加強的峰值電流模式脈波寬度調變切換調節(jié)器的制造方法
【專利摘要】一種系統(tǒng)、切換調節(jié)器及控制加強的峰值電流模式PWM切換調節(jié)器的方法。其中切換調節(jié)器包括一主控控制器電路及耦接至該主控控制器電路的一受控控制器電路，其中該受控控制器電路經組態(tài)以在一第一漣波節(jié)點處產生一漣波電流，且一傳感器電路經組態(tài)以感測在該第一漣波節(jié)點處的該漣波電流且將該感測到的漣波電流傳送至該主控控制器電路中的一第二漣波節(jié)點。在一些實施中，該切換調節(jié)器為形成于一或多個半導體IC、晶圓、芯片或晶粒上的一電力子系統(tǒng)的一部分。
【專利說明】加強的峰值電流模式脈波寬度調變切換調節(jié)器
[0001 ]對相關申請案的交叉參考
[0002]本申請案關于2015年3月18日申請且以引用的方式并入本文中的題為「ENHANCEDPEAK CURRENT MODE MULT 1-PHASE PULSE-ffID TH-MODULATED (PffM)CONTROLLERS」的美國臨時專利申請案第62/135,054號，及2015年5月30日申請且亦以引用的方式并入本文中的題為「加強的峰值電流模式脈波寬度調變切換調節(jié)器(ENHANCED PEAK⑶RRENT-MODE PULSE-WIDTH-MODULATED(PffM)SffITCHING RE⑶LATORS)」的美國臨時專利申請案第62/168，764號。本申請案特此主張美國臨時專利申請案第62/135，054及第62/168，764號的權利。
技術領域
[0003]本發(fā)明關于脈波寬度調變(pulse-width-modulated; PffM)切換調節(jié)器，且詳言之，關于半導體集成電路、晶圓、芯片或晶粒中的峰值電流模式PffM切換調節(jié)器。
【背景技術】
[0004]現(xiàn)有主控/受控單相及多相峰值電流模式PWM切換調節(jié)器中的架構缺陷引起三個問題:(I)負載瞬時事件的次諧波恢復；(2)動態(tài)輸出電壓轉換(slewing)期間的輸出電壓擾動;及(3)由正被利用的主控控制器電路與受控控制器電路之間的失配導致的大信號異常。在解決此等問題時，某些終端用戶需要產品開發(fā)人員利用與小電感值耦接的全陶瓷輸出電容器濾波器。因此，此等高度相位滯后濾波器將現(xiàn)有PW調變器的執(zhí)行推送至曝露缺陷所在的點。現(xiàn)有解決方法為將大容量電解電容添加至輸出濾波器。然而，此方法并非有成本效益的且因此使產品開發(fā)人員在競爭中處于劣勢。

【發(fā)明內容】

[0005]—個具體實例有關于一種切換調節(jié)器。該切換調節(jié)器包括:一主控控制器電路;及一受控控制器電路，其耦接至該主控控制器電路。該受控控制器電路經組態(tài)以在一第一漣波節(jié)點處產生一漣波電流，且一傳感器電路經組態(tài)以感測在該第一節(jié)點處的該漣波電流且將該感測到的漣波電流傳送至該主控控制器電路中的一第二漣波節(jié)點。一第二具體實例有關于一種多相切換調節(jié)器。該多相切換調節(jié)器包括具有多個相網絡的一主控控制器電路，其中該多個相網絡中的每一相網絡經組態(tài)以生成該多相切換調節(jié)器中的一對應相電流。該多相切換調節(jié)器亦包括多個受控控制器電路，其中該多個受控控制器電路中的每一受控控制器電路經組態(tài)以生成一對應漣波電流且將該對應漣波電流傳送至該主控控制器電路，且其中該主控控制器電路經組態(tài)以自該多個對應漣波電流生成一經按比例調整的總和漣波電流值，且與該多個相網絡中的每一相網絡共享該經按比例調整的總和漣波電流值以生成該對應相電流。
【附圖說明】
[0006]在理解圖式僅描繪例示性具體實例且因此不應被視為限制范圍的情況下，將經由附圖的使用額外具體且詳細地描述例示性具體實例。
[0007]圖1描繪可用以實施本發(fā)明的一個例示性具體實例的峰值電流模式PWM切換調節(jié)器的示意性電路圖。
[0008]圖2描繪說明圖1中所展示的主控控制器電路中的漣波電壓波形的曲率如何非常緊密接近所展示的受控控制器電路中的漣波電壓波形的曲率的波形圖。
[0009]圖3描繪說明由一些現(xiàn)有主控/受控峰值電流模式PWM切換調節(jié)器中的設計缺陷所引起的主要問題的波形圖。
[0010]圖4描繪多相切換調節(jié)器的示意性電路圖，該多相切換調節(jié)器可用以實施本發(fā)明的第二例示性具體實例。
[0011]圖5描繪說明根據(jù)本發(fā)明的一個例示性具體實例的多相峰值電流模式切換調節(jié)器的加強效能的兩個波形圖，在該多相峰值電流模式切換調節(jié)器中，受控控制器中的漣波電阻器電流的經按比例調整的總和經鏡像復制至主控頻率產生器電路中。
[0012]圖6描繪說明根據(jù)本發(fā)明的第二例示性具體實例的多相峰值電流模式切換調節(jié)器的加強效能的兩個波形圖，在該多相峰值電流模式切換調節(jié)器中，受控控制器中的漣波電阻器電流的經按比例調整的總和經鏡像復制于主控頻率產生器電路中。
[0013]圖7A及圖7B描繪可用以實施圖5中所展示的第一加強多相實施的例示性主控控制器電路系統(tǒng)的示意性電路圖。
[0014]圖8A及圖8B描繪可用以實施圖6中所展示的第二加強多相實施的例示性主控頻率產生器電路系統(tǒng)的示意性電路圖。
[0015]圖9描繪說明根據(jù)本發(fā)明的例示性具體實例實施的多相峰值電流模式PWM切換調節(jié)器的負載瞬時事件的加強次諧波恢復效能的仿真行為模型。
[0016]圖10描繪說明根據(jù)本發(fā)明的例示性具體實例實施的多相峰值電流模式PffM切換調節(jié)器的動態(tài)輸出電壓轉換期間的加強輸出電壓突增效能的仿真行為模型。
[0017]圖11描繪可用以實施本發(fā)明的一個例示性具體實例的電子系統(tǒng)的方塊圖。
[0018]其中圖中:100、切換調節(jié)器；102、主控控制器電路；104、受控控制器電路；105、主控頻率電路；106、誤差放大器電路；107、補償電壓；108、漣波電阻器；110、線路；111、電流傳感器電路；112、漣波節(jié)點；113、比較器；114、誤差放大器；115、電流槽；116、電阻器；117、漣波電容器；118、補償節(jié)點；120、第一電流源；122、第一窗電阻器；124、正窗節(jié)點；125、PW調變器開關SW2; 126、第二窗電阻器；128、負窗節(jié)點；130、電流槽；132、漣波節(jié)點；134、漣波電容器；136、電流源；137、開關SWl; 138、電流槽；140、比較器；142、RS正反器；143、相位輸出電路；144、開關驅動器模塊；146、電子開關；148、電子開關；150、相位節(jié)點；250、主控漣波電壓;252、受控漣波電壓;302、主控漣波電壓;304、受控漣波電壓;306、滯后窗電壓;308、穩(wěn)態(tài)操作點開始;400、多相切換調節(jié)器;402、主控控制器電路;403、滯后窗產生器電路;404、受控控制器電路;405、主控頻率產生器;406、誤差放大器;407、補償電壓；408、第一相網絡；
