模塊化多電平變換器低頻低壓下電容電壓波動抑制方法
【專利摘要】本發(fā)明涉及一種模塊化多電平變換器低頻低壓下電容電壓波動抑制方法，通過非均衡控制，上下橋臂輪換，其中一個橋臂主要輸出交流電壓和交流電流，而另外一個橋臂主要輸出直流電壓而不輸出交流電流。經(jīng)過輪流切換，三相上下橋臂模塊電容電壓差異得到很好的抑制。該方法用于解決模塊化多電平變換器用于電機驅(qū)動時，低頻段存在的模塊電容電壓波動過大問題，避免了高頻注入方法帶來的對負(fù)載的負(fù)面影響。該方法不需要對硬件電路進(jìn)行改動，極大提高了模塊化多電平變換器低頻段工作性能，在工業(yè)上應(yīng)用范圍廣，實用性強。
【專利說明】
模塊化多電平變換器低頻低壓下電容電壓波動抑制方法
技術(shù)領(lǐng)域
[0001] 本發(fā)明涉及模塊化多電平變換器的低頻段低壓驅(qū)動技術(shù)，特別是一種模塊化多電 平變換器低頻低壓段減小電容電壓波動的控制方法。
【背景技術(shù)】
[0002] 模塊化多電平變換器通過級聯(lián)（電壓疊加），用常規(guī)等級的功率模塊，獲得高電壓 輸出。模塊化多電平變換器自出現(xiàn)以來，在很多領(lǐng)域都獲得了應(yīng)用，例如高壓直流輸電，中 壓DC/DC變換器，以及中壓電機驅(qū)動等。理論分析證明，模塊化多電平變換器的輸出電壓諧 波性能優(yōu)于常規(guī)使用移相變壓器結(jié)構(gòu)的Η橋級聯(lián)多電平變換器。目前，一些廠家已經(jīng)推出了 相應(yīng)的用于電機驅(qū)動的模塊化多電平變頻器。
[0003] 模塊化多電平變換器在電機驅(qū)動中存在的主要難題是低速恒轉(zhuǎn)矩驅(qū)動問題。如果 低速時負(fù)載為恒轉(zhuǎn)矩，負(fù)載電流較大，由于模塊化多電平變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)特點，會造成上下 橋臂電容電壓出現(xiàn)極大波動。該難題使得現(xiàn)有的模塊化多電平變換器主要用于驅(qū)動風(fēng)機水 栗類負(fù)載，這類負(fù)載在低速下轉(zhuǎn)矩電流小，相對電容電壓波動會減小，而且運行時這類負(fù)載 也不會長期工作于低速工況，電容電壓波動問題不突出。
[0004] 為了進(jìn)一步拓寬低速應(yīng)用范圍，不少研究者提出了各種解決方案。目前最為實用 的一種解決方案是注入高頻電流電壓分量。其中高頻電流注入于環(huán)流中，而高頻共模電壓 注入在變換器三相交流輸出端。對于電機來說，雖然三相輸入注入了共模電壓，但兩相之間 電壓差保持不變，對電機運行不會產(chǎn)生影響，同時，注入的環(huán)流高頻分量，也不會輸出到電 機，因此高頻注入方法不會影響電機運行。注入的高頻電壓和高頻電流，將產(chǎn)生有功分量， 通過適當(dāng)控制，能夠抵消上下橋臂的功率差異，從而平衡橋臂電容電壓。這種方法存在的主 要問題是:注入高頻成分，將影響電機的絕緣設(shè)計，同時，要徹底抵消上下橋臂的電壓波動， 需要注入的共模電壓達(dá)到直流母線電壓大小，而注入的電流要達(dá)到負(fù)載電流大小，這在負(fù) 載電流較大時，顯然會帶來變換器設(shè)計上的難題，使得變換器需要提高電壓和電流等級，增 加變換器成本。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0005] 本發(fā)明的目的在于提供一種模塊化多電平變換器低頻低壓下電容電壓波動抑制 方法，以克服現(xiàn)有技術(shù)中存在的缺陷。
[0006] 為實現(xiàn)上述目的，本發(fā)明的技術(shù)方案是：一種模塊化多電平變換器低頻低壓下電 容電壓波動抑制方法，提供一上橋臂電容電壓閉環(huán)控制器、一下橋臂電容電壓閉環(huán)控制器、 一選擇器、一第一加法器，一環(huán)流控制器、一第二加法器，一定時器以及一模式選擇器;按照 如下步驟實現(xiàn)：
