反)來估計負載電流波形的形狀。如將在下面描 述的，負載電流檢測器402的實施方式通過將數(shù)字濾波器應用于從反饋信號Isense 114和 Vsense 112得到的采樣來檢測負載電流波形。在一個實施方式中，數(shù)字濾波器在維持恒定帶 寬的同時W可變采樣頻率進行操作。然后，狀態(tài)機對濾波器輸出進行相關(guān)W確定模式。所描 述的技術(shù)在不需要錯誤檢測的情況下有利地提供了可靠的消息識別，此外，所描述的技術(shù) 不需要次級側(cè)傳感器。
[0040] 圖6圖示出功率變換器100的次級側(cè)，其中，負載裝置121被建模為電阻器化。由負 載電流Iload 602直接表示數(shù)字消息。Iload 602與Iout 116之間的關(guān)系由W下等式給出：
[0041] ILoad=Iout-Ic (1)
[0042] 其中，Ic是進入電容器Cl的電流。由于已知電容器Cl和輸出負載(被建模為化)充當 針對電流源Iout 116的低通濾波器，因此，如果低通濾波器帶寬被設(shè)置成處于或低于系統(tǒng)的 固有帶寬，則能夠通過對I日UT 116進行濾波來估計Il日AD 602。
[0043] 圖7圖示出用于估計負載電流波形的負載電流估計器402的實施方式。在變壓器Tl 的每個復位時段Treset的結(jié)束處，通過計算塊702基于Vsense和Isense的樣本確定上一采樣周期 <I0UT〉ts(其中，Ts是采樣周期）中的平均輸出電流。在一個實施方式中，<I0UT〉ts能夠被如下 確定：
[0044] U)
[0045] 其中，Disense是表示初級Isense峰值電流闊值的電壓，Rsense是初級控制開關(guān)104上的 感測電阻器R3的電阻，Np是變壓器Tl的初級側(cè)繞組的應數(shù)，化是變壓器Tl的次級側(cè)繞組的應 數(shù)，Treset是反激式變壓器Tl完全放電的時間（在斷續(xù)導電模式(DCM)下），Tperiod是功率轉(zhuǎn)換 周期的時段，W及Ts是義樣周期。能夠根據(jù)Isense和Vsense的樣本得到Tperi日D、Treset和Disense。W 上關(guān)系適用于DCM并且基于W下事實:在變壓器Tl進行傳送時，次級電流是初級電流與應數(shù) 比的積。等式(1)中的關(guān)系描述了從變壓器Tl的次級側(cè)到功率變換器100的輸出級的電流。
[0046] 在數(shù)字實現(xiàn)中，等式(2)能夠被簡化為如下所示：
[0047] (3)
[004引該近似只不過從等式(2)去除了常數(shù)。該近似是有用的，運是因為不一定需要絕對 電流測量，并且能夠基于輸出電流隨時間變化的形狀來檢測數(shù)字消息。在一個實施方式中， 計算塊702每個切換周期更新一次值<I0UT〉ts。在一些實施方式中（例如，當使用PFM模式 時），每個切換周期的時段Tperi日D可W改變。
[0049] 時間機信號發(fā)生器704經(jīng)由信號703獲得<I0UT〉ts的lout的值，并且合成表示與上 一周期的切換時段Tperi日D相當?shù)臅r長的<I0UT〉ts(保持不變)的值的信號705。因此，在每個切 換周期(可W具有可變時長）的結(jié)束處更新合成信號705。然后，使用低通濾波器706對合成 信號705進行濾波W模擬輸出電容器Cl和負載電阻化對輸出電流的影響，W生成近似負載 電流的波形的信號707。在一個實施方式中，將低通濾波器706調(diào)諧成使得帶寬足夠窄W至 于不捕獲計算結(jié)果的高頻噪聲，但是足夠?qū)扺通過負載電流調(diào)制方案支持所傳送的比特 流。在一個實施方式中，低通濾波器706是簡單但寬的低通濾波器，并且針對每個周期使用 時間計數(shù)器?？赡芷谕褂脭?shù)字濾波器，運是因為濾波器的輸入函數(shù)是由已經(jīng)存在于控制 器中的計算產(chǎn)生的。在另一實施方式中，可W使用連續(xù)時間濾波器。
