一種具有雙諧振頻率的llc諧振電源變換器的制造方法
【專利摘要】本發(fā)明公開了一種具有雙諧振頻率的LLC諧振電源變換器，在傳統(tǒng)的兩個橋臂四個NMOS管M3、M4、M5及M6構(gòu)成的LLC諧振電源變換器的諧振網(wǎng)絡基礎上，增設了包括NMOS管M1、M2構(gòu)成一個橋臂，與電感La構(gòu)成的有源網(wǎng)絡并依次串接隔離變壓器和Class D全橋整流，Class D全橋整流通過負載R依次連接輸出采樣電路、誤差放大電路、STM32F407微控制器和高頻柵驅(qū)動電路，高頻柵驅(qū)動電路的輸出驅(qū)動附加有源網(wǎng)絡的諧振網(wǎng)絡中三個橋臂共六個MOS管M1～M6的正常工作。本發(fā)明具有兩種工作模式，大大提高了LLC諧振變換器的輕載效率，還具有窄的開關頻率范圍以及在全負載范圍內(nèi)對稱工作的優(yōu)點。
【專利說明】
-種具有雙諧振頻率的LLC諧振電源變換器
技術(shù)領域
[0001] 本發(fā)明設及DC/DC電源變換器，尤其設及一種具有雙諧振頻率的化C諧振電源變換 器。
【背景技術(shù)】
[0002] 目前，對于應用在商用直流電源和工業(yè)電源單元的現(xiàn)代開關電源而言，都有高效 率、高功率密度、小體積W及高可靠性的要求。電源通常由兩級結(jié)構(gòu)組成，第一級是升壓功 率因數(shù)校正級，第二級是高頻鏈DC/DC轉(zhuǎn)換級。全橋結(jié)構(gòu)由于其低電壓應力和較小的變壓器 尺寸，得W廣泛使用在第二級電路中。
[0003] 由于傳統(tǒng)全橋結(jié)構(gòu)的開關器件在開關過程中損耗和振蕩都比較大，現(xiàn)在逐漸被零 電壓開關(ZVS)全橋結(jié)構(gòu)所取代，其中移相全橋(PSFB)結(jié)構(gòu)就實現(xiàn)了開關管的零電壓導通。 然而，諸如續(xù)流階段的高環(huán)路電流損耗、副邊占空比丟失、變壓器磁通密度偏差W及負載電 流減小時滯后臂難于實現(xiàn)ZVS等等運些缺點，極大地限制了PSFB拓撲在高頻領域的應用。
[0004] LLC串聯(lián)諧振DC/DC變換器實現(xiàn)了在寬負載范圍內(nèi)原邊的ZVSW及副邊的零電流開 關(ZCS)，化C串聯(lián)諧振變換器的軟開關過程使其應用在許多場合，特別是在高輸出電壓和 低輸出電流的場合。通常，LLC串聯(lián)諧振變換器通過調(diào)整開關頻率來調(diào)節(jié)輸出電壓，運是因 為若其工作在感性區(qū)，降低其開關頻率就會增大電壓轉(zhuǎn)換率。對于化C串聯(lián)諧振變換器而 言，很難通過頻率調(diào)制(FM)設計得到寬輸入/輸出范圍的變換器。
[0005] 目前，針對化C串聯(lián)諧振變換器，考慮降低開關頻率來得到高輕載效率的方案比較 多。例如通過增加輔助電路或采用不同的控制方案。然而，運些方案使用了復雜的輔助繞組 或非對稱的脈寬調(diào)制(APWM)技術(shù)，具有功率損耗大或磁通密度偏差等缺點。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0006] 本發(fā)明目的是針對現(xiàn)有技術(shù)存在的缺陷提供一種具有雙諧振頻率的化C諧振電源 變換器，
[0007] 本發(fā)明為實現(xiàn)上述目的，采用如下技術(shù)方案:一種具有雙諧振頻率的化C諧振電源 變換器，LLC諧振電源變換器的諧振網(wǎng)絡設有四個醒0S管M3、M4、Ms及Ms，電感Lr和Lm W及電 容化，NM0S管M3和M4構(gòu)成一個橋臂，NM0S管Ms和Ms構(gòu)成另一個橋臂，NM0S管M3的源極連接NM0S 管M4的漏極和電感Lr的一端，NM0S管Ms的源極連接NM0S管Ms的漏極和電感Lm的一端，電感Lm 的另一端串接電容Cr后連接電感Lr的另一端，NM0S管M3和Ms的漏極均連接輸入電壓ViN正 端，NM0S管M4和Ms的源極均連接輸入電壓ViN負端并連接輸入地，NM0S管M3、M4、Ms及Ms的源、漏 極之間均分別并聯(lián)有體二極管和寄生電容；