409、線路;410、第二相網絡;412、第N相網絡;414、輸出節(jié)點;415、電流傳感器電路;417、電流傳感器電路;419、電流傳感器電路;420、相I電流值單元;422、相2電流值單元;424、相N電流值單元；426、組合器;428、除法器；430、濾波器;432、組合器；434、組合器;436、組合器；438、比較器;440、比較器;442、比較器;444、跨導放大器;446、漣波節(jié)點；448、電流傳感器電路;450、節(jié)點；452、比較器;454、比較器;456、邊緣偵測模塊;458、邊緣偵測模塊;460、R-S正反器;462、R-S正反器;464、開關驅動器模塊；466、開關驅動器模塊；900、仿真行為模型；902、次諧波恢復周期(之前)；904、次諧波恢復周期(之后)；1000、仿真行為模型；1002、實質輸出電壓突增(之前)；1004、不顯著輸出電壓突增(之后)；1100、電子系統(tǒng)；1102、電力子系統(tǒng)；1104、切換調節(jié)器；1106、調變器；1108、線路；1110、數(shù)字處理器單元；1112、周邊裝置子系統(tǒng)；1114、內存單兀;1116、輸入/輸出單兀。
【具體實施方式】
[0019]在以下詳細描述中，參看形成本文的部分且借助于特定說明性具體實例而展示的隨附圖式。然而，應理解，可利用其他具體實例且可進行邏輯、機械及電改變。此外，不應將圖式諸圖及本說明書中所呈現(xiàn)的方法理解為限制可執(zhí)行個別動作的次序。因此，不應將以下詳細描述理解為限制意義。每當可能時，遍及圖式使用相同或類似參考數(shù)字以參考相同或類似結構性組件或部分。
[0020]現(xiàn)有主控/受控單相及多相峰值電流模式脈波寬度調變(PWM)切換調節(jié)器中的架構缺陷引起三個問題:(I)負載瞬時事件的次諧波恢復；(2)動態(tài)輸出電壓轉換(例如，利用動態(tài)電壓識別或DVID)期間的輸出電壓擾動;及(3)由正被利用的主控控制器電路與受控控制器電路之間的失配導致的大信號異常。在解決此等問題時，某些終端用戶需要產品開發(fā)人員利用與小電感值耦接的全陶瓷輸出電容器濾波器。因此，此等高度相位滯后濾波器將現(xiàn)有PW調變器的執(zhí)行推送至曝露缺陷所在的點。現(xiàn)有解決方法為將大容量電解電容添加至輸出濾波器。然而，此方法并非有成本效益的且因此使產品開發(fā)人員在競爭中處于劣勢。
[0021]圖1描繪可用以實施本發(fā)明的一個例示性具體實例的峰值電流模式PWM切換調節(jié)器100的示意性電路圖。舉例而言，圖1中所描繪的電路圖可用以實施利用(例如)由Intersil Americas LLC開發(fā)的R3合成電流架構的步降(例如，降壓)單相主控/受控峰值電流模式切換調節(jié)器。圖1中所描繪的電路圖亦可經調適以用于谷值電流模式切換調節(jié)器操作。在圖1中所描繪的具體實例中，整個漣波交流電(AC)及直流電(DC)信息在受控控制器電路中感測到且與主控控制器電路共享，其引起在主控控制器電路中的漣波電壓波形VR及受控控制器電路中的VRl的曲率在寬動態(tài)操作范圍內實質上彼此類似。漣波電壓(例如，VRl)為漣波電容器Cr上生成的電壓，漣波電容器CriI過漣波電阻器Rr以適當速率放電以防止電荷累積且借此加強切換調節(jié)器的頻率響應。
[0022]在圖1中所展示的例示性具體實例中，切換調節(jié)器100包括主控控制器電路102、受控控制器電路104、誤差放大器電路106及相位輸出電路143。應注意，在所展示的例示性具體實例中，相位輸出電路143的電路組件形成于與受控控制器電路104的電路組件分離的集成電路、晶圓、芯片或晶粒上。在第二具體實例中，相位輸出電路143的電路組件可連同受控控制器電路104的電路組件一起形成于同一集成電路、晶圓、芯片或晶粒上。又，在所展示的例示性具體實例中，主控控制器電路102的電路組件形成于與誤差放大器電路106的電路組件分離的集成電路、晶圓、芯片或晶粒上。在第二具體實例中，主控控制器電路102及誤差放大器電路106的電路組件可形成于同一集成電路、晶圓、芯片或晶粒上。在任何情況下，主控控制器電路102及受控控制器電路104的時序信號通過主控頻率105產生。誤差放大器電路106輸出補償電壓VCOMP 107，其耦接至主控控制器電路102的輸入端。因此，主控控制器電路102及受控控制器電路104響應于輸入補償電壓VCOMP 107而控制輸出電壓V0UT。輸出電壓VOUT用作回饋信號且耦接回至誤差放大器電路106的輸入端νουτ。
[0023]具體言之，在圖1中所展示的例示性具體實例中，誤差放大器電路106的輸入端VOUT處的回饋電壓經由電阻器116耦接至誤差放大器114的反相輸入端。耦接至誤差放大器114的非反相輸入端的電壓VDAC具有指示切換調節(jié)器100的輸出電壓VOUT的目標電壓位準的電壓位準。響應于輸入電壓VOUT與VDAC的比較而在誤差放大器114的輸出端處產生的補償電壓VCOMP 107耦接至補償節(jié)點118。第一電流源120將窗電流IW提供至第一窗電阻器122的在生成正窗電壓VW+的正窗節(jié)點124處的一端。第一窗電阻器122的另一端連接至補償節(jié)點118。補償節(jié)點118亦連接至第二窗電阻器126的一端，且第二窗電阻器126的另一端連接至負窗節(jié)點128，其生成負窗電壓VW-。電流槽130汲入來自負窗節(jié)點128的窗電流IW。第一窗電阻器122及第二窗電阻器126中的每一者具有實質上相同的電阻，使得窗電壓VW+及VW-在(例如)平衡窗電壓組態(tài)中與補償節(jié)點118上的電壓偏移實質上相同的量。
[0024]正窗節(jié)點124連接至開關SW2125的第一開關端子，且開關SW2 125的第二開關端子連接至節(jié)點112、漣波電容器CR 117的一端，及比較器113的非反相輸入端。在此具體實例中，SW2 125可通過晶體管開關(諸如，MOSFET開關)或可形成于半導體集成電路、晶圓、芯片或晶粒上的任何其他合適電子開關實施。漣波電容器CR 117的另一端連接至參考電壓(例如，接地)。電流槽115汲入自漣波節(jié)點112至參考電壓(例如，接地)的電流gm*VDAC。如所展示，電流槽115產生跨導增益gm乘以電壓VDAC以生成與電壓VDAC成比例的電流。負窗節(jié)點128連接至比較器113的反相輸入端，且比較器113的輸出端連接至在其輸出端上產生主控頻率105的單穩(wěn)電路(1-SHOT)的輸入端。主控頻率105連接至開關SW2的控制端子，且亦連接至受控控制器電路104中的RS正反器142的設定(S)輸入端。