[0050] 為了保持信號通道的恒定帶寬，由于Iout序列更新的非周期定時，所W也期望對該 Iout序列的輸出進行過采樣。為了避免混疊現(xiàn)象，W至少如系統(tǒng)中使用的最高PWM頻率那么 快地對信號進行采樣。奈奎斯特頻率為最高PWM頻率的一半。
[0051 ] 濾泌器706的巧式是化下所示的一階化誦：
[0化2] (4)
[0化3] .、 (5)
[0化4]
[0化5] 6)
[0056] 當t/Ts = 2D-1時實現(xiàn)了對該濾波器的進一步簡化。當運種情況成立時，容易用移位 運算和加法/減法運算來與乘法運算交換。例如，如果在上式中n = 3,則其簡化成：
[0057]
( 7 )
[0058] 當t>>Ts時，加法函數(shù)變得十分寬，但是不存在乘法運算，因此，簡化了濾波器 706的數(shù)字實現(xiàn)。
[0059] 圖8圖示出示例波形，該示例波形示出了在上文中描述的圖7的負載電流檢測器 402的操作。在所圖示的波形中，Iout是來自次級繞組的輸出電流，Tpx是周期X的切換時段， W及Trx是與切換周期X相關(guān)聯(lián)的變壓器復位時段。在每個變壓器復位時段Trx的結(jié)束(也標 志切換時段化的結(jié)束)時，基于等式(3)(或可替選地，基于等式(2))來計算<I0UT〉ts。在合成 輸出信號中，<I〇UT〉ts在時長Ioutx(針對周期X)中保持恒定，時長Ioutx在時段上等于完成 計算的周期的相應測量時段化X。
[0060] 圖9是圖示出用于估計負載電流波形的電流檢測器402的示例實現(xiàn)的框圖。在該實 施方式中，在每個變壓器復位的結(jié)束處生成化eset脈沖901(例如，短脈沖）。隊列停止脈沖 903是在初級開關(guān)104已經(jīng)被關(guān)斷時生成的另一短脈沖。由化eriod計數(shù)器902在兩個連續(xù)的 Treset脈沖901之間測量切換時段TpeTreset計數(shù)器904測量隊列停止脈沖與下一化eset脈 沖901之間的復位時段。在化eset脈沖901發(fā)生之后經(jīng)過一短延遲（由延遲塊910實現(xiàn)），計數(shù) 器902、904的結(jié)果被捕獲塊906、908捕獲，運是因為此時計數(shù)器902、904兩者具有正確的值。 在另一短延遲（由延遲塊912實現(xiàn))之后，所捕獲的值被傳遞到計算塊914, W基于所測量的 切換時段Tp和所測量的復位時間Tr來計算louT。最后，在另一短延遲（由延遲塊916實現(xiàn))之 后，Iout的計算值和所測量的切換時段Tp被寫入FIF0918dFIF0 918輸出表示所測量的切換 時段Tp的信號D0UT，W控制化eriod輸出計數(shù)器920的時長。在該計數(shù)器920達到最終計數(shù) (TC)之后，然后計數(shù)器920對另一對值（該時段的Tp和Iout)進行計時，并且重復該循環(huán)。然 后，如上所述，能夠從FIFO 918讀取Iqut的樣本并且由濾波器706進行濾波。
[0061] 在一個實施方式中，通過最大Tp與在希望不丟失任何數(shù)據(jù)的情況下能夠在相鄰周 期中發(fā)生的最短Tp的比來確定FIFO 918的深度。例如，如果存在化SENSE保持不變的短時段， 則由于小Tp,該周期的平均電流較大，但是該大平均輸出電流僅出現(xiàn)于計算出該大平均輸 出電流的周期的短時長期間。如果該值僅保持到下一計算，則該額外的電流似乎將會存在 更長的時間，并且將會把不希望的噪聲引入到電流測量中（并且因此引入到通信通道中）。 額外的計數(shù)器920克服了該問題。