[000引其特征在于:增設包括NM0S管Mi、M2和電感La構(gòu)成的有源網(wǎng)絡，該有源網(wǎng)絡與包括 四個NM0S管M3、M4、Ms及Ms的化C諧振電源變換器的諧振網(wǎng)絡共同構(gòu)成附加有源諧振的諧振 網(wǎng)絡，其中增設的醒0S管化和M2構(gòu)成第Ξ個橋臂，NM0S管化的源極連接NM0S管M2的漏極和電 感La的一端，電感La的另一端連接NM0S管M3源極與NM0S管M4漏極和電感Lm的連接端，NM0S管 化的漏極連接輸入電壓ViN正端，醒OS管M2的源極連接輸入電壓ViN負端并連接輸入地，NMOS 管化和M2的源、漏極之間均分別并聯(lián)有體二極管和寄生電容；
[0009] 附加有源諧振的諧振網(wǎng)絡的輸出依次串接隔離變壓器和Class D全橋整流，Class D全橋整流通過負載依次連接輸出采樣電路、誤差放大電路、STM32F407微控制器和高頻柵 驅(qū)動電路，高頻柵驅(qū)動電路的輸出驅(qū)動附加有源網(wǎng)絡的諧振網(wǎng)絡中Ξ個橋臂共六個M0S管 化~Ms的正常工作；
[0010] 隔離變壓器原邊的同名端和異名端與電感Lm并聯(lián)連接；
[00川 Class D全橋整流包括二極管07、08、09、01日和濾波電容〔:，二極管07的陽極連接二 極管化的陰極和隔離變壓器副邊的同名端，二極管化的陽極連接二極管化0的陰極和隔離變 壓器副邊的異名端，二極管化的陰極連接二極管化的陰極和濾波電容Cf的正端并作為Class D全橋整流的輸出端連接負載電阻R的一端，二極管Ds的陽極連接二極管化0的陽極和濾波電 容Cf的負端并連接輸出地；
[0012] 輸出采樣電路包括電阻Ri、R2和Rs，電阻Ri、R2構(gòu)成輸出電壓采樣電路，電阻Ri的一 端連接Class D全橋整流的輸出端，電阻化的另一端連接電阻化的一端并作為輸出電壓采樣 電路的輸出端，電阻R2的另一端接輸出地；電阻Rs構(gòu)成輸出電流采樣電路，電阻Rs的一端連 接負載電阻R的另一端并作為輸出電流采樣電路的輸出端，電阻Rs的另一端連接輸出地；
[0013] 誤差放大電路包括兩個運算放大器，其中一個運算放大器的負端連接輸出電壓采 樣電路的輸出端，另一個運算放大器的負端連接輸出電流采樣電路的輸出端，兩個運算放 大器的正端均連接輸出地；
[0014] STM32F407微控制器包括A/D變換器、遲滯比較器、數(shù)字PI控制器、頻率調(diào)制器和模 式選擇電路，誤差放大電路中兩個運算放大器的輸出分別為輸出電壓的放大信號和輸出電 流的放大信號，均連接STM32F407微控制器的A/D轉(zhuǎn)換接口，A/D轉(zhuǎn)換后得到的數(shù)字電壓反饋 信號Vfb與參考電壓Vref進行比較后輸出給數(shù)字PI控制器，數(shù)字PI控制器將電壓反饋信號Vfb 與參考電壓Vre記差Ve經(jīng)過比例、積分運算，得到的電壓信號輸出給頻率調(diào)制器，頻率調(diào)制 器由STM32F407微控制器中的定時器實現(xiàn)，根據(jù)數(shù)字PI控制器輸出電壓的大小得到一對頻 率可調(diào)的互補脈沖輸出信號G/G，并將其輸出給模式選擇電路;A/D轉(zhuǎn)換后得到的數(shù)字電流 反饋信號Ifb與參考電流Iref經(jīng)遲滯比較器后亦輸出給模式選擇電路，模式選擇電路輸出Gi 和G2，&和G4 W及Gs和GsS對信號，遲滯比較器的輸出確定使能信號εν/畫?的電平，進而決 定Gi和G2，G3和G4兩對輸出信號的工作狀態(tài)；