[0007] 步驟S1:通過所述上橋臂電容電壓閉環(huán)控制器采集當(dāng)前上橋臂電容電壓，并與一 參考電壓進(jìn)行比較，通過第一 ΡΙ控制后，得到第一環(huán)流補償量Ium通過所述下橋臂電容電 壓閉環(huán)控制器采集當(dāng)前下橋臂電容電壓，并與所述參考電壓進(jìn)行比較，通過第二PI控制后， 得到第二環(huán)流補償量ImL;
[0008] 步驟S2:根據(jù)不同的工作模式，通過所述選擇器所述第一環(huán)流補償量IcirP或所述 第二環(huán)流補償量1。^作為環(huán)流充電電流值Ica r，并通過所述第一加法器與一環(huán)流交流值疊 加，得到環(huán)流控制參考量€并輸入至所述環(huán)流控制器；
[0009] 步驟S3:通過所述環(huán)流控制器進(jìn)行環(huán)流控制，得到環(huán)流控制量1!。_;
[0010]步驟S4:將所述環(huán)流控制量u。。?分別與不同的工作模式下的上橋臂電容電壓以及 下橋臂電容電壓相加，得到不同的工作模式下上橋臂輸出電壓以及下橋臂輸出電壓；
[0011] 步驟S5:通過所述定時器以及所述模式選擇器確定當(dāng)前模塊化多電平變換器上橋 臂與下橋臂的工作模式，上橋臂以及下橋臂輸出對應(yīng)的電壓以及電流。
[0012] 相較于現(xiàn)有技術(shù)，本發(fā)明具有以下有益效果:本發(fā)明提出的一種模塊化多電平變 換器低頻低壓段減小電容電壓波動的控制方法，在電機處于低速運行時，通過非均衡控制， 上下橋臂輪換，其中一個橋臂主要輸出交流電壓，以及交流電流，而另外一個橋臂僅輸出直 流電壓，同時使其電流為零，使得上下橋臂的能量波動極小。經(jīng)過輪流切換，三相上下橋臂 模塊電容電壓差異得到很好的抑制。該方法用于解決模塊化多電平變換器用于電機驅(qū)動 時，低頻段存在的模塊電容電壓波動過大問題，避免了高頻注入方法帶來的對負(fù)載的負(fù)面 影響。該方法不需要對硬件電路進(jìn)行改動，極大提高了模塊化多電平變換器低頻段工作性 能，在工業(yè)上應(yīng)用范圍廣，實用性強，有效地解決了電機低速運行時模塊化多電平變換器的 控制難題。
【附圖說明】
[0013] 圖1是本發(fā)明中模塊化多電平變換器基本拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。
[0014] 圖2是本發(fā)明中三相系統(tǒng)各相上下橋臂功率及輪換示意圖。
[0015] 圖3是本發(fā)明中非對稱模式電流控制方法。
[0016] 圖4是本發(fā)明中上下橋臂輪換充電控制方法。
[0017]圖5是本發(fā)明中控制原理框圖。
[0018] 圖6是本發(fā)明中采用圖5中控制方法的上下橋臂電壓與電流。
[0019] 圖7是本發(fā)明中采用圖5中控制方法的橋臂電容電壓等實驗波形。
[0020] 圖8是不采用本發(fā)明中圖5控制方法及不采取其他平衡措施的橋臂電容電壓等波 形。
【具體實施方式】
[0021] 下面結(jié)合附圖，對本發(fā)明的技術(shù)方案進(jìn)行具體說明。
[0022] 如圖1所示，為模塊化多電平變換器結(jié)構(gòu)。常規(guī)模塊化多電平變換器控制中，為了 使上下橋臂共同分擔(dān)輸出功率，上下橋臂采用對稱工作運行方式，其上下橋臂輸出電壓
[0025]其中Udc是直流側(cè)電壓，U。為輸出側(cè)交流電壓最大值。同樣，上下橋臂輸出電流為，
[0028]其中1。"為環(huán)流量。因此變換器運行時，其上下橋臂功率分別為，
[0031] 從上述內(nèi)容中可以看出，在電機低速驅(qū)動時，UQ~0,上下橋臂功率存在很大的波 動，幅值近似為UdcJo/4。如果不采取其他措施，變換器在低速運行時，模塊電容電壓將產(chǎn)生 極大波動，需要增大電容電壓容量，增加裝置成本。
[0032] 進(jìn)一步的，在本實施例中，采用一種模塊化多電平變換器的非對稱工作控制策略， 其原理如下：
[0033] (1)通過控制，使上橋臂和下橋臂電壓及電流為模式1(上橋臂輸出交流電壓、電 流)：