[0062] 在另一實施方式中，為了避免使用額外的計數(shù)器來確保在正確的時長中將每個 Iout值輸出到濾波器706,替選實施方式使用數(shù)字濾波器，該數(shù)字濾波器W隨開關(guān)頻率變化 而變化的弈持時巧蠟化"巧用簡單的代數(shù)，可W關(guān)于Tp而非Ts來重寫等式(6):
[0063] (8)
[0064] 通過兩個乘法、兩個加法和一個除法，Ts可W作為在每個周期測量的Tp。由此，本領(lǐng) 域技術(shù)人員能夠容易地看出，如果Tp短，則輸入的影響降低。雖然在該變形的情況下算數(shù)稍 有增加，但是不使用計數(shù)器(時間機信號發(fā)生器704)。在等式(8)中：
巧W 最終等式簡化為：
[00 化] (9)
[0066] 圖10是圖示出運個用于估計負載電流的替選方法的框圖。該實現(xiàn)使用計算和濾波 塊1002來輸出使用可變采樣頻率表示負載電流波形的信號1007。該實現(xiàn)具有更完整的乘 法，并且由于T遠大于一些Tp值的事實而仍具有寬寄存器。然而，該方法具有不使用時間機 信號發(fā)生器704的優(yōu)點。
[0067] 在另一實施方式中，通過考慮到經(jīng)過二極管Dl的電流是進入輸出電容器Cl還是離 開輸出電容器Cl能夠進一步提高估計負載電流波形的準確度。
[0068] 如前面所示出的，關(guān)系為如下所示：
[0069] ILoad = W-Ic (10)
[0070] Ic能夠由W下關(guān)系確定：
[0071]
(11)
[0072] 當C已知時，能夠使用等式（11)。即使C的確切值未知，但已知C在特定范圍內(nèi)，也依 然能夠應用二階校正將準確度提高一些。能夠基于Isense和Vsense的樣本來確定值Vnut和Tso在 另一替選實施方式中，運些參數(shù)是用戶可配置的。
[0073] 如在上文關(guān)于圖4所描述的，一旦由輸出電流檢測器402估計出負載電流波形，數(shù) 字解碼器404就從該波形解碼數(shù)字消息。特別地，數(shù)字解碼器404執(zhí)行模式識別功能W確定 最有可能已經(jīng)從表示負載電流波形的樣本中接收到哪個模式。在通信理論中，可W用由匹 配濾波器構(gòu)成的最大似然檢測器來執(zhí)行該功能，其中，匹配濾波器也相當于對所期望者與 所接收者的乘積的積分。能夠逐位地或者逐消息地執(zhí)行該功能。X的最大似然估計例如為使 所觀測的數(shù)據(jù)最有可能的X的值。如果給定消息在可用代碼的空間中與每個可能的模式互 相關(guān)，則顯示出與所觀測的數(shù)據(jù)具有最高互相關(guān)性的模式最有可能已經(jīng)被傳輸。
[0074] 匹配濾波器是在其輸出處產(chǎn)生最高信噪比（SNR)的濾波器。匹配濾波器具有W下 脈沖響應，該脈沖響應是期望信號的進行就位翻轉(zhuǎn)版本。由于該濾波器在時域中執(zhí)行卷積， 所W運在數(shù)值上與相關(guān)相同。如果在符號的時長期間執(zhí)行一組相關(guān)函數(shù)，則具有最高互相 關(guān)點的符號最可能是已經(jīng)被傳輸?shù)姆?。如果能夠準確地確定該符號的起始，則運些相關(guān) 操作不需要滑動。
[0075] 上述功能在數(shù)字處理要求方面可能成本高昂。對于僅存在兩個模式的非常慢的數(shù) 據(jù)速率模式，該系統(tǒng)能夠在保持魯棒操作的同時被大大簡化，其中，魯棒操作將能夠更可靠 地檢測模式，而沒有假陽性。在功率變換方案中，錯過消息通常比錯誤地判定接收到消息更 好，其中，錯誤地判定接收到消息導致不被負載裝置要求的輸出電壓或電流變化。