[0015] 高頻柵驅(qū)動電路包括Ξ個相同的驅(qū)動電路，每個驅(qū)動電路對應連接模式選擇電路 輸出的Gi和G2，G3和GaW及Gs和對信號中的一對信號，每個驅(qū)動電路均設有隔離柵驅(qū)動 忍片W及并聯(lián)在隔離柵驅(qū)動忍片輸出端的兩組相同的外部負關斷電壓產(chǎn)生電路，每組外部 負關斷電壓產(chǎn)生電路均包括電容Cb、二極管化、電阻Rg和Rgd，其中一組外部負關斷電壓產(chǎn) 生電路中的電容Cb的一端連接隔離柵驅(qū)動忍片的一個輸出端，電容化的另一端連接二極管 化的陰極、電阻Rg的一端和電阻Rgd的一端，電阻Rg的另一端輸出的信號控制附加有源諧振 的諧振網(wǎng)絡Ξ個橋臂中其中一個橋臂中的上開關管柵極，電阻Rgd的另一端連接二極管Dn 的陽極和隔離柵驅(qū)動忍片的另一個輸出端，該端輸出的信號控制上述橋臂中的上開關管源 極;另一組外部負關斷電壓產(chǎn)生電路中的電容化的一端連接隔離柵驅(qū)動忍片的第Ξ個輸出 端，電容Cb的另一端連接二極管Dn的陰極、電阻Rg的一端和電阻Rgd的一端，電阻Rg的另一 端輸出的信號控制附加有源諧振的諧振網(wǎng)絡中上述橋臂的下開關管柵極，電阻Rgd的另一 端連接二極管化的陽極和隔離柵驅(qū)動忍片的第四個輸出端，該端輸出的信號作為控制附加 有源諧振的諧振網(wǎng)絡中上述橋臂的下開關管源極；
[0016]高頻柵驅(qū)動電路根據(jù)模式選擇電路輸出的Gi和G2，G3和G4 W及Gs和GsS對信號的工 作狀態(tài)決定附加有源網(wǎng)絡的諧振網(wǎng)絡的工作模式究竟是A還是B，模式A和B分別對應了兩種 不同的諧振頻率，不同的諧振頻率下，附加有源網(wǎng)絡的諧振網(wǎng)絡中Ξ個橋臂共六個M0S管Ml ~Ms的工作狀態(tài)不同：
[0017] 如果EN= 1，G3和G擬及Gs和G6為脈沖信號，Gi和G2為0，附加有源網(wǎng)絡的諧振網(wǎng)絡工 作在模式A;反之，如果EN=0，Gi和G2 W及Gs和G6為脈沖信號，G3和G4為0，附加有源網(wǎng)絡的諧 振網(wǎng)絡工作在模式B;在輕載情況下，附加有源網(wǎng)絡的諧振網(wǎng)絡的工作模式由模式A切換到 模式B;
[001引模式A:附加有源網(wǎng)絡的諧振網(wǎng)絡包括M0S管M3、M4、Ms及Ms，電感Lr和Lm W及電容 化，在此模式下，諧振電感為Lr;
[0019] 模式B:附加有源網(wǎng)絡的諧振網(wǎng)絡包括M0S管Mi、M2、Ms及Ms,電感La、Lr和LmW及電 容化，在此模式下，諧振電感為(La+Lr)。
[0020] 上述附加有源諧振的諧振網(wǎng)絡中的六個M0S管化~M6均采用碳化娃功率M0S管作為 開關管，雙諧振頻率的化打皆振電源變換器工作在感性區(qū)。
[0021] 本發(fā)明的優(yōu)點及顯著效果：
[0022] 1)雙諧振頻率化C諧振電源變換器具有兩個諧振頻率，與之對應的，雙諧振頻率 L1X諧振電源變換器具有兩種工作模式，根據(jù)輸出功率的范圍來確定變換器工作的模式。
[0023] 2)通過調(diào)節(jié)工作模式，在不影響重載效率的情況下，大大提高化C諧振變換器的輕 載效率。
[0024] 3)雙諧振頻率化C諧振電源變換器采用碳化娃功率M0S管，并在感性區(qū)實現(xiàn)了 ZVS， 兩種工作模式使得開關頻率范圍較窄，整個輸出范圍內(nèi)對稱工作。
[0025] 4)電路簡單，無需專用集成電路的復雜控制，成本低，可靠性好。
【附圖說明】
[00%]圖1是本發(fā)明整體原理圖；
[0027] 圖2是本發(fā)明諧振網(wǎng)絡原理圖；
[0028] 圖3是本發(fā)明諧振網(wǎng)絡工作波形圖；
[0029] 圖4是本發(fā)明諧振網(wǎng)絡工作模態(tài)圖；
[0030] 圖5是重載下開關管的關鍵波形圖；
[0031] 圖6是輕載下開關管的關鍵波形圖；
[0032] 圖7是實際效率與模式選擇圖；
[0033] 圖8是輕載時的效率比較圖。
【具體實施方式】
[0034] 下面結(jié)合附圖對發(fā)明的技術(shù)方案進行詳細說明。
[0035] 如圖l所示，傳統(tǒng)的LL打皆振電源變換器的諧振網(wǎng)絡設有四個NM0S管M3、M4、^fe及M6， 電感Lr和LmW及電容化，NMOS管M3和M4構(gòu)成一個橋臂，醒OS管Ms和Ms構(gòu)成另一個橋臂，醒OS 管M3的源極連接NM0S管M4的漏極和電感Lr的一端，醒OS管Ms的源極連接NM0S管Ms的漏極和 電感Lm的一端，電感Lm的另一端串接電容Cr后連接電感Lr的另一端，NM0S管M3和Ms的漏極均 連接輸入電壓ViN正端，醒0S管M4和Ms的源極均連接輸入電壓ViN負端并連接輸入地，醒0S管 M3、M4、Ms及Ms的源、漏極之間均分別并聯(lián)有體二極管和寄生電容。