[0025]受控控制器電路104包括漣波電阻器Rr 108。參考電壓VREF耦接至漣波電阻器Rr108的一端。漣波電阻器Rr 108的另一端連接至漣波節(jié)點132，其生成連接于漣波節(jié)點132與接地之間的漣波電容器Cr 134上的漣波電壓VRl。電流源136將電流gml*VIN提供至開關SWl137的第一開關端子，且開關SWl 137的第二開關端子連接至漣波節(jié)點132。在此具體實例中，SWl 137可通過晶體管開關(諸如，MOSFET開關)或可形成于半導體集成電路、晶圓、芯片或晶粒上的任何其他合適電子開關實施。如所展示，通過電流源136產生的電流值對應于跨導增益gml乘以輸入電壓VIN以生成與輸入電壓VIN成比例的源電流。信號PWMl用以控制開關SWl 137。電流槽138汲入自漣波節(jié)點132至接地的電流gml*V0UT。如所展示，通過電流槽138產生的電流值對應于跨導增益gml乘以輸出電壓VOUT以生成與輸出電壓VOUT成比例的汲入電流。漣波節(jié)點132連接至比較器140的非反相輸入端。在主控控制器電路102中產生的正窗電壓VW+耦接至比較器140的反相輸入端。比較器140的輸出端連接至RS正反器142的重設R輸入端。RS正反器142的Q輸出端連接至相位輸出電路143中的開關驅動器模塊144的輸入端。開關驅動器模塊144控制電子開關(例如，開關晶體管)146及148的操作。電子開關146的汲極連接至輸入電壓VIN，電子開關148的源極連接至電路參考電壓(例如，電路接地)，電子開關146的源極及電子開關148的汲極連接至相位節(jié)點150，且電子開關146、148的閘極連接至開關驅動器模塊144的個別輸出端。相位節(jié)點150連接至輸出電感器L的一端，且輸出電感器L的另一端連接至濾波電容器C，其亦連接至參考電壓(例如，接地)。因此，輸出電壓VOUT響應于開關驅動器模塊144及電子開關146、148的操作而在輸出電感器L與濾波電容器C之間的節(jié)點處產生。
[0026]在操作中，PWM1信號雙態(tài)觸變?yōu)楦呒暗鸵钥刂葡辔坏那袚Q操作。當RS正反器142確證PffMl信號為高時，開關驅動器模塊144接通電子開關146(有時稱為高側開關)且斷開電子開關148(有時稱為低側開關)，使得電壓VIN有效地耦接至相位節(jié)點150。當PffMl信號變?yōu)榈蜁r，開關驅動器模塊144斷開電子開關146且接通電子開關148，使得相位節(jié)點150有效地耦接至接地。當PWMl信號在多個切換循環(huán)期間雙態(tài)觸變?yōu)楦呒暗蜁r，開關驅動器模塊144及電子開關146、148雙態(tài)觸變相位節(jié)點150在VIN與接地之間的耦接以經由輸出電感器L及輸出電容器C將輸入電壓VIN轉換成輸出電壓V0UT。在所展示的例示性具體實例中，切換調節(jié)器100操作為輸入電壓VIN大于輸出電壓VOUT的降壓調節(jié)器。然而，在第二具體實例中，切換調節(jié)器100可經實施以操作為輸出電壓VOUT大于輸入電壓VIN的升壓調節(jié)器。
[0027]電流槽138自漣波節(jié)點132汲取實質上恒定的電流gmI *VOUT，且自漣波電容器Cr134汲取電荷。當漣波電壓VRl大于參考電壓VREF時，額外電流自漣波節(jié)點132流經漣波電阻器Rr 108。當漣波電壓VRl小于參考電壓VREF時，額外電荷電流自參考電壓端子VREF流經漣波電阻器Rr 108。當RS正反器142確證PWMl信號為高時，相網絡將電流至驅動輸出端子V0UT。又，當PWMl信號為高時，開關SWl 137閉合使得來自電流源136的電流gml*VIN流動至漣波節(jié)點132以對漣波電容器Cr 134充電。在開關SWl 137閉合時，漣波電壓VRl上升至正窗電壓VW+的位準。當漣波電壓VRI上升至高于正窗電壓VW+的位準時，比較器140輸出重設RS正反器142且將P麗I信號雙態(tài)觸變至低的信號。當PWMl信號為低時，開關SWl 137斷開使得漣波電壓VRl開始以大致恒定速率斜降。RS正反器142通過下一主控頻率105脈波設定，因此閉合開關SWl 137且開始VRl漣波電壓的斜升。圖1中所展示的切換調節(jié)器控制器的類型在此項技術中常常稱作合成漣波電流控制器，此因為漣波電壓VRl經合成以對應于電感器L的漣波電流。
[0028]受控控制器電路104中的漣波電阻器Rr 108用以使得補償電壓VC0MP107的DC值能夠調變受控控制器電路104中的PW調變器開關SWl 137的工作循環(huán)。在如所展示的例示性受控控制器電路104中不具有漣波電阻器Rr 108的情況下，補償電壓VCOMP 107的DC值將不影響此受控控制器電路中的PW調變信號的工作循環(huán)。換言之，即使補償電壓VCOMP 107的值在DC方式中將變得大于或小于參考電壓VREF，受控控制器電路104中的電壓波形VRl的斜率(或工作循環(huán))仍將不改變。
[0029]在圖1中所展示的例示性具體實例中，流經漣波電阻器Rr108的電流通過合適電流傳感器電路111感測且經由線路110耦接至連接至主控控制器電路102中的PW調變器開關SW2 125的漣波節(jié)點112?？衫萌绱隧椉夹g中已知的合適電流感測電路系統(tǒng)(諸如，與漣波電阻器Rr 108串聯(lián)連接以生成表示流經漣波電阻器Rr 108的電流的電壓的電阻器、耦接至漣波節(jié)點112的濾波器電路，或可用以感測流經漣波電阻器Rr 108的電流的任何其他合適技術)而實施電流傳感器電路111。在任何情況下，耦接流經漣波電阻器Rr 108的電流至主控控制器電路102中的漣波節(jié)點112將彼電流加至在漣波節(jié)點112處存在的電流(gm*VDAC)，且借此確保受控控制器電路104中的漣波電壓VRl的波形的曲率非常緊密接近主控控制器電路102中的漣波電壓VR的波形的曲率。舉例而言，參看圖2中所描繪的例示性波形圖，主控電壓VR波形250在其斜降時的曲率非常緊密接近受控電壓VRl波形252在其斜降時的曲率。因此，切換調節(jié)器100的負載瞬時事件的次諧波恢復效能相對于現(xiàn)有切換調節(jié)器的負載瞬時事件的次諧波恢復效能而顯著加強。又，在瞬時負載條件下，與現(xiàn)有切換調節(jié)器相比，切換調節(jié)器100具有較高切換頻率，減小的漣波，及實質上較好的總瞬時響應。
[0030]在操作中，主控控制器電路102中的電流槽115自漣波節(jié)點112汲取實質上恒定的電流gm*VDAC，且自漣波電容器Cr 117汲取電荷。將在線路110上的感測到的漣波電流加至在漣波節(jié)點112處的電流8111*￥04(:。當開關3￥2 125斷開時，在漣波節(jié)點112處的電壓VR實質上以恒定速率斜降。當在漣波節(jié)點112處的電壓VR下降至負窗電壓VW-的位準時，比較器113輸出觸發(fā)單穩(wěn)電路以產生主控頻率105的信號。又，主控頻率105脈波(圖2中的主控CLK)閉合開關SW2 125，且亦設定RS正反器142。在開關SW2 125閉合時，漣波電容器Cr 117上的電壓VR快速上升(相對于主控CLK脈波的前邊緣)至正窗電壓VW+的位準。在主控頻率脈波(主控CLK)結束之后，開關SW2 125斷開且在漣波節(jié)點112處的電壓VR如圖2中所指示以實質上恒定的速率(除微小曲率以外)斜降。然而，如由圖2中所描繪的波形圖所說明，應注意，由于將來自受控控制器電路104的感測到的漣波電流加至主控控制器電路102中的漣波節(jié)點112處的電流，因此主控器的漣波電壓VR 250及受控器的電壓VRl 252的波形的曲率在該等電壓斜降時彼此非常緊密接近。