[0076] 在一個實施方式中，數(shù)字解碼器404包括基于"導通"時間和"關(guān)斷"時間期待每個 模式的一組狀態(tài)機。如果模式中存在錯誤，則狀態(tài)機轉(zhuǎn)到其起始狀態(tài)，并且等待正確的模 式。
[0077] 圖11是數(shù)字解碼器404的示例實施方式，并且圖12圖示出圖11的數(shù)字解碼器404的 例如輸入的仿真。雖然圖11至圖12描述了數(shù)字實現(xiàn)，但是能夠通過模擬的等同功能來實現(xiàn) 數(shù)字解碼器404的某些部分。
[0078] 首先，用數(shù)字時間濾波器對所估計的負載電流波形進行去毛刺，其中，數(shù)字時間濾 波器確保在邏輯狀態(tài)改變的情況下，邏輯狀態(tài)在濾波器的輸出變成新狀態(tài)之前在該改變的 狀態(tài)保持最小時間。存在通過濾波器的群延遲，但是由于它是小延遲并且被應用于所有轉(zhuǎn) 變，所W該群延遲并不影響性能，因此不影響微分時間測量。經(jīng)過W上處理，所得到的經(jīng)去 毛刺的信號由一組狀態(tài)機進行處理，該組狀態(tài)機中的每個針對預期消息模式進行監(jiān)視。狀 態(tài)機是基于事件的機器，并且與經(jīng)濾波和去毛刺的接收信號的每個轉(zhuǎn)變來推進。
[0079] 在框圖中，通過一對比較器1108、1110將表示負載電流波形的經(jīng)濾波的電流測量 (圖11至圖12中的"iomr )1102與高闊值1104和低闊值1106進行比較。比較器1108、1110的 輸出控制SR觸發(fā)器1112。在毛刺去除塊1114中，通過使用計數(shù)器來執(zhí)行去毛刺操作。毛刺去 除塊1114確保在信號"rx_cr的輸出上觀察到轉(zhuǎn)變之前，原始接收數(shù)據(jù)的輸出在特定狀態(tài)停 留指定數(shù)目個時鐘周期。通過信號"rx_d_cnt"在圖12中的波形來說明計數(shù)操作。該計數(shù)器 在輸出"rx_d"變成原始信號的新狀態(tài)之前一路升至其最大值或者降至其最小值。如果原始 信號在發(fā)生運種情況之前變回到其初始值，則計數(shù)器被設(shè)置成對應于先前設(shè)置的軌跡。運 確保在變化被傳播至"rx_d"信號之前可W觀察到該變化達指定數(shù)目個時鐘信號。圖12的波 形中的"rx_d"信號對應于圖11中的"毛刺去除"塊的輸出。
[0080] 然后，處理"rx_cr信號W分別通過上升沿檢測塊1116和下降沿檢測塊1118來檢測 上升沿和下降沿。通過或口 1120將運些沿邏輯"或"到一起W用作計數(shù)器復位。自由運行計 數(shù)器1122輸出在圖13的波形中示為"sym_cnt"的信號。它似乎是模擬銀齒波形，其中計數(shù)器 在每個沿處被復位。
[0081] 存在多個并聯(lián)的消息狀態(tài)機1124,其中的每個接收3個輸入，即上升沿檢測信號 1126、下降沿檢測信號1128W及所捕獲的計數(shù)器輸出1130,其中，所捕獲計數(shù)器輸出1130是 計數(shù)器1122在上一個沿(上升沿或下降沿)處的輸出。通過運些輸入，針對一個消息的接收 而對每個消息狀態(tài)機1124進行調(diào)諧。消息狀態(tài)機1124的輸出控制功率控制狀態(tài)塊1132,功 率控制狀態(tài)塊1132配置功率變換器100的功率狀態(tài)。
[0082] 在替選實施方式中，可W使用不同的消息解碼系統(tǒng)。例如，替選的消息格式可W包 括起始位、停止位、奇偶校驗位或數(shù)據(jù)位。雖然本文所描述的技術(shù)非常適合于具有有限數(shù)目 個符號的相對慢的消息系統(tǒng)，但是該方法也能夠用于更快速度且更加復雜的通信協(xié)議。圖 13定義了消息模式的實施方式。本文也定義了看口狗(watchdog)方法，該看口狗方法是不 同形式的消息。運些消息是相對正交的（不容易彼此誤認)并且假陽性的可能性非常低。