[0034] up = Uo sin( ω t)+KUdc//- ~ Αν + φ)
[0035] ul = -U〇 sin( ω t) + ( l-K)Udc il = 〇 (4)
[0036] 或者模式2(下橋臂輸出交流電壓、電流）：
[0037] up = U〇 sin( ω t) + ( l-K)Udc ip = 0
[0038] ul = HJo sin( ω t)+KUdc4 = _On(w/ + 識） (5 )
[0039] 其中，K = UQ/Udc，以保證上下橋臂輸出電壓為正，因為半橋型模塊化多電平變換器 橋臂只能輸出正的電壓。以模式1為例，此時上下橋臂功率分別為（上橋臂輸出交流量為 例，）
[0041 ] PL = 0 (6)
[0042] 下橋臂能量變化為0,而上橋臂電壓主要與交流側(cè)輸出電壓和輸出電流有關(guān)，在低 頻時輸出電壓低，因此上橋臂能量變化也很小，有利于減小模塊電容電壓波動。
[0043] (2)此外，在上式中，上橋臂輸出功率到負(fù)載，電容電壓會逐漸減小，因此應(yīng)該給上 橋臂適當(dāng)充電，以補充能量。但給上橋臂充電，同樣又會引起下橋臂電容電壓升高，假設(shè)在 環(huán)流量中加入充電電流，上下橋臂電壓和電流為，
[0044] up = Uo sin(〇t) +KUdc % - % + φ) + Ieir
[0045] ul = -Uq sin( ω t) + (l_K)Udc iL = Icir (7)
[0046] 上下橋臂對應(yīng)的功率為，
[0048] PL=(l-K)Uddcir (8)[0049] 當(dāng)輸出電壓很小且橋臂充電時，下橋臂將接收主要功率，上橋臂吸收有功較少。為 此，變換器按如下方式工作:上橋臂輸出交流電流時，對下橋臂充電；下橋臂輸出交流電流 時，對上橋臂充電；上下橋臂輪換工作模式，上一階段，上橋臂輸出交流電流，下一階段，下 橋臂輸出交流電流，不輸出交流電流的橋臂承受盡可能多的直流側(cè)電壓。
[0050] (3)輪換間隔優(yōu)化
[0051 ]從式(8)可以看到，輸出交流電流的橋臂，其功率波動頻率為輸出頻率的2倍。以三 相系統(tǒng)為例，假設(shè)上下橋臂均處于輸出交流量情況，則6個橋臂依次輸出功率達(dá)到最大值， 如圖2所示，其中，PxP，P xN分別表示X相上下橋臂的功率。由于功率積分即為能量，能量變化 最終引起電容電壓出現(xiàn)波動。因此，應(yīng)避免功率最大的橋臂輸出交流量，例如，當(dāng)某相上橋 臂功率可能輸出最大值時，應(yīng)使該橋臂不輸出交流電流，而令該相下橋臂輸出交流電流。采 用這種方式，一個周期內(nèi)上下橋臂輪換6次工作模式。同樣，對于兩相情況，則一個周期內(nèi)輪 換4次。
[0052]為了讓本領(lǐng)域技術(shù)人員進(jìn)一步了解該控制方法，下面結(jié)合附圖和實施例，對本發(fā) 明提出的控制方法的原理、實現(xiàn)及效果作一詳細(xì)闡述。
[0053]首先，通過對環(huán)流進(jìn)行控制，實現(xiàn)模塊化多電平變換器的非對稱工作模式。以上橋 臂輸出交流量為例，此時上橋臂以及下橋臂的輸出電壓為式(4)所示。根據(jù)圖1，輸出電流io 與橋臂電流iP、iL、環(huán)流icar有如下關(guān)系：
[0055]為使iL = 0，只需使icir = 1 /2ip，即環(huán)流中的交流量為上橋臂電流一半。根據(jù)圖1，可 得電路方程，
[0057]其中，uN為輸出端共模電壓，，也即輸出側(cè)中點電壓，在本發(fā)明中不利用其進(jìn)行控 制，記UN = 0〇
[0058]根據(jù)（10)，可得
[0060] 根據(jù)（11)可對環(huán)流進(jìn)行控制，最終可控制的電流為式(4)所示。在本實施例中，對 于下橋臂輸出交流量的情況，其控制過程和上述類似。
[0061] 對于兩種模式的環(huán)流控制過程和表達(dá)式都是相同的，只是輸入量1。"和輸出量UP+ uN不同。該控制過程如圖3所示，環(huán)流控制結(jié)果1!。。_最終疊加于按式(4)或(5)計算得到的up 和UL上。