[0031]圖3描繪說明一些現(xiàn)有主控/受控峰值電流模式PWM切換調節(jié)器中的問題的波形圖。更精確地，圖3描繪在現(xiàn)有切換調節(jié)器中的負載插入(負載自低快速增加至高)期間出現(xiàn)的問題的實例。在不利用圖1中所展示的受控至主控漣波電流耦接的情況下，主控漣波電壓VR.MSTR 302及受控漣波電壓VR_SLV 304在滯后窗(VW)306移動遠離其穩(wěn)態(tài)操作點(例如，在308處開始)時變得分離。當受控漣波電壓VR(虛線)304遠離主控漣波電壓VR 302時，PW調變開啟及關閉時間增加，此導致較低切換頻率，增加的漣波，及在所涉及的切換調節(jié)器中的較不良總瞬時響應。應注意，此切換調節(jié)器中的受控器的漣波電壓304已下降至遠低于滯后窗306的下限(VW-)(例如，有效VW爆裂)。
[0032]具體言之，盡管現(xiàn)有峰值(或谷值)電流模式PWM切換調節(jié)器常常將漣波電阻器包括在受控控制器電路中，但此等切換調節(jié)器中的每一者中固有的設計缺陷為主控器的漣波電壓及受控器的漣波電壓的曲率在切換調節(jié)器的動態(tài)操作范圍內顯著不同。結果，現(xiàn)有峰值(或谷值)電流模式PWM切換調節(jié)器經歷大信號異常、負載瞬時事件的次諧波恢復及動態(tài)輸出電壓轉換期間的輸出電壓突增(例如，在利用動態(tài)DVID的情況下)。然而，如下文詳細地描述，本發(fā)明提供將受控控制器電路中的漣波電阻器電流耦接至主控控制器電路的加強的切換調節(jié)器，其解決現(xiàn)有切換調節(jié)器中固有的上文所描述的設計缺陷。
[0033]舉例而言，參看圖3，應注意，當負載在308處插入時，受控VR電壓波形304的斜率在負向上絕對值逐漸增加，而主控VR電壓波形302的斜率保持相同。舉例而言，漣波電壓波形VR_MSTR 302及VR_SLV 304的斜率大致相同直至負載在308處增加。此時，受控VR電壓波形304的曲率開始增加。受控VR電壓波形304的曲率的增加由跨越受控器中的漣波電阻器生成的電壓所引起。因此，受控VR電壓304下降至遠低于滯后窗VW 306(例如，有效VW爆裂)，且受控器中的PW調變器的開啟時間因此顯著增加。
[0034]圖4描繪多相切換調節(jié)器400的示意性電路圖，該多相切換調節(jié)器可用以實施本發(fā)明的第二例示性具體實例。舉例而言，多相切換調節(jié)器400可用以實施一或多個多相峰值電流模式(或谷值電流模式)PWM切換調節(jié)器。在圖4中所描繪的例示性具體實例中，多相峰值電流模式切換調節(jié)器包括多個交叉耦接式漣波電阻器電路。換言之，「交叉耦接式」可解釋為意謂多相切換調節(jié)器400生成來自受控控制器電路的多個相的漣波電阻器(Rr)電流的經按比例調整的總和，且與該等相中的每一者及亦與主控頻率產生器共享漣波電阻器(Rr)電流的經按比例調整的總和。在一個具體實例中，生成「經按比例調整的總和」或「按比例調整…的總和」意謂「平均」。因而，例如，圖4中所展示的交叉耦接式漣波電阻器電路可用以將來自多個受控控制器電路的相電流耦接至主控控制器電路而不必將漣波電阻器包括在所涉及的主控控制器電路中。
[0035]在圖4中所展示的例示性具體實例中，多相切換調節(jié)器400為相電流在任何數(shù)目(「N」)個相之間共享的多相峰值電流模式PffM切換調節(jié)器，其中N為大于一的任何正整數(shù)。在第二具體實例中，多相切換調節(jié)器400可經實施為相電流在N個相之間共享的多相谷值電流模式切換調節(jié)器。在圖4中所描繪的具體實例中，多相切換調節(jié)器400包括主控控制器電路402、用于每一相的受控控制器電路404 (例如，對于在此具體實例中描繪的受控控制器電路404，N等于2)，及誤差放大器406。在此具體實例中，主控控制器電路402包括虛線框408、410及412左邊描繪的所有電路系統(tǒng)(如由垂直虛線指示)。主控控制器電路402的臨限信號VTRIG在主控頻率產生器405的第一輸出端處產生，且正窗電壓VW+在主控頻率產生器405的第二輸出端處提供。共同誤差放大器406輸出補償電壓VCOMP 407，其耦接至主控頻率產生器405的輸入端。滯后窗產生器電路403的輸出端耦接至主控頻率產生器405的第二輸入端。主控控制器電路402及多個受控控制器電路(例如，針對一個例示性相的404)針對所涉及的多個相響應于輸入補償電壓VCOMP 407而產生輸出電壓V0UT。
[0036]共同誤差放大器406接收VOUT及VSET電壓且輸出補償電壓VC0MP，其用作兩個相的觸發(fā)電壓VTRIG。然而，對于大于2的N，不同觸發(fā)電壓VTRIG響應于補償電壓VCOMP 407及相的數(shù)目N而通過滯后窗產生器403及主控頻率產生器405產生，如下文將論述。此觸發(fā)電壓VTRIG經分布至N個相網絡中的每一者，該等相網絡在此具體實例中經描繪(虛線)為第一相網絡408、第二相網絡410等，直至最后或第N相網絡412。相網絡408至412耦接至生成輸出電壓VOUT的共同輸出節(jié)點414。輸出(濾波)電容器C連接于輸出節(jié)點414與電路接地之間。
[0037]在第一例示性具體實例中，分別利用合適電流傳感器電路415、417、‘"419來感測實際(「真實」)相電流ILl、IL2、...ILN，且借此量測該等相電流以分別提供對應電流感測電壓VILl、VIL2、一VILN13電流感測電壓VILl為與相電流ILl成比例的電壓值，電流感測電壓VIL2為與相電流VIL2成比例的電壓值，且電流感測電壓VILN為與相電流ILN成比例的電壓值。在此具體實例中，電流感測電壓VILl耦接至用于第一相網絡408的相I電流值單元420，電流感測電壓VIL2耦接至用于第二相網絡410的相2電流值單元422，且電流感測電壓VILN耦接至用于第N相網絡412的相N電流值單元424。相電流值單元420、422、...424中的每一者針對通過用于所涉及的個別相網絡的電流傳感器直接或間接量測的每一「真實」電流值VILl至VILN而生成對應相電流值。來自相電流值單元420、422、...424的相電流值耦接至組合器426 (例如，加法器)的個別輸入端，組合器將相電流值加在一起且輸出相電流總和值VSUM。相電流總和值VSUM耦接至除法器428的輸入端，該除法器將相電流總和值VSUM除以相的數(shù)目(N)，且將對應或經按比例調整的總和相電流值輸出至濾波器430，諸如低通濾波器或其類似者。濾波器430將經按比例調整的總和相電流值分別提供至用于相網絡408、
410、...412的多個組合器432、434、...436中的每一者的反相輸入端。來自相電流值單元420、422、".424的每一相電流值分別耦接至輸出電壓值VRl至VRN的組合器432、434、".436中的對應者的非反相輸入端。電壓值VRl至VRN耦接至用于所涉及的相網絡408、410、…412中的每一者的對應比較器438、440、...442的非反相輸入端。