[0083] 圖14是圖示出能夠用在上述架構(gòu)中的狀態(tài)機1400的實施方式的狀態(tài)機圖。狀態(tài)圖 中的每個轉(zhuǎn)變意味著已經(jīng)發(fā)生經(jīng)濾波的輸出的上升沿和下降沿。每當確實發(fā)生運種情況 時，檢查時間窗并且狀態(tài)機1400根據(jù)與其出發(fā)于的狀態(tài)相關(guān)聯(lián)的時間窗的結(jié)果而推進。當 到達最后狀態(tài)1402時，則認為已經(jīng)接收到消息。
[0084] 推進狀態(tài)機1400的轉(zhuǎn)變基于正確的沿檢測與所捕獲的計數(shù)處于定義的時間窗內(nèi) 的組合。運確定了該高時段或低時段是如針對該消息所預期的。每當不滿足該條件時(沿發(fā) 生在錯誤的時間），狀態(tài)機1400復位(返回至狀態(tài)SO)，并且開始等待新消息。
[0085] 在所圖示的實施方式中，存在兩個消息類型，即"增大"消息和"減小"消息。運些消 息的目的是在接收到消息之后增大或減小調(diào)節(jié)電壓值。該消息可能具有非常不同的用途。 用于運些機器中的每個機器的狀態(tài)變量在圖12的波形中可分別被顯示為st_inc"和"st_ dec，' D
[0086] 圖12中的示例消息是"減小"消息。對"st_inc"和"st_dec"的觀測指示增大狀態(tài)機 一路進行到消息完成;而針對"增大"消息的狀態(tài)機僅進行了一部分，運是因為"增大"消息 是錯誤消息。狀態(tài)機也彼此協(xié)作，使得如果狀態(tài)機中的任何狀態(tài)機觀察到消息完成，則它們 全部復位，從而它們在同一時間開始等待下一消息。
[0087] 一旦閱讀本公開內(nèi)容，本領(lǐng)域技術(shù)人員通過本文所公開的原理將會意識到另外的 替選實施方式。因此，雖然已經(jīng)說明并描述了【具體實施方式】和應用，但是將會理解的是，所 公開的實施方式不限于本文所公開的確切的構(gòu)造和部件。在不偏離本文所描述的精神和范 圍的情況下，可W對本文所公開的方法和設(shè)備的布置、操作和細節(jié)做出本領(lǐng)域技術(shù)人員將 會明白的各種修改、改變和變化。
【主權(quán)項】
1. 一種基于由電子裝置生成的數(shù)字消息向所述電子裝置提供電力的開關(guān)功率變換器， 所述電子裝置通過根據(jù)預定義模式調(diào)制針對所述電子裝置的負載電流來生成所述數(shù)字消 息，所述開關(guān)功率變換器包括： 變壓器，所述變壓器將耦接至所述電子裝置的所述開關(guān)功率變換器的次級側(cè)與初級側(cè) 電隔離； 負載電流檢測器，所述負載電流檢測器用以獲得表示針對所述電子裝置的輸出電壓的 初級側(cè)電壓感測信號的樣本，以及表示初級側(cè)電流的電流感測信號的樣本，所述電壓感測 信號和所述電流感測信號基于針對所述電子裝置的經(jīng)調(diào)制的負載電流而變化，所述負載電 流檢測器用以生成表示針對所述電子裝置的經(jīng)調(diào)制的電流的波形的負載電流信號； 數(shù)字解碼器，所述數(shù)字解碼器用以解碼所述負載電流信號，以恢復由所述電子裝置編 碼的所述數(shù)字消息；以及 功率控制器，所述功率控制器用以控制開關(guān)的切換，以基于所述電壓感測信號、所述電 流感測信號和所述數(shù)字消息來控制針對所述電子裝置的輸出電壓和輸出電流中的至少一 個。