[0036] 本發(fā)明在上述電路的基礎上，增設包括NM0S管Mi、M2和電感La構(gòu)成的有源網(wǎng)絡，該 有源網(wǎng)絡與包括傳統(tǒng)的四個NM0S管M3、M4、Ms及Ms的化C諧振電源變換器的諧振網(wǎng)絡共同構(gòu) 成附加有源諧振的諧振網(wǎng)絡1，其中增設的NM0S管Ml和M2構(gòu)成第Ξ個橋臂，醒0S管化的源極 連接NM0S管M2的漏極和電感La的一端，電感La的另一端連接醒0S管M3源極與NM0S管M4漏極 和電感Lm的連接端，NM0S管Ml的漏極連接輸入電壓ViN正端，醒0S管M2的源極連接輸入電壓 ViN負端并連接輸入地，NM0S管化和M2的源、漏極之間均分別并聯(lián)有體二極管和寄生電容。
[0037] 附加有源諧振的諧振網(wǎng)絡1的輸出依次串接隔離變壓器2和Class D全橋整流3， Class D全橋整流3通過負載R依次連接輸出采樣電路4、誤差放大電路5、STM32F407微控制 器6和高頻柵驅(qū)動電路7,高頻柵驅(qū)動電路7的輸出驅(qū)動附加有源網(wǎng)絡的諧振網(wǎng)絡1中Ξ個橋 臂共六個M0S管化~Ms的正常工作。
[0038] 隔離變壓器2原邊的同名端和異名端與電感Lm并聯(lián)連接；
[0039] Class D全橋整流3包括二極管化、〇8、化、Di日和濾波電容Cf，二極管化的陽極連接二 極管化的陰極和隔離變壓器副邊的同名端，二極管化的陽極連接二極管化0的陰極和隔離變 壓器副邊的異名端，二極管化的陰極連接二極管化的陰極和濾波電容Cf的正端并作為Class D全橋整流的輸出端連接負載電阻R的一端，二極管Ds的陽極連接二極管化0的陽極和濾波電 容Cf的負端并連接輸出地。
[0040] 輸出采樣電路4包括電阻化、R2和Rs，電阻化、R2構(gòu)成輸出電壓采樣電路，電阻Ri的一 端連接Class D全橋整流的輸出端，電阻化的另一端連接電阻化的一端并作為輸出電壓采樣 電路的輸出端，電阻R2的另一端接輸出地；電阻Rs構(gòu)成輸出電流采樣電路，電阻Rs的一端連 接負載電阻R的另一端并作為輸出電流采樣電路的輸出端，電阻Rs的另一端連接輸出地。
[0041] 誤差放大電路5包括兩個運算放大器，運算放大器I的負端連接輸出電壓采樣電路 的輸出端，運算放大器II的負端連接輸出電流采樣電路的輸出端，兩個運算放大器的正端 均連接輸出地。
[0042] STM32F407微控制器6包括A/D變換器、遲滯比較器、數(shù)字PI控制器、頻率調(diào)制器和 模式選擇電路，誤差放大電路中兩個運算放大器的輸出分別為輸出電壓的放大信號和輸出 電流的放大信號，均連接STM32F407微控制器的A/D轉(zhuǎn)換接口，A/D轉(zhuǎn)換后得到的數(shù)字電壓反 饋信號Vfb與參考電壓Vref進行比較后輸出給數(shù)字PI控制器，數(shù)字PI控制器將電壓反饋信號 Vfb與參考電壓Vref之差Ve經(jīng)過比例、積分運算，得到的電壓信號輸出給頻率調(diào)制器，頻率調(diào) 制器由STM32F407微控制器中的定時器實現(xiàn)，根據(jù)數(shù)字PI控制器輸出電壓的大小得到一對 頻率可調(diào)的互補脈沖輸出信號<3/這，并將其輸出給模式選擇電路;A/D轉(zhuǎn)換后得到的數(shù)字電 流反饋信號Ifb與參考電流Iref經(jīng)遲滯比較器后亦輸出給模式選擇電路，模式選擇電路輸出 Gi和G2，G3和G4W及Gs和GsS對信號，遲滯比較器的輸出確定使能信號EN/雨的電平，進而 決定Gi和G2，G3和G4兩對輸出信號的工作狀態(tài)。