[0038]在第二例示性具體實例中，指示漣波電流信號的以合成方式產生的漣波電壓在受控控制器電路中的每一者中生成且耦接至個別相電流值單元420、422、…424。應注意，在此具體實例中，術語「合成電流」、「合成電壓」、「合成漣波電流」、「合成漣波電壓」、「以合成方式產生的漣波電流」或「以合成方式產生的漣波電壓」指漣波電容器的電壓(例如，VR2)合成該等相的電感器(例如，L2)的漣波電流的事實。此外，當其在第二相受控控制器404中展示時，每一受控控制器電路中耦接于每一漣波電壓節(jié)點與參考電壓之間的漣波電阻器可用在其他具體實例中經調諧以實質上模擬或匹配經由或跨越漣波電阻器以其他方式生成的相同電流或電壓的跨導放大器替換。因此，通過跨導放大器(444)生成的電流取代由所涉及的受控控制器電路中的漣波電阻器產生的電流。
[0039]具體言之，參看圖4中所描繪的例示性受控控制器電路404，用跨導放大器444替換漣波電阻器(例如，圖1中的Rr 108)。參考電壓VREF耦接至放大器444的非反相輸入端，且在漣波節(jié)點446處的相2漣波電壓VR2耦接至放大器344的反相輸入端?？鐚Х糯笃?44的輸出端耦接至漣波節(jié)點446?？鐚Х糯笃?44將輸入電壓轉換成輸出電流。具體言之，跨導放大器444具有跨導增益gm2且因此將輸入電壓VREF與VR2之間的差放大gm2倍以提供輸出電流12(例如，對于相2)。輸出電流12耦接至漣波節(jié)點446。因而，電流12系根據(jù)等式12 = gm2*(VREF-VR2)而生成且施加至漣波節(jié)點446。跨導放大器444的輸出阻抗實際上是恒定且高的。在圖4中所描繪的例示性具體實例中，跨導放大器444的增益gm2通過選擇gm2 = l/Rr2而調諧以追蹤所替換漣波電阻器的值。因此，跨導放大器444有效地模擬典型地耦接于電壓VREF與漣波電壓VR2之間的所替換漣波電阻器(例如，圖1中所展示的漣波電阻器Rr 108)的功能。
[0040]在此第二例示性具體實例中，跨導放大器444的輸出電流12通過合適電流傳感器電路448感測。可利用如此項技術中已知的合適電流感測電路系統(tǒng)(諸如，與電流12串聯(lián)連接以生成與12成比例的電壓的電阻器)而實施電流傳感器電路448。感測到的電流12自相2合成電流信號區(qū)塊422饋入至組合器426，在該組合器中，將感測到的電流12加至其他相的以類似方式感測的跨導放大器輸出電流。用于相2的合成漣波電壓VR2自相2合成電流信號區(qū)塊422耦接至組合器434，且類似地，其他相的適當合成漣波電壓耦接至彼等其他相的其他組合器(例如，432、436)。
[0041]總之，在圖4中所描繪的例示性具體實例中，N個受控控制器電路中的每一者(例如，針對相2的404)經組態(tài)以利用「交叉耦接式Rr」或漣波電阻器電路來將彼受控器中的經按比例調整的總和漣波電阻器電流鏡像復制至主控頻率產生器電路405。將經按比例調整的總和漣波電阻器電流鏡像復制至主控頻率產生器電路405的此功能通過虛線409指示，該虛線將濾波器430的輸出端處的經按比例調整的總和漣波電阻器電流值自節(jié)點450有效地耦接至主控頻率產生器405中的漣波節(jié)點。
[0042]應注意，上文關于圖1所描述的誤差放大器106及主控控制器電路102可用于圖4中所描繪的具體實例以執(zhí)行所展示的滯后窗電路403、主控頻率產生器405及誤差放大器406的功能。舉例而言，圖4中所展示的虛線409可經描繪為耦接至圖1中所展示的漣波節(jié)點115。誤差放大器406可通過圖1中的誤差放大器106實施以利用圖1中所展示的補償電壓VCOMP107產生補償信號VCOMP 407。又，滯后窗電路403及主控頻率產生器電路405可通過圖1中所展示的主控控制器電路102實施。根據(jù)本申請案的教示內容，可執(zhí)行誤差放大器406、滯后窗電路403及主控頻率產生器405的上文所描述功能的任何合適電路系統(tǒng)可用以自節(jié)點450接收經按比例調整的總和漣波電阻器電流值(或對應于經按比例調整的總和漣波電阻器電流值的電壓)，且輸出圖4中所展示的正窗電壓VW+及臨限電壓VTRIG。
[0043]觸發(fā)電壓VTRIG自主控頻率產生器405耦接至一對比較器452、454中的每一者的非反相輸入端。比較器452的反相輸入端接收漣波電壓VRN(例如，自組合器436輸出)，且比較器454的反相輸入端接收漣波電壓VRl (例如，自組合器432輸出)。比較器452的輸出端耦接至邊緣偵測模塊456(對應于圖1中的單穩(wěn)電路)的輸入端，且比較器454的輸出端耦接至第二邊緣偵測模塊458的輸入端。邊緣偵測模塊456的輸出端耦接至RS正反器460的設定(S)輸入端，且邊緣偵測模塊458的輸出端耦接至RS正反器462的設定(S)輸入端。RS正反器460的Q輸出端提供第一P麗信號(P麗I)，且RS正反器462的Q輸出端提供第二P麗信號(PWiK)t3HVMl信號親接至開關驅動器模塊464的輸入端，且PWM2信號親接至第二開關驅動器模塊466的輸入端。響應于PWMl信號，開關驅動器模塊464控制其電子開關對之切換以產生相電流ILl。響應于PWM2信號，開關驅動器模塊466控制其電子開關對之切換以產生相電流IL2。應注意，相2受控控制器電路404的比較器440亦為耦接于組合器434與RS正反器462之間的比較器440。因而，假定N個相控制器電路在結構上及功能性上類似，比較器438為相I受控控制器電路中的比較器且比較器442為相N受控控制器電路中的比較器。
[0044]總之，在圖4中所描繪的例示性具體實例中，N個相網絡(例如，408、410、412)在啟動中交替以同等地共享至輸出節(jié)點的電流負載以用于驅動負載。在具體實例的一個態(tài)樣中，將N個受控控制器中的每一者的實際或「真實」輸出相電流平均(亦即，生成經按比例調整的總和)，且與每一相共享輸出相電流的經按比例調整的總和。在具體實例的第二態(tài)樣中，將N個受控控制器中的每一者的實際或「真實」?jié)i波電阻器電流平均(亦即，生成經按比例調整的總和)，且與每一相共享漣波電流的經按比例調整的總和。在具體實例的第三態(tài)樣中，將N個受控控制器中的每一者的以合成方式產生(「合成」)的漣波電阻器電流平均(亦即，生成經按比例調整的總和)，且與每一相共享「合成」?jié)i波電阻器電流的經按比例調整的總和。因此，根據(jù)本申請案的教示內容，受控控制器電路的漣波電阻器電流的經按比例調整的總和用于主控控制器電路中以通過使主控器的漣波電壓及受控器的漣波電壓的波形的曲率大致相同而加強切換調節(jié)器的效能。
[0045]圖5描繪說明根據(jù)本發(fā)明的一個例示性具體實例的多相峰值電流模式切換調節(jié)器的加強效能的兩個波形圖，在該多相峰值電流模式切換調節(jié)器中，受控控制器中的漣波電阻器電流的經按比例調整的總和經鏡像復制至主控頻率產生器電路中。更精確地，圖5描繪一個具體實例(下文關于圖7A及圖7B所描述)的例示性波形，其中主控控制器的滯后窗的大小根據(jù)以下等式減小為所涉及的受控控制器的作用中相的數(shù)目分之一:
[0046]Vw_master = Vw_slave/N，其中N等于作用中受控相的數(shù)目。
[0047]此關系實現(xiàn)以下的適當主控切換頻率(Fsw):
[0048]Fsw_master=Fsw_slave*N，其中N等于作用中相的數(shù)目。