2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的開關(guān)功率變換器，其中，所述負載電流檢測器包括： 輸出電流計算塊，所述輸出電流計算塊用以基于所述電壓感測信號和所述電流感測信 號的所述樣本來確定在所述功率變換器的先前切換周期期間通過所述變壓器的次級繞組 的平均電流； 時間機信號發(fā)生器，所述時間機信號發(fā)生器用以生成包括表示所述平均電流的樣本序 列的輸出電流信號，所述樣本序列具有所述功率變換器的所述先前切換周期的時長;以及 低通濾波器，所述低通濾波器用以對所述輸出電流信號進行濾波，以估計所述負載電 流ig號。3. 根據(jù)權(quán)利要求2所述的開關(guān)功率變換器，其中，所述輸出電流計算塊在所述變壓器的 每個復位時段的結(jié)束處確定所述平均電流。4. 根據(jù)權(quán)利要求2所述的開關(guān)功率變換器，其中，所述輸出電流計算塊包括： 第一計數(shù)器，所述第一計數(shù)器用以在所述變壓器的復位時段的結(jié)束處接收復位脈沖， 以及用以基于連續(xù)的復位脈沖之間的時間差來測量切換時段。 第二計數(shù)器，所述第二計數(shù)器用以在所述復位時段的結(jié)束處接收所述復位脈沖，以及 用以在所述開關(guān)被關(guān)斷時接收隊列停止脈沖，并且所述第二計數(shù)器用以基于所述隊列停止 脈沖與所述復位脈沖之間的時間差來測量復位時段;以及 計算邏輯，所述計算邏輯用以基于所測量的切換時段和所測量的復位時段來確定所述 平均輸出電流。5. 根據(jù)權(quán)利要求2所述的開關(guān)功率變換器，其中，所述時間機信號發(fā)生器包括： 先進先出（FIFO)緩沖器，所述先進先出（FIFO)緩沖器用以接收表示所述平均電流的信 號，以及用以接收表示所述先前切換周期的時長的信號；以及 計數(shù)器，所述計數(shù)器用以在基于所述先前切換周期的時長的一段時間之后推進所述 FIFO緩沖器。6. 根據(jù)權(quán)利要求2所述的開關(guān)功率變換器，其中，所述開關(guān)功率變換器根據(jù)脈沖頻率調(diào) 制控制方案進行操作，并且其中，所述切換周期的時長針對不同的切換周期而不同。7. 根據(jù)權(quán)利要求2所述的開關(guān)功率變換器，其中，所述低通濾波器包括： 具有固定采樣率的過采樣一階低通數(shù)字濾波器。8. 根據(jù)權(quán)利要求2所述的開關(guān)功率變換器，其中，所述低通濾波器包括： 低通數(shù)字濾波器，所述低通數(shù)字濾波器具有基于所述開關(guān)功率變換器的切換時段而變 化的采樣率。9. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的開關(guān)功率變換器，其中，所述數(shù)字解碼器包括： 數(shù)字狀態(tài)機，所述數(shù)字狀態(tài)機響應于檢測到所述負載電流信號中邏輯狀態(tài)之間的轉(zhuǎn)變 而從第一狀態(tài)變成第二狀態(tài)，并且所述數(shù)字狀態(tài)機用以基于達到所述數(shù)字狀態(tài)機的最終狀 態(tài)來對所述數(shù)字消息進行解碼。10. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的開關(guān)功率變換器，其中，所述功率變換器經(jīng)由Vbus線路向通 用串行總線(USB)提供電力。11. 