[0043] 高頻柵驅(qū)動電路7包括Ξ個相同的驅(qū)動電路，每個驅(qū)動電路對應連接模式選擇電 路輸出的Gl和G2，G3和G4W及Gs和G6^對信號中的一對信號，每個驅(qū)動電路均設有隔離柵驅(qū) 動忍片W及并聯(lián)在隔離柵驅(qū)動忍片輸出端的兩組相同的外部負關斷電壓產(chǎn)生電路。兩組外 部負關斷電壓產(chǎn)生電路均包括電容Cb、二極管Dn、電阻Rg和RgcLW圖中畫出的驅(qū)動MOS管Ml、 M2的橋臂為例，一組外部負關斷電壓產(chǎn)生電路中的電容Cbi的一端連接隔離柵驅(qū)動忍片的一 個輸出端，電容Cbi的另一端連接二極管Dm的陰極、電阻Rgi的一端和電阻Rgdi的一端，電阻 Rg的另一端輸出的信號gMl控制上開關管化柵極，電阻Rgdl的另一端連接二極管化1的陽極和 隔離柵驅(qū)動忍片的另一個輸出端，該端輸出的信號Smi控制上開關管Ml源極；另一組外部負 關斷電壓產(chǎn)生電路中的電容Cb2的一端連接隔離柵驅(qū)動忍片的第Ξ個輸出端，電容Cb2的另 一端連接二極管化2的陰極、電阻Rg2的一端和電阻Rgd2的一端，電阻Rg2的另一端輸出的信號 gM2控制下開關管M2柵極，電阻Rg2的另一端連接二極管化2的陽極和隔離柵驅(qū)動忍片的第四 個輸出端，該端輸出的信號Sm2控制下開關管M2源極。驅(qū)動MOS管M3、M4橋臂和驅(qū)動MOS管Ms、M6 橋臂的電路與驅(qū)動MOS管化、Μ漸臂的電路相同巧示出）。
[0044] 高頻柵驅(qū)動電路7根據(jù)模式選擇電路輸出的Gi和G2，G3和G4W及Gs和GsS對信號的 工作狀態(tài)決定附加有源網(wǎng)絡的諧振網(wǎng)絡1的工作模式究竟是A還是B，模式A和B分別對應了 兩種不同的諧振頻率，不同的諧振頻率下，附加有源網(wǎng)絡的諧振網(wǎng)絡中Ξ個橋臂共六個M0S 管化~Ms的工作狀態(tài)不同：
[0045] 如果EN= 1，G3和G4W及Gs和G6為脈沖信號，Gi和G2為0，附加有源網(wǎng)絡的諧振網(wǎng)絡工 作在模式A;反之，如果EN=0，Gi和G2W及Gs和G6為脈沖信號，附加有源網(wǎng)絡的諧振網(wǎng)絡工作 在模式B;在輕載情況下，附加有源網(wǎng)絡的諧振網(wǎng)絡的工作模式由模式A切換到模式B。
[0046] 模式A:附加有源網(wǎng)絡的諧振網(wǎng)絡包括M0S管M3、M4、Ms及Ms，電感Lr和Lm W及電容 化，在此模式下，諧振電感為Lr。
[0047] 模式B:附加有源網(wǎng)絡的諧振網(wǎng)絡包括M0S管Ml、M2、Ms及Ms，電感La、Lr和Lm W及電 容化，在此模式下，諧振電感為(La+Lr)。
[004引上述附加有源諧振的諧振網(wǎng)絡中的六個M0S管化~Ms均采用碳化娃功率M0S管作為 開關管，雙諧振頻率的化打皆振電源變換器工作在感性區(qū)。
[0049] 如圖2所示，所述帶附件有源網(wǎng)絡的諧振網(wǎng)絡1與傳統(tǒng)的L1X諧振網(wǎng)絡相比，增加了 由一對小功率開關管Ml~M2和輔助電感La組成的有源網(wǎng)絡。諧振網(wǎng)絡1中的每個開關管受 50%占空比的方波控制，每個橋臂上下兩管之間插入一段死區(qū)時間防止發(fā)生直通現(xiàn)象。Di ~化和Cl~C6分別為化~Ms的體二極管和寄生電容。
[0050] 如圖3所示，為開關頻率小于諧振頻率下，雙諧振頻率化C諧振電源變換器的關鍵 波形圖。Vgs為高電平表示NM0S導通，M3~Ms工作在模式A，Mi~M2和Ms~Ms工作在模式BdVpr功 隔離變壓器2的原邊電壓，Vds術(shù))為Ms的漏源電壓。iD術(shù))和iD他)分別為M6和M5的導通電流，iM 為電感山上的電流。1?[?1為諧振電感上的電流。￥,6。1;(08,09)、￥,6。1;(07,01日)為〔1日380全橋整流的 二極管化，09和化，Dio上的電壓。
[0051 ]如圖4所示，圖中器件標號上的刪除線表示在此工作階段該器件不工作。W模式A 為例，雙諧振頻率化打皆振變化器具體工作模態(tài)如下：
[(K)對 1) [to~ti]階段:to時刻，M3和Ms因體二極管反向偏置而導通，輸入電壓Vin全部加 在諧振網(wǎng)絡，諧振電流ir(t)和勵磁電感電流iM均正向增力日。諧振電流ir(t似頻率為fs的正 弦波的形式增加。由于化和化0正向偏置，Lm上的電壓為副邊輸出電壓反射到原邊的電壓 nVo。運一階段持續(xù)到勵磁電流增加到與諧振電路相等。