[0049]在此狀況下，主控控制器的漣波電容器值Crjnaster可等于受控控制器的漣波電容器值Cr_slaVe，同時仍維持適當切換頻率。通過在主控控制器及受控控制器兩者中利用相同值漣波電容器Cr，可將漣波電阻器Rr添加至主控控制器以匹配受控控制器的時間常數(shù)，且借此將整個AC及DC受控漣波信息提供至所涉及的主控控制器。
[0050]具體言之，在圖5中所展示的實例中，主控控制器電路及受控控制器電路中的漣波電容器Cr的值經選擇為相等的。又，主控控制器電路中的滯后窗電壓VW的值等于受控控制器電路中的滯后窗電壓的值除以所涉及相的數(shù)目(參見下部波形集合)。將窗大小改變?yōu)镮/N使主控器的頻率等于受控器的頻率乘以N，其中N為作用中受控相的數(shù)目。應注意，如圖5中的下部波形中所指示，在將受控器的交叉耦接式漣波電阻器電流加至主控控制器電路之后，主控器及受控器中的電壓VR的時間常數(shù)(例如，VR_MSTR、VR_SLV1、VR_SLV2)與未加有交叉耦接式漣波電阻器電流的上部波形中相比更緊密匹配。因此，下部波形圖中表示的主控控制器電路及受控控制器電路的瞬時效能得以顯著加強。
[0051]圖6描繪說明根據(jù)本發(fā)明的第二例示性具體實例的多相峰值電流模式切換調節(jié)器的加強效能的兩個波形圖，在該多相峰值電流模式切換調節(jié)器中，受控控制器中的漣波電阻器電流的經按比例調整的總和經鏡像復制于主控頻率產生器電路中。更精確地，圖6描繪一個具體實例(下文關于圖8A及圖SB所描述)的例示性波形，其中主控控制器的合成電流的斜率根據(jù)以下等式減小為所涉及受控控制器的作用中相的數(shù)目分之一:
[0052]gm_master = gm_slave*N，其中N等于作用中受控相的數(shù)目。
[0053]此關系實現(xiàn)以下的適當主控切換頻率:
[0054]Fsw_master=Fsw_slave*N，其中N等于作用中相的數(shù)目。
[0055]在此狀況下，主控控制器的漣波電容器的值Crjnaster可等于受控控制器的漣波電容器的值Cr_slaVe，同時仍維持適當頻率。通過在主控控制器及受控控制器兩者中利用相同值漣波電容器Cr，可將漣波電阻器Rr添加至主控控制器以匹配受控控制器的時間常數(shù)，且借此將整個AC及DC受控漣波信息提供至主控控制器。
[0056]具體言之，在圖6中所展示的實例中，主控控制器電路及受控控制器電路中的漣波電容器Cr的值經選擇為相等的。然而，在此具體實例中且不同于圖5中所描繪的具體實例，主控控制器電路中的電流源的跨導的值(GM_MSTR)等于受控控制器電路中的電流源的跨導的值(GM_SLV)乘以所涉及相的數(shù)目(N)。應注意，如下部波形中所指示，在將受控器的交叉耦接式漣波電阻器電流加至主控控制器電路之后，主控器及受控器中的電壓的時間常數(shù)VR_MSTR、VR_SLV1、VR_SLV2與未加有交叉耦接式漣波電阻器電流的上部波形中相比更緊密匹配。因此，由圖6中的下部波形表示的主控控制器電路及受控控制器電路的瞬時效能相對于現(xiàn)有切換調節(jié)器中的主控控制器電路及受控控制器電路得到顯著加強。又，應注意，使跨導值加倍(在此實例中，相的數(shù)目N=2)維持滯后窗的大小且因此用于維持信噪比(SNR)t^例而言，圖5中所描繪的例示性具體實例將主控控制器的滯后窗減小為1/N。然而，主控控制器的滯后窗變得愈小，SNR變得愈差。因而，在圖5中所描繪的具體實例中，若主控器的滯后窗(VW)增加以抑制SNR，則受控器的滯后窗(VW)變得較大，其導致潛在空余空間問題。然而，在圖6中所描繪的具體實例中，維持滯后窗的大小。因此，與圖5中所描繪的具體實例相比，不添加額外空余空間約束。
[0057]圖7A及圖7B描繪可用以實施圖5中所展示的第一加強多相實施的例示性主控控制器電路系統(tǒng)的示意性電路圖。在此例示性具體實例中，主控控制器的滯后窗大小減小為所涉及作用中相的數(shù)目分之一。一個可能實施為將電阻器區(qū)段/分支添加至窗產生器電路，且依據(jù)作用中受控相而在其間切換。在此狀況下，電阻器必須經適當?shù)卦O定大小以達成以下所要功能:
[0058]Vw_master = Vw_slave/N，其中N等于作用中受控相的數(shù)目。
[0059]又，在此例示性具體實例中，提供具有交叉耦接式漣波電阻器(Rr)電流的簡化主控VR電路以產生所涉及的受控控制器的適當時間常數(shù)匹配。
[0060]具體言之，在圖7A中所描繪的實例具體實例中，展示三相系統(tǒng)的主控控制器電路系統(tǒng)。所展示的窗產生器電路系統(tǒng)可用以自補償電壓VCOMP產生滯后窗電壓Vff+及VW-。在其他具體實例中，額外電阻器區(qū)段/分支可經提供用于三個以上相。在圖7A中所展示的具體實例中，在誤差放大器的輸出端處產生的補償電壓VCOMP耦接至補償節(jié)點。電流源將窗電流IW提供至第一窗電阻器的在生成正窗電壓VW+的正窗節(jié)點處的一端。第一窗電阻器的另一端連接至第二窗電阻器，且第二窗電阻器的另一端連接至第二相的生成正窗電壓VW+的第二正窗節(jié)點。第二窗電阻器的另一端連接至第三窗電阻器，其連接至第三相的生成正窗電壓VW+的第三正窗節(jié)點。第三窗電阻器的另一端連接至補償節(jié)點。
[0061]補償節(jié)點亦連接至第四窗電阻器的一端，且第四窗電阻器的另一端連接至第三相的生成負窗電壓VW-的負窗節(jié)點。第三相的負窗節(jié)點連接至第五窗電阻器的一端，且第五窗電阻器的另一端連接至第二相的生成負窗電壓VW-的第二負窗節(jié)點。第二負窗節(jié)點連接至第六窗電阻器的一端，且第六窗電阻器的另一端連接至第一相的生成負窗電壓VW-的第三負窗節(jié)點。電流槽汲入來自第一相的負窗節(jié)點的窗電流IW。第一窗電阻器至第六窗電阻器中的每一者具有實質上相同的電阻，使得窗電壓VW+及VW-在(例如)平衡窗電壓組態(tài)中與補償節(jié)點上的電壓偏移實質上相同的量。第一開關組件選擇用于所要數(shù)目個相的正窗節(jié)點，且第二開關組件選擇用于所要數(shù)目個相的對應負窗節(jié)點。
[0062]在圖7B中所描繪的實例具體實例中，所展示的電路系統(tǒng)可用以將受控控制器電路的交叉耦接式漣波電阻器電流加至所涉及的主控控制器電路。在此具體實例中，主控控制器中的漣波電容器及受控控制器中的漣波電容器的值經選擇為實質上相同的。因而，圖7B中所展示的電路系統(tǒng)可用以通過將受控控制器的漣波電流的總和(例如，ir_SLVl+ir_SLV2+ir_SLV3)除以所涉及的受控控制器的數(shù)目(例如，3)而生成待加至主控控制器的漣波電阻器電流irr的交叉耦接式經按比例調整的總和。
[0063]圖8A及圖SB描繪可用以實施圖6中所描繪的第二加強多相具體實例的例示性主控頻率產生器電路系統(tǒng)的示意性電路圖。在此例示性具體實例中，主控控制器的漣波電壓VR的斜率根據(jù)所利用作用中相的數(shù)目而增加。一個可能實施為將電流鏡區(qū)段/分支添加至主控器的Cr下拉電流，該等電流鏡區(qū)段/分支依據(jù)所涉及的作用中相的數(shù)目而接通。在彼狀況下，電流鏡將必須經適當?shù)卦O定大小以達成以下所要功能:
[0064]gm_master = gm_slave*N，其中N等于作用中受控相的數(shù)目。
