用于控制功率電路的功率晶體管/驅(qū)動器的設(shè)備以及用于功率變換的系統(tǒng)的制作方法
【技術(shù)領(lǐng)域】
[0001] 本公開設(shè)及變換器，并且更具體地設(shè)及用于準(zhǔn)諧振AC/DC離線變換器的控制設(shè)備。
【背景技術(shù)】
[0002] 用于燈泡更換的基于L邸的燈的變換器W及特別地離線驅(qū)動器常常期望具有大于 0.9的功率因數(shù)、低總諧波失真(THD)并且提供安全隔離。同時，由于成本原因，期望在不閉 合反饋回路的情況下調(diào)節(jié)針對適當(dāng)L邸驅(qū)動所需要的輸出DC電流。
[0003] 高功率因數(shù)化i-PF)反激式變換器能夠使用簡單且廉價的功率級滿足功率因數(shù)和 隔離規(guī)范。在M-PF反激式變換器中，不存在直接連接在輸入整流器橋的DC側(cè)兩端的儲能電 容器，使得向功率級施加的電壓被正弦整流。為了實現(xiàn)高PF，輸入電流必須跟蹤輸入電壓， 從而引發(fā)時間相關(guān)的輸入至輸出功率流。作為結(jié)果，輸出電流包含主線的頻率兩倍的大AC 分量。
[0004] 通常在適當(dāng)延遲之后，準(zhǔn)諧振反激式變換器具有與變壓器去磁（即次級電流已經(jīng) 變?yōu)榱?的時刻同步的功率晶體管導(dǎo)通。運允許導(dǎo)通發(fā)生在跟隨去磁的漏極電壓振鈴的谷， 常常稱為"谷切換"。最常見地，使用峰電流模式控制，所W功率晶體管的關(guān)斷通過電流感測 信號達(dá)到由調(diào)節(jié)輸出電壓或電流的控制回路編程的值來確定。
[0005] 在反激式變換器中，輸入電流是僅在功率晶體管的導(dǎo)通時間期間流動的初級電流 的平均，從而導(dǎo)致由對應(yīng)于功率晶體管的關(guān)斷時間的空隙分開的一系列Ξ角波。運種"斬 波"使得初級電流的平均值低于峰值的一半，并且依賴于Ξ角波的占空比。作為結(jié)果，輸入 電流不再與峰的包絡(luò)成比例，并且不像正弦包絡(luò)，輸入電流不是正弦的。雖然保持正弦狀形 狀，但是輸入電流失真。運一失真正弦輸入電流導(dǎo)致未能實現(xiàn)低THD或單位一功率因數(shù)的反 激式變換器。
[0006] 圖1示出根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)的高功率因數(shù)化i-PF)準(zhǔn)諧振(QR)反激式變換器30的示意 圖。在初級側(cè)，反激式變換器30包括橋式整流器34，橋式整流器34具有被配置為從AC電力線 接收AC電壓的輸入32、連接到接地的第一輸出、W及第二輸出，整流器被配置為在第二輸出 處產(chǎn)生經(jīng)整流電壓Vin(0)。變換器30還包括電容器Cin，其用作高頻平滑濾波器，連接在橋式 整流器34的輸出端子兩端，其中負(fù)端子連接到接地。變壓器36的初級繞組Lp具有連接到電 容器Cin的正端子的一端，并且變壓器36還包括禪合到電阻器化CD的輔助繞組Laux。初級繞組 Lp的另一端連接到功率晶體管Μ的漏極。功率晶體管Μ具有經(jīng)由感測電阻器Rs連接到接地的 源極端子，電阻器Rs允許將流過Μ的電流（即當(dāng)Μ導(dǎo)通時流過Lp的電流)讀取為電阻器Rs本身 兩端的正電壓降?？刂破?8控制功率晶體管M。變換器的初級側(cè)還包括電阻分壓器和錯位電 路39,電阻分壓器由與電容器Cin并聯(lián)連接的電阻器Ra和Rb構(gòu)成，錯位電路39對由初級繞組 Lp的漏電感產(chǎn)生的漏極電壓上的尖峰進(jìn)行錯位。
[0007] 在變換器的次級側(cè)，變壓器36的次級繞組Ls具有連接到次級接地的一端和連接到 二極管D的正極的另一端，二極管D具有連接到電容器Cout的正極板的負(fù)極，電容器Cwt具有 其連接到次級接地的負(fù)極板。運一反激式變換器30在Cout兩端的其輸出端子處生成DC電壓 Vnut，DC電壓將供應(yīng)負(fù)載(未示出）。負(fù)載通常是高亮度L邸串。
[0008] 要調(diào)節(jié)的量(輸出電壓Vnut或者輸出電流Inut)與基準(zhǔn)值進(jìn)行比較，并且生成依賴于 它們的差異的誤差信號Ifb。運一信號通過隔離反饋塊40傳送到初級側(cè)，隔離反饋塊40通常 由光禪合器(或者能夠跨越符合IEC60950的安全要求的隔離屏障的其他裝置)實現(xiàn)。在初級 側(cè)，運一誤差信號是從控制器38中的專用引腳FB陷落的電流Ifb，從而產(chǎn)生所述引腳FB上的 控制電壓V。。如果由位于隔離反饋塊40內(nèi)部的頻率補償網(wǎng)絡(luò)確定的整體控制回路的開環(huán)帶 寬足夠窄一一通常低于20化一一并且假定穩(wěn)態(tài)操作，則至少對于一級近似，控制電壓V?？?被視為DC電平。