[0053] 2)[ti~t2]階段:ti時刻，勵磁電流增加到與諧振電路相等，因此變壓器原邊繞組 的電流下降為0,因此，化和化0為ZCS關斷。在此階段，沒有能量傳遞到副邊。運一階段持續(xù)到 t2,此時對角開關管關斷。
[0054] 3)[t2~t3]階段:t2時刻，關斷M3和MsdVds術(shù)麻Vds術(shù))由于寄生電容C3~C6的作用逐 漸從0開始上升，與此同時VdS(M4)和VdS(M5腐漸從Vin下降到0。由于諧振網(wǎng)絡的電流變化滯后 于電壓的變化，所m皆振電流ir(t)開始對C3~C6充電。
[005引 4)[t3~t4]階段：VdS(M3)和VdS(M6廟t3時刻增加到Vin，并在此階段保持Vin不變。 VdS他)和VdS(M日)在t3時刻下降到0。因而，〇4和化正向偏置。諧振網(wǎng)絡上的電壓為(-Vin)，勵磁電 流和諧振電流開始下降，iD他)和iD(M日)為負。運一階段維持到t4,此時VgS鵬)和VgS郵)被觸發(fā)， i〇(M4)和iD(M日)達到最大值。
[0056] 5)[t4~t日]階段:t4時刻，開關管正向偏置，iD(M4)和iD郵況始下降。當反向電流達 到加寸，原邊電流開始正向流過開關管。t5時刻與to時刻類似。
[0057] 開關管的損耗分為Ξ部分:柵驅(qū)動損耗Pdrive、導通損耗Pcend和開關損耗Psw。在特定 的負載條件下，Pcend在整個開關頻率范圍內(nèi)基本保持不變。因此Pcend幾乎不影響任何開關模 式下的效率。Pdrive和Psw受頻率影響，而Pdrive遠遠低于Psw，因而Pdrive可W忽略不計。
[0化引本發(fā)明工作過程如下：
[0059] 在化C諧振全橋變換器中，由于開關管是ZVS導通，因而Psw僅僅是關斷時刻的關斷 損耗，而且，Psw隨著開關頻率fs的增加而增加。根據(jù)頻率調(diào)制原則，LLC諧振變換器在輕載 時，其開關頻率fs是增加的，所W輕載時Psw也是增加的，輕載效率降低。為了減小輕載時的 Psw，設計了根據(jù)負載電流大小而切換化C諧振網(wǎng)絡的工作模式的方案:在輕載情況下，附加 有源網(wǎng)絡的諧振網(wǎng)絡的工作模式由模式A切換到模式B。
[0060] 本發(fā)明中，采用STM32F407微控制器實現(xiàn)該控制。輸出電壓和輸出電流被采樣，放 大并轉(zhuǎn)換為數(shù)字反饋信號Vfb和Ifb。內(nèi)部的PI功能單元計算Vfb與參考電壓Vref的差Ve，將此 值作為頻率調(diào)制器的輸入信號，頻率調(diào)制器產(chǎn)生兩個互補的脈沖信號。除此之外，遲滯比較 器功能單元也用來實現(xiàn)模式控制，內(nèi)部的參考電流Iref與滯環(huán)Ihys都用來控制模式的開關。 模式選擇電路基于比較器的輸出來決定EN/雨。如果EN= 1，G3和G4作為脈沖信號，Gi和G2信 號為0,因此變換器工作在模式A。相反的，如果EN=0,變換器工作在模式B。
[0061] 下面W樣機為例，描述本發(fā)明：
[0062] 參數(shù)及說明如下：
[0063 ] Vin = 400V，Vo = 100V，Po (max) = 1200W，開關頻率500 ~800kHz，滿載500kHz。
[0064] 如圖5所示為本發(fā)明重載下Ms的關鍵波形圖，開關頻率為600Mz，輸出電壓為 120V，輸出電流為10A。由圖可見在重載條件下，Ms實現(xiàn)了ZVS導通。由于開關管是對稱工作 的，因此所有的開關管均實現(xiàn)了 ZVS導通。
[0065] 如圖6所示為本發(fā)明輕載條件下Ms的關鍵波形圖，開關頻率為680曲Z，輸出電壓為 100V，輸出電流為4A。由圖可見在輕載條件下，Ms實現(xiàn)了ZVS導通。由于開關管是對稱工作 的，因此所有的開關管均實現(xiàn)了 ZVS導通。