一種用于檢測由耦接至開關(guān)功率變換器的次級側(cè)的電子裝置生成的數(shù)字消息的方 法，所述開關(guān)功率變換器包括用于控制通過變壓器的電流的開關(guān)，其中，所述變壓器將所述 次級側(cè)與初級側(cè)電隔離，所述電子裝置通過根據(jù)預定義模式調(diào)制針對所述電子裝置的負載 電流來對所述數(shù)字消息進行編碼，所述方法包括： 通過所述開關(guān)功率變換器的所述初級側(cè)的初級側(cè)控制器來獲得表示針對所述電子裝 置的輸出電壓的初級側(cè)電壓感測信號的樣本，以及表示初級側(cè)電流的電流感測信號的樣 本，所述電壓感測信號和所述電流感測信號基于針對所述電子裝置的經(jīng)調(diào)制的負載電流而 變化； 基于所述電壓感測信號和所述電流感測信號的樣本生成表示針對所述電子裝置的經(jīng) 調(diào)制的電流的波形的負載電流信號； 對所述負載電流信號進行數(shù)字解碼，以恢復由所述電子裝置編碼的所述數(shù)字消息；以 及 基于所恢復的數(shù)字消息來配置所述初級側(cè)控制器的模式。12. 根據(jù)權(quán)利要求11所述的方法，其中，生成所述負載電流信號包括： 基于所述電壓感測信號和所述電流感測信號的樣本來確定在所述功率變換器的先前 切換周期期間通過所述變壓器的次級繞組的平均電流； 生成包括表示所述平均電流的樣本序列的輸出電流信號，所述樣本序列具有所述功率 變換器的所述先前切換周期的時長;以及 對所述輸出電流信號進行低通濾波，以估計所述負載電流信號。13. 根據(jù)權(quán)利要求12所述的方法，其中，確定所述平均電流包括： 檢測所述變壓器的復位時段的結(jié)束；以及 在所述復位時段的結(jié)束處確定所述平均電流。14. 根據(jù)權(quán)利要求12所述的方法，其中，確定所述平均電流包括： 在所述變壓器的每個復位時段的結(jié)束處接收復位脈沖； 每當所述開關(guān)被關(guān)斷時接收隊列停止脈沖； 基于連續(xù)的復位脈沖之間的時間差來測量切換時段； 基于所述隊列停止脈沖與所述復位脈沖之間的時間差來測量復位時段；以及 基于所測量的切換時段和所測量的復位時段來確定所述平均輸出電流。15. 根據(jù)權(quán)利要求12所述的方法，其中，生成所述輸出電流信號包括： 將表示所述平均電流的值和表示所述先前切換周期的時長的值存儲在先進先出 (FIFO)緩沖器中；以及 在基于所述先前切換周期的時長的一段時間之后使用計數(shù)器推進所述FIFO緩沖器。16. 根據(jù)權(quán)利要求12所述的方法，其中，所述開關(guān)功率變換器根據(jù)脈沖頻率調(diào)制控制方 案進行操作，并且其中，所述切換周期的時長針對不同的開關(guān)周期而不同。17. 根據(jù)權(quán)利要求12所述的方法，其中，對所述輸出電流信號進行低通濾波包括： 應用具有固定采樣率的過采樣一階低通數(shù)字濾波器。18. 根據(jù)權(quán)利要求12所述的方法，其中，對所述輸出電流信號進行低通濾波包括： 應用具有基于所述開關(guān)功率變換器的切換時段而變化的采樣率的低通數(shù)字濾波器。19. 根據(jù)權(quán)利要求11所述的方法，其中，對所述負載電流信號進行數(shù)字解碼包括： 響應于檢測到所述負載電流信號中邏輯狀態(tài)之間的轉(zhuǎn)變而將數(shù)字狀態(tài)機的狀態(tài)從第 一狀態(tài)變成第二狀態(tài)；以及 基于達到所述數(shù)字狀態(tài)機的最終狀態(tài)而對所述數(shù)字消息進行解碼。20. 根據(jù)權(quán)利要求11所述的方法，其中，所述功率變換器經(jīng)由Vbus線路向通用串行總線 (USB)提供電力。
【文檔編號】H02M3/335GK105850021SQ201480070741
【公開日】2016年8月10日
【申請日】2014年12月17日
【發(fā)明人】約翰·威廉·凱斯特森, 安德雷·馬利寧
【申請人】戴樂格半導體公司