[0065]在此具體實例中，主控控制器及所有受控控制器的滯后窗VW實質上是相同大小。
[0066]具體言之，在圖8A中所描繪的實例中，展示三相切換調節(jié)器系統(tǒng)的主控控制器電路系統(tǒng)。由于主控控制器及受控控制器的滯后窗實質上是相同大小，因此圖8A中所展示的窗產生器電路系統(tǒng)可用以針對任何數(shù)目(例如，3)個相產生滯后窗電壓VW+及VW-。在圖8A中所展示的具體實例中，在誤差放大器的輸出端處產生的補償電壓VCOMP耦接至補償節(jié)點。電流源將窗電流IW提供至第一窗電阻器的在生成正窗電壓VW+的正窗節(jié)點處的一端。第一窗電阻器的另一端連接至補償節(jié)點。補償節(jié)點亦連接至第二窗電阻器的一端，且第二窗電阻器的另一端連接至生成負窗電壓VW-的負窗節(jié)點。電流槽汲入來自負窗節(jié)點的窗電流IW。
[0067]圖SB中所描繪的電路系統(tǒng)可用以將受控控制器電路的交叉耦接式漣波電阻器電流加至所涉及的主控控制器電路。在此具體實例中，主控控制器中的漣波電容器及受控控制器中的漣波電容器的值經選擇為實質上相同的。因此，用于主控控制器中的電流源的跨導值實質上等于用于受控控制器中的電流源的跨導值乘以所涉及的受控控制器的數(shù)目。因而，圖SB中所展示的電路系統(tǒng)可用以通過將受控控制器的漣波電阻器電流的總和(例如，ir_SLVl+ir_SLV2+ir_SLV3)除以所涉及的受控控制器的數(shù)目(例如，3)來生成待加至主控控制器的漣波電阻器電流irr的交叉耦接式經按比例調整的總和，而不將任何額外空余空間約束添加至設計。
[0068]圖9描繪說明根據(jù)本發(fā)明的例示性具體實例實施的多相峰值電流模式PWM切換調節(jié)器的負載瞬時事件的加強次諧波恢復效能的仿真行為模型900。更精確地，圖9A及圖9B描繪在單相主控/受控控制器根據(jù)本發(fā)明的例示性具體實例而實施之前及之后的負載插入波形(例如，自低負載至高負載的快速轉變)。一組波形(之前)展示在例示性具體實例的仿真實施之前的受控調變器信號VWP(滯后窗的頂部)、VWM(滯后窗的底部)，及受控器的漣波電壓VR_slave(例如，以合成方式產生的漣波電流)。低頻操作在受控器的漣波電壓與主控器的漣波電壓分離(例如，如圖3中所說明)時清晰地可見。另一組波形展示在例示性具體實例的仿真實施之后(之后)的輸出電壓響應。在不實施具體實例的情況下，總輸出電壓負向尖峰及漣波增加。因此，輸出濾波器電容必須增加以考慮效能的所得降級。又一組波形展示在實施具體實例之后的受控調變器信號VWP(滯后窗的頂部)、VWM(滯后窗的底部)，及VR_slave(受控合成電流)。此等波形展示受控器的漣波電壓VR大致匹配主控器的預期漣波電壓VR的波形(例如，如圖2中所說明)。
[0069]具體言之，如902處所指示，應注意，在不將受控漣波電阻器電流加至主控器的情況下(之前)，在負載瞬時事件之后的次諧波恢復周期為大約15ySeC。相比而言，如904(其模型化本發(fā)明的一個具體實例的行為(之后))處所指示，在相同負載瞬時事件之后的次諧波恢復周期顯著減少。因此，模擬展示根據(jù)本發(fā)明的例示性具體實例實施的多相峰值電流模式PffM切換調節(jié)器的負載瞬時事件的次諧波恢復效能相對于現(xiàn)有多相峰值電流模式PWM切換調節(jié)器的負載瞬時事件的次諧波恢復效能顯著加強。
[0070]圖10描繪說明根據(jù)本發(fā)明的一個例示性具體實例實施的多相峰值電流模式PffM切換調節(jié)器的在動態(tài)輸出電壓轉換(例如，DVID)期間的加強輸出電壓突增效能的仿真行為模型1000。更精確地，圖10描繪在3相主控/受控系統(tǒng)中的例示性具體實例的實施之前及之后的高速向下輸出電壓轉換波形。一組波形展示在例示性具體實例實施之后的受控相電流(VRl至VR 3，指示為加粗、未加粗及虛線)中的每一者。應注意，此等受控相電流經良好平衡且恰當?shù)鼐S持在合適位準。此效能實現(xiàn)光滑輸出電壓衰減。第二組波形展示在例示性具體實例實施之前及之后的輸出電壓響應。在例示性具體實例實施之前，輸出漣波經不良控制且較低頻率受控切換導致輸出電壓突增。對比而言，輸出端在例示性具體實例實施之后維持低噪聲線性轉換。又一組波形展示在例示性具體實例實施之前的受控器的漣波電壓(VR)。此等波形展示延長切換時段及在動態(tài)輸出電壓轉換期間導致輸出電壓突增的不良定相對準。
[0071]具體言之，如1002處所指示，應注意實質輸出電壓突增在受控器的漣波電阻器電流未加至主控器的情況下出現(xiàn)(之前的VOUT)。相比而言，如1004處所指示，對于根據(jù)本發(fā)明的例示性具體實例實施的模型化多相峰值電流模式PWM切換調節(jié)器，存在極少或無輸出電壓突增(之后的V0UT)。亦應注意，根據(jù)本發(fā)明之一或多個例示性具體實例實施的受控器中的電壓VR的時間常數(shù)(頂部圖-之后的受控VR)與現(xiàn)有受控器中(底部圖-之前的受控VR)相比更緊密匹配。因而，圖10說明根據(jù)本發(fā)明之一或多個例示性具體實例實施的峰值電流模式PffM切換調節(jié)器的頻率效能相對于現(xiàn)有峰值電流模式PWM切換調節(jié)器的頻率效能顯著加強。
[0072]圖11描繪電子系統(tǒng)1100的方塊圖，該電子系統(tǒng)可用以實施本發(fā)明的一個例示性具體實例。在所展示的例示性具體實例中，電子系統(tǒng)1100包括電力子系統(tǒng)1102、數(shù)字處理器單元1110及周邊裝置子系統(tǒng)1112。舉例而言，數(shù)字處理器單元1110可為微處理器或微控制器及其類似者。周邊裝置子系統(tǒng)1112包括用于儲存通過數(shù)字處理器單元1110處理的數(shù)據(jù)的內存單元1114，及用于將數(shù)據(jù)傳輸至內存單元1114及數(shù)字處理器單元1110及自內存單元1114及數(shù)字處理器單元1110接收數(shù)據(jù)的輸入/輸出(I/O)單元1116。在圖11中所描繪的例示性具體實例中，電力子系統(tǒng)1102包括切換調節(jié)器1104，及用于控制切換調節(jié)器1104的調變及切換頻率的調變器1106。切換調節(jié)器1104經由線路1108提供調節(jié)電壓以向數(shù)字處理器單元1110及周邊裝置子系統(tǒng)1112中的電子組件供電。在所展示的例示性具體實例中，可(例如)利用圖4中所描繪的多相峰值電流模式PWM切換調節(jié)器400而實施切換調節(jié)器1104。在一或多個具體實例中，電子系統(tǒng)1100的組件可實施于一或多個集成電路、晶圓、芯片或晶粒中。
[0073]盡管本文中已說明并描述特定具體實例，但一般熟習此項技術者將了解，經計算以達成相同目的的任何配置可取代所展示的特定具體實例。因此，明顯預期本申請案僅由權利要求及其等效物限制。
【主權項】