[0066] 如圖7所示，在輸入Vin為400V，輸出Vo為100V的條件下實際測試了本發(fā)明LLC諧振 變換器的效率，并且在整個輸出功率范圍內(nèi)均實現(xiàn)了軟開關過程。變換器的最大效率在輸 出為lkW(83.3%輸出功率)時測得，在0.5~1.2kW(40%~100%輸出功率)范圍內(nèi)效率均維 持在93 % W上。
[0067] 如圖7所示，輸出功率在500~700W的范圍內(nèi)，兩種模式下的變換器效率基本一樣， 因此模式切換設置如下：
[0068] a)當輸出保持滿載，變換器工作在模式A;
[0069] b)當輸出功率低于500W，變換器工作在模式B，一直維持到輸出功率高于700W。
[0070] 如圖8所示，為輕載時的效率比較圖?？梢姴捎帽景l(fā)明化C諧振變換器的輕載效率 比不采用時得到較大的提高。
【主權(quán)項】
1. 一種具有雙諧振頻率的LLC諧振電源變換器，LLC諧振電源變換器的諧振網(wǎng)絡設有四 個NMOS管M3、M4、M 5及M6,電感Lr和Lm以及電容Cr，NMOS管M3和M4構(gòu)成一個橋臂，NMOS管Ms和M6 構(gòu)成另一個橋臂，NMOS管M3的源極連接NMOS管M4的漏極和電感Lr的一端，NMOS管M5的源極連 接NMOS管M 6的漏極和電感Lm的一端，電感Lm的另一端串接電容Cr后連接電感Lr的另一端， 匪0S管M3和此的漏極均連接輸入電壓Vin正端，NMOS管M4和M 6的源極均連接輸入電壓Vin負端 并連接輸入地，NMOS管M3、M415及施的源、漏極之間均分別并聯(lián)有體二極管和寄生電容； 其特征在于:增設包括NMOS管和電感La構(gòu)成的有源網(wǎng)絡，該有源網(wǎng)絡與包括四個 NMOS管施、14、15及施的1^(：諧振電源變換器的諧振網(wǎng)絡共同構(gòu)成附加有源諧振的諧振網(wǎng)絡， 其中增設的NMOS管％和跑構(gòu)成第三個橋臂，~103管％的源極連接NMOS管M 2的漏極和電感La 的一端，電感La的另一端連接NMOS管M3源極與NMOS管M4漏極和電感Lm的連接端，匪OS管％的 漏極連接輸入電壓Vin正端，匪0S管M 2的源極連接輸入電壓VIN負端并連接輸入地，匪03管％ 和此的源、漏極之間均分別并聯(lián)有體二極管和寄生電容； 附加有源諧振的諧振網(wǎng)絡的輸出依次串接隔離變壓器和Class D全橋整流，Class D全 橋整流通過負載依次連接輸出采樣電路、誤差放大電路、STM32F407微控制器和高頻柵驅(qū)動 電路，高頻柵驅(qū)動電路的輸出驅(qū)動附加有源網(wǎng)絡的諧振網(wǎng)絡中三個橋臂共六個M0S管施~施 的正常工作； 隔離變壓器原邊的同名端和異名端與電感Lm并聯(lián)連接； Class D全橋整流包括二極管07、08、09、01()和濾波電容&，二極管07的陽極連接二極管0 8 的陰極和隔離變壓器副邊的同名端，二極管D9的陽極連接二極管D1Q的陰極和隔離變壓器副 邊的異名端，二極管D?的陰極連接二極管D 9的陰極和濾波電容Cf的正端并作為Class D全橋 整流的輸出端連接負載電阻R的一端，二極管D8的陽極連接二極管D1Q的陽極和濾波電容C f 的負端并連接輸出地； 輸出米樣電路包括電阻Ri、R2和Rs，電阻Ri、R2構(gòu)成輸出電壓米樣電路，電阻Ri的一端連 接Class D全橋整流的輸出端，電阻的另一端連接電阻R2的一端并作為輸出電壓采樣電路 的輸出端，電阻R2的另一端接輸出地；電阻Rs構(gòu)成輸出電流采樣電路，電阻Rs的一端連接負 載電阻R的另一端并作為輸出電流采樣電路的輸出端，電阻Rs的另一端連接輸出地； 誤差放大電路包括兩個運算放大器，其中一個運算放大器的負端連接輸出電壓采樣電 路的輸出端，另一個運算放大器的負端連接輸出電流采樣電路的輸出端，兩個運算放大器 的正端均連接輸出地； STM32F407微控制器包括A/D變換器、遲滯比較器、數(shù)字PI控制器、頻率調(diào)制器和模式選 擇電路，誤差放大電路中兩個運算放大器的輸出分別為輸出電壓的放大信號和輸出電流的 放大信號，均連接STM32F407微控制器的A/D轉(zhuǎn)換接口，A/D轉(zhuǎn)換后得到的數(shù)字電壓反饋信號 