[0062] 其次，采用交換輪流工作模式。上橋臂和下橋臂按式(4)和(5)輪流輸出交流量和 直流量。為進(jìn)一步減小上下橋臂的電壓波動，對于兩相系統(tǒng)，上下橋臂工作1/4周期后互換 工作模式，對于三相系統(tǒng)，上下橋臂工作1/6周期后互換工作模式。
[0063] 最后，實現(xiàn)輪流充電。如圖4所示，根據(jù)上下橋臂電容電壓Vw和Vm各自進(jìn)行閉環(huán) 控制，對輸出直流量的橋臂進(jìn)行充電，得到環(huán)流參考值的直流量，并疊加環(huán)流交流量ic=i r = l/2iP或者i"r=l/2k，目的在于使得不同模式下只有一個橋臂包含交流量，作為最終的環(huán) 流參考值itr，并通過圖3所示控制器進(jìn)行控制。
[0064] 進(jìn)一步的，本實施例中的控制方法的實現(xiàn)框圖如圖5所示。提供一上橋臂電容電壓 閉環(huán)控制器1、一下橋臂電容電壓閉環(huán)控制器2、一選擇器3、一第一加法器4,一環(huán)流控制器 5、一第二加法器6，一定時器7以及一模式選擇器8;按照如下步驟實現(xiàn)：
[0065] 步驟S1:通過上橋臂電容電壓閉環(huán)控制器采集當(dāng)前上橋臂電容電壓，并與一參考 電壓進(jìn)行比較，通過第一 PI控制后，得到第一環(huán)流補償量Ium通過下橋臂電容電壓閉環(huán)控 制器采集當(dāng)前下橋臂電容電壓，并與參考電壓進(jìn)行比較，通過第二PI控制后，得到第二環(huán)流 補償量IcirL;
[0066] 步驟S2:根據(jù)不同的工作模式，通過選擇器第一環(huán)流補償量IcirP或第二環(huán)流補償 量1。沉作為環(huán)流充電電流值1。"，并通過第一加法器與一環(huán)流交流值疊加，得到環(huán)流控制參 考量，并輸入至環(huán)流控制器；
[0067] 步驟S3:通過環(huán)流控制器進(jìn)行環(huán)流控制，得到環(huán)流控制量uc_;
[0068] 步驟S4:將環(huán)流控制量1!。。^分別與不同的工作模式下的上橋臂及下橋臂電壓相 加，得到不同的工作模式下上橋臂輸出電壓以及下橋臂輸出電壓；
[0069] 步驟S5:通過定時器以及模式選擇器確定當(dāng)前模塊化多電平變換器上橋臂與下橋 臂的工作模式，上橋臂以及下橋臂輸出對應(yīng)的電壓以及電流。
[0070] 進(jìn)一步的，在本實施例中，上橋臂或下橋臂其中一橋臂輸出交流電流，而另外一個 橋臂只有微小的直流(充電）電流。輸出直流量的橋臂有較高的直流電壓，幾乎承受所有直 流側(cè)電壓。上下橋臂會輪換充電以滿足功率平衡，且在上述步驟中，充電電流選取在不同工 作模式下以不同橋臂電容電壓閉環(huán)結(jié)果作為充電電流參考值，也即對環(huán)流的直流量控制實 現(xiàn)橋臂充電，在不同工作模式下，充電電流參考值為不同橋臂電容電壓閉環(huán)結(jié)果。
[0071]進(jìn)一步的，在本實施例中，上下橋臂1Hz輸出時波形圖如圖6-圖8所示(未對模塊進(jìn) 行充電控制）。圖6顯示了上下橋臂電流和輸出電流，可以看到上下橋臂輪流輸出交流量，而 輸出電流始終保持正弦交流輸出。圖7顯示了采用本發(fā)明方法橋臂電容電壓，與不采用該方 法的圖8相比，大大減小了橋臂電容電壓波動。
[0072]以上是本發(fā)明的較佳實施例，凡依本發(fā)明技術(shù)方案所作的改變，所產(chǎn)生的功能作 用未超出本發(fā)明技術(shù)方案的范圍時，均屬于本發(fā)明的保護(hù)范圍。
【主權(quán)項】