1.一種控制一電流模式PWM切換調節(jié)器的方法，其包含: 在該切換調節(jié)器中產生一第一漣波電壓； 用該第一漣波電壓控制該切換調節(jié)器中的一第一 PWM開關的一切換頻率； 將該第一漣波電壓耦接至該切換調節(jié)器中的一第二漣波節(jié)點； 在該第二漣波節(jié)點處回應于該第一漣波電壓而產生一第二漣波電壓;及 用該第二漣波電壓控制該切換調節(jié)器中的一第二開關的一切換頻率。2.根據(jù)權利要求1所述的方法，其中該產生該第一漣波電壓包含在該切換調節(jié)器中的一受控控制器電路中產生該第一漣波電壓，且該產生該第二漣波電壓包含在該切換調節(jié)器中的一主控控制器電路中產生該第二漣波電壓。3.根據(jù)權利要求1所述的方法，其中該產生該第二漣波電壓包含將該第一漣波電壓加至在該切換調節(jié)器中的一主控控制器電路中的一漣波電容器上生成的一電壓。4.根據(jù)權利要求1所述的方法，其中該方法在一多相峰值電流模式PWM切換調節(jié)器或一多相谷值電流模式PWM切換調節(jié)器中執(zhí)行。5.根據(jù)權利要求1所述的方法，其中該產生該第一漣波電壓包含在一第一半導體集成電路、晶圓、芯片或晶粒上的一受控控制器電路中產生該第一漣波電壓，且該產生該第二漣波電壓包含在一第二半導體電路、晶圓、芯片或晶粒上的一主控控制器電路中產生該第二漣波電壓。6.—種控制一電流模式漣波調節(jié)器的方法，該電流模式漣波調節(jié)器包括一或多個相、對應于該一或多個相的一或多個相控制器及一主控控制器，該方法包含: 響應于一誤差放大器的一輸出信號而產生兩個臨限電壓； 響應于一主控漣波電壓及該兩個臨限電壓而產生一主控頻率信號； 產生對應于該每一或多個相的一或多個漣波電壓； 產生與該一或多個漣波電壓相關聯(lián)的一或多個漣波電流； 產生該一或多個漣波電流的一經按比例調整的總和漣波電流； 將該經按比例調整的總和漣波電流耦接至該主控漣波電壓； 將該經按比例調整的總和漣波電流耦接至該一或多個漣波電壓;及響應于該對應漣波電壓及該兩個臨限電壓而產生對應于該一或多個相中的每一者的一 PffM控制信號。7.根據(jù)權利要求6所述的方法，其中該電流模式漣波調節(jié)器包含一合成電流模式漣波調節(jié)器，且該產生一或多個漣波電壓包含產生一或多個合成漣波電壓。8.根據(jù)權利要求6所述的方法，其中該產生該兩個臨限電壓包含響應于一補償信號而產生該兩個臨限電壓。9.根據(jù)權利要求6所述的方法，其中該產生該主控頻率信號包含該主控控制器中的一主控頻率電路產生該主控頻率信號。10.根據(jù)權利要求6所述的方法，其中該產生該經按比例調整的總和漣波電流包含一加總及平均電路產生一平均漣波電流。11.一種切換調節(jié)器，其包含: 一主控控制器電路;及 一受控控制器電路，其耦接至該主控控制器電路，其中該受控控制器電路經組態(tài)以在一第一漣波節(jié)點處產生一漣波電流，且一傳感器電路經組態(tài)以感測該第一漣波節(jié)點處的該漣波電流且將該感測到的漣波電流傳送至該主控控制器電路中的一第二漣波節(jié)點。12.根據(jù)權利要求11所述的切換調節(jié)器，其中該漣波電流包含流經該受控控制器電路中的一漣波電阻器的一電流。13.根據(jù)權利要求11所述的切換調節(jié)器，其中該漣波電流包含一以合成方式產生的漣波電流。14.根據(jù)權利要求11所述的切換調節(jié)器，其中該切換調節(jié)器包含一峰值電流模式脈波寬度調變(PWM)切換調節(jié)器或一谷值電流模式PWM切換調節(jié)器。15.根據(jù)權利要求11所述的切換調節(jié)器，其中該傳感器電路經組態(tài)以感測該漣波電流，生成與該感測到的漣波電流相關聯(lián)的一漣波電壓，且將該漣波電壓傳送至該第二漣波節(jié)點。16.根據(jù)權利要求11所述的切換調節(jié)器，其中該第一漣波節(jié)點連接至該受控控制器電路中的一第一 PWM開關及一第一漣波電容器，且該第二漣波節(jié)點連接至該主控控制器電路中的一第二開關及一第二漣波電容器。17.根據(jù)權利要求11所述的切換調節(jié)器，其進一步包含耦接至該主控控制器電路的一誤差放大器電路，及耦接至該受控控制器電路的一相位輸出電路，其中該相位輸出電路經組態(tài)以生成該切換調節(jié)器的一輸出電壓，且該誤差放大器電路經組態(tài)以生成一補償信號以將該輸出電壓維持在一實質上恒定的值。18.—種多相切換調節(jié)器，其包含: 一主控控制器電路，其包括多個相網絡，其中該多個相網絡中的每一相網絡經組態(tài)以生成該多相切換調節(jié)器中的一對應相電流;及 多個受控控制器電路，其中該多個受控控制器電路中的每一受控控制器電路經組態(tài)以生成一對應漣波電流且將該對應漣波電流傳送至該主控控制器電路，且其中該主控控制器電路經組態(tài)以自該多個對應漣波電流生成一經按比例調整的總和漣波電流值，且與該多個相網絡中的每一相網絡共享該經按比例調整的總和漣波電流值以生成該對應相電流。19.根據(jù)權利要求18所述的多相切換調節(jié)器，其中該多個受控控制器電路中的該每一受控控制器電路經組態(tài)以生成一基于漣波電阻器的對應漣波電流或一對應合成漣波電流中的一者。20.根據(jù)權利要求18所述的多相切換調節(jié)器，其中該主控控制器電路包括一主控頻率產生器電路，該主控頻率產生器電路經組態(tài)以接收該經按比例調整的總和漣波電流值且產生一正窗電壓及一觸發(fā)電壓以控制該每一相網絡中的該相電流。21.根據(jù)權利要求18所述的多相切換調節(jié)器，其中該每一受控控制器電路包括經組態(tài)以感測該對應漣波電流且將其傳送至該主控控制器電路的一對應傳感器電路。22.根據(jù)權利要求20所述的多相切換調節(jié)器，其進一步包含耦接至該主控頻率產生器電路的一誤差放大器電路及一滯后窗產生器電路。23.根據(jù)權利要求18所述的多相切換調節(jié)器，其中該多相切換調節(jié)器包含一多相峰值電流模式PWM切換調節(jié)器或一多相谷值電流模式PWM切換調節(jié)器。24.—種電子系統(tǒng)，其包含: 一數(shù)字處理器； 一周邊裝置子系統(tǒng)，其耦接至該數(shù)字處理器;及 一電力子系統(tǒng)，其耦接至該數(shù)字處理器及該周邊裝置子系統(tǒng)的電路組件且經組態(tài)以產生一輸出電壓以向該數(shù)字處理器及該周邊裝置子系統(tǒng)的該等電路組件供電，其中該電力子系統(tǒng)包括經組態(tài)以調節(jié)該電力子系統(tǒng)的一輸出電壓的一切換調節(jié)器，該切換調節(jié)器包含一主控控制器電路及耦接至該主控控制器電路的至少一個受控控制器電路，且該至少一個受控控制器電路包括經組態(tài)以生成一漣波電流的一第一漣波節(jié)點，及經組態(tài)以感測該漣波電流且將該感測到的漣波電流傳送至該主控控制器電路中的一第二漣波節(jié)點的一傳感器電路。25.根據(jù)權利要求24所述的電子系統(tǒng)，其中該切換調節(jié)器包含一多相峰值電流模式或谷值電流模式PWM切換調節(jié)器。
【文檔編號】H02M1/14GK105991030SQ201510977411
【公開日】2016年10月5日
【申請日】2015年12月23日
【發(fā)明人】史蒂夫·勞爾
【申請人】英特希爾美國公司