Vfb與參考電壓Vref進行比較后輸出給數(shù)字PI控制器，數(shù)字PI控制器將電壓反饋信號Vfb與參 考電壓VREF之差V E經(jīng)過比例、積分運算，得到的電壓信號輸出給頻率調(diào)制器，頻率調(diào)制器由 STM32F407微控制器中的定時器實現(xiàn)，根據(jù)數(shù)字PI控制器輸出電壓的大小得到一對頻率可 調(diào)的互補脈沖輸出信號G/G，并將其輸出給模式選擇電路;A/D轉(zhuǎn)換后得到的數(shù)字電流反饋 信號Ifb與參考電流Iref經(jīng)遲滯比較器后亦輸出給模式選擇電路，模式選擇電路輸出Gi和G2， G3和G4以及G#PG6三對信號，遲滯比較器的輸出確定使能信號EN/麗的電平，進而決定6!和 G2，G3和G4兩對輸出信號的工作狀態(tài)； 高頻柵驅(qū)動電路包括三個相同的驅(qū)動電路，每個驅(qū)動電路對應連接模式選擇電路輸出 的Gl和G2，G3和G4以及G5和G6三對信號中的一對信號，每個驅(qū)動電路均設有隔離柵驅(qū)動芯片 以及并聯(lián)在隔離柵驅(qū)動芯片輸出端的兩組相同的外部負關斷電壓產(chǎn)生電路，每組外部負關 斷電壓產(chǎn)生電路均包括電容Cb、二極管Dn、電阻Rg和Rgd，其中一組外部負關斷電壓產(chǎn)生電 路中的電容Cb的一端連接隔離柵驅(qū)動芯片的一個輸出端，電容Cb的另一端連接二極管Dn的 陰極、電阻Rg的一端和電阻Rgd的一端，電阻Rg的另一端輸出的信號控制附加有源諧振的諧 振網(wǎng)絡三個橋臂中其中一個橋臂中的上開關管柵極，電阻Rgd的另一端連接二極管Dn的陽 極和隔離柵驅(qū)動芯片的另一個輸出端，該端輸出的信號控制上述橋臂中的上開關管源極； 另一組外部負關斷電壓產(chǎn)生電路中的電容Cb的一端連接隔離柵驅(qū)動芯片的第三個輸出端， 電容Cb的另一端連接二極管Dn的陰極、電阻Rg的一端和電阻Rgd的一端，電阻Rg的另一端輸 出的信號控制附加有源諧振的諧振網(wǎng)絡中上述橋臂的下開關管柵極，電阻Rgd的另一端連 接二極管Dn的陽極和隔離柵驅(qū)動芯片的第四個輸出端，該端輸出的信號作為控制附加有源 諧振的諧振網(wǎng)絡中上述橋臂的下開關管源極； 高頻柵驅(qū)動電路根據(jù)模式選擇電路輸出的GjPG2，G3和G4以及G#PG6三對信號的工作狀 態(tài)決定附加有源網(wǎng)絡的諧振網(wǎng)絡的工作模式究竟是A還是B，模式A和B分別對應了兩種不同 的諧振頻率，不同的諧振頻率下，附加有源網(wǎng)絡的諧振網(wǎng)絡中三個橋臂共六個MOS管施~也 的工作狀態(tài)不同： 如果EN=1，G3和G4以及G#PG6為脈沖信號，G1和G2為0,附加有源網(wǎng)絡的諧振網(wǎng)絡工作 在模式A;反之，如果EN = 0，G1和G2以及G#PG6為脈沖信號，G3和G4為0，附加有源網(wǎng)絡的諧振 網(wǎng)絡工作在模式B;在輕載情況下，附加有源網(wǎng)絡的諧振網(wǎng)絡的工作模式由模式A切換到模 式B; 模式A:附加有源網(wǎng)絡的諧振網(wǎng)絡包括MOS管M3、M4、M5&M6，電感Lr和Lm以及電容Cr，在此 模式下，諧振電感為Lr; 模式B:附加有源網(wǎng)絡的諧振網(wǎng)絡包括MOS管Μ!、M2具及也，電感La、Lr和Lm以及電容Cr， 在此模式下，諧振電感為(La+Lr)。2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的具有雙諧振頻率的LLC諧振電源變換器，其特征在于，所述附 加有源諧振的諧振網(wǎng)絡中的六個MOS管施~也均采用碳化硅功率MOS管作為開關管，雙諧振 頻率的LLC諧振電源變換器工作在感性區(qū)。
【文檔編號】H02M3/335GK106059314SQ201610575347
【公開日】2016年10月26日
【申請日】2016年7月21日
【發(fā)明人】孫偉鋒, 田豪傑, 俞居正, 蘇暢, 錢欽松, 陸生禮, 時龍興
【申請人】東南大學