1. 一種模塊化多電平變換器低頻低壓下電容電壓波動抑制方法，其特征在于，提供一 上橋臂電容電壓閉環(huán)控制器、一下橋臂電容電壓閉環(huán)控制器、一選擇器、一第一加法器，一 環(huán)流控制器、一第二加法器，一定時器以及一模式選擇器;按照如下步驟實現(xiàn)： 步驟SI:通過所述上橋臂電容電壓閉環(huán)控制器采集當(dāng)前上橋臂電容電壓，并與一參考 電壓進(jìn)行比較，通過第一 PI控制后，得到第一環(huán)流補償量Iurp;通過所述下橋臂電容電壓閉 環(huán)控制器采集當(dāng)前下橋臂電容電壓，并與所述參考電壓進(jìn)行比較，通過第二PI控制后，得到 第二環(huán)流補償量IcarU 步驟S2:根據(jù)不同的工作模式，通過所述選擇器分別選擇所述第一環(huán)流補償量IcarP或所 述第二環(huán)流補償量1。^作為環(huán)流充電電流值Icar，并通過所述第一加法器與一環(huán)流交流值 疊加，得到環(huán)流控制參考量匕，并輸入至所述環(huán)流控制器； 步驟S3:通過所述環(huán)流控制器進(jìn)行環(huán)流控制，得到環(huán)流控制量u。。?; 步驟S4:將所述環(huán)流控制量u。。?分別與不同的工作模式下的上橋臂電容電壓以及下橋 臂電容電壓相加，得到不同的工作模式下上橋臂輸出電壓以及下橋臂輸出電壓； 步驟S5:通過所述定時器以及所述模式選擇器確定當(dāng)前模塊化多電平變換器上橋臂與 下橋臂的工作模式，上橋臂以及下橋臂輸出對應(yīng)的電壓以及電流。2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的模塊化多電平變換器低頻低壓下電容電壓波動抑制方法，其 特征在于，在所述步驟S2中，所述工作模式包括第一工作模式以及第二工作模式;在所述第 一工作模式下，所述環(huán)流交流值為ica r=l/2iP;在所述第二工作模式下，所述環(huán)流交流值為 i cir = I /2 iL，其中，i P為上橋臂電流，iL為下橋臂電流。3. 根據(jù)權(quán)利要求2所述的模塊化多電平變換器低頻低壓下電容電壓波動抑制方法，其 特征在于，在所述步驟S3中，通過下式進(jìn)行環(huán)流控制：其中，UP以及UL分別為第一工作模式或第二工作模式下上橋臂電壓以及下橋臂電壓，Udc 是模塊化多電平變換器直流側(cè)電壓。4. 根據(jù)權(quán)利要求2所述的模塊化多電平變換器低頻低壓下電容電壓波動抑制方法，其 特征在于，在所述步驟S4中，在所述第一工作模式下，上橋臂電容電壓:up = Ucisin( ω?) + KUdc，上橋臂電容電流：''."=On(W + W);下橋臂電容電壓:UL = -Ucisin( 〇t) + (l-K)Udc;下 橋臂電容電流:ii = 〇; 在所述第二工作模式下，上橋臂電容電壓:up = Uosin( ω t) + (l_K)Udc，上橋臂電容電流： ip = 0;下橋臂電容電壓:Ul = -Uqsin( ω t) +KUdc;下橋臂電容電流:2'i:= -?細(xì)(故+轉(zhuǎn) 其中，Ud。是直流側(cè)電壓，U。為輸出側(cè)交流電壓最大值，K = Uo/Ud。。5. 根據(jù)權(quán)利要求2所述的模塊化多電平變換器低頻低壓下電容電壓波動抑制方法，其 特征在于，在所述步驟S5中，在所述第一工作模式下：上橋臂輸出交流電壓以及交流電流， 下橋臂輸出直流電壓，且下橋臂輸出電流為零;在所述第二工作模式下:上橋臂輸出直流電 壓，且上橋臂輸出電流為零，下橋臂輸出交流電壓以及交流電流。6. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的模塊化多電平變換器低頻低壓下電容電壓波動抑制方法，其 特征在于，在所述步驟S5中，對于兩相系統(tǒng)，上橋臂與下橋臂工作1/4周期后，轉(zhuǎn)換工作模 式;對于三相系統(tǒng)，上橋臂與下橋臂工作1/6周期后，轉(zhuǎn)換工作模式。7.根據(jù)權(quán)利要求1所述的模塊化多電平變換器低頻低壓下電容電壓波動抑制方法，其 特征在于，在所述步驟S5中，為了滿足功率平衡，上橋臂輸出交流電流時，對下橋臂充電；下 橋臂輸出交流電流時，對上橋臂充電。
【文檔編號】H02M7/483GK106026731SQ201610504504
【公開日】2016年10月12日
【申請日】2016年6月30日
【發(fā)明人】楊榮峰, 王國玲, 俞萬能, 廖衛(wèi)強, 李曉英
【申請人】集美大學(xué)