[0009] 在控制器38內(nèi)部，控制電壓V。內(nèi)部地饋送到乘法器塊42的一個輸入中，乘法器塊 42具有經(jīng)由引腳MULT和電阻分壓器Ra/Rb的中點接收在Cin兩端感測的瞬時經(jīng)整流線電壓Vin (9) 的一部分的另一輸入。
[0010] 乘法器塊42的輸出是經(jīng)整流正弦波與DC電平的乘積，于是仍然為經(jīng)整流正弦波， 其振幅依賴于均方根線電壓Vin(0)和控制電壓V。的振幅;運將是峰值初級電流的基準(zhǔn)電壓 VCSREF(白）。
[OOW VCSREF(0)信號被饋送到脈沖寬度調(diào)制比較器44的反相輸入，脈沖寬度調(diào)制比較器 44在其非反相輸入處接收在感測電阻器化兩端感測的電壓Vcs(t，0)，電壓Vcs(t，0)是與流 過變壓器36的初級繞組Lp和功率晶體管Μ(當(dāng)功率晶體管導(dǎo)通時）的瞬時電流lp(t，0)成比例 的電壓。假定功率晶體管Μ初始導(dǎo)通，通過初級繞組Lp的電流將傾斜升高，并且化兩端的電壓 也將傾斜升高。當(dāng)Vcs (t，目）等于VcsREF(目）時，PWM比較器44重置SR觸發(fā)器46，SR觸發(fā)器46關(guān) 斷功率晶體管M。因此，乘法器42的輸出（成形為經(jīng)整流正弦波)確定了初級繞組Lp中的電流 的峰值，作為結(jié)果，該電流將由經(jīng)整流正弦波包絡(luò)。
[0012] 當(dāng)功率晶體管Μ關(guān)斷時，存儲在初級繞組Lp中的能量通過磁禪合被傳送到次級繞 組Ls，并且然后傾卸到輸出電容器Cout和負(fù)載中，直到次級繞組Ls完全去磁。此時，二極管D打 開，并且漏極節(jié)點變得浮動，在次級繞組LS和二極管D導(dǎo)通的情況下漏極節(jié)點固定在Vin(0) + Vr。由于其開始與初級繞組Lp諧振的寄生電容，漏極節(jié)點電壓將趨向于通過阻尼振鈴最終達(dá) 到瞬時線電壓Vin(0)。跟隨變壓器36去磁的迅速漏極電壓跌落通過輔助繞組Laux和電阻器 Rzcd禪合到控制器38的引腳ZCD。每次其檢測到落至低于闊值的下降沿時，過零檢測器(ZCD) 塊48釋放脈沖，并且運一脈沖設(shè)置SR觸發(fā)器46并且驅(qū)動功率晶體管Μ導(dǎo)通，從而開始新的 開關(guān)周期。
[0013] 在ZCD塊48和SR觸發(fā)器46的設(shè)置輸入之間的或口 50允許啟動器塊52的輸出發(fā)起開 關(guān)周期。啟動器塊52在上電時當(dāng)沒有信號在引腳ZCD輸入上可用時產(chǎn)生信號，并且在引腳 ZCD輸入上的信號因任何原因損耗的情況下，防止變換器30卡住。
[0014] 假定Θ e (0，31 )，根據(jù)考慮中的控制方案，初級電流的峰包絡(luò)由下式給出；
[001 引 Ipkp(目）= Ip(T0N，目）= IpKpsin 白.
[0016] 值得注意的是，運一方案導(dǎo)致功率晶體管Μ的恒定導(dǎo)通時間Ton:
[0017]
[0018] 為簡單起見，功率晶體管Μ的關(guān)斷時間T〇FF( Θ)將被視為與時間Tfw( Θ)-致，在時間 τ?(θ)期間電流在次級側(cè)流通。換言之，將忽略初級開關(guān)兩端的電壓振鈴直到達(dá)到振鈴谷的 時間間隔Tr。只要Tr<<Toff(目），運是可接雙的。
[0019]因此，開關(guān)周期τ(θ)由下式給出：
[0020] T(0)=Ton+Tfw(0).
[0021] 考慮初級繞組Lp兩端的伏秒平衡，可能寫出：
[0022]
[0023] 其中Vr是在時間間隔Τ?(θ)內(nèi)在變壓器36的初級繞組Lp兩端看到的反射電壓，即 輸出電壓V?t乘初級對次級應(yīng)數(shù)比n = Np/化：
[0024] VR = n(V〇ut+VF)
[0025] 其中Vf是次級二極管D上的正向壓降。因此，Τ(θ)可改寫為：
[0026] Τ(白）=T〇N(l+Kvsin 白）
[0027] 其中 Kv=Vpk/Vr.
[0028] 變換器30的輸入電流被發(fā)現(xiàn)為平均開關(guān)周期內(nèi)的初級繞組Lp中的初級電流Ip(t， 9)。Ip(t，Θ)是圖2的右手側(cè)圖中的灰色Ξ角波系列，所W發(fā)現(xiàn)：
[0029]
[0030] 運示出輸入電流不是純正弦波。繪制在圖3a中的針對不同Κν值的函數(shù)sin9/(l + Kvsine)在線頻率的兩倍下是周期性偶函數(shù)。相反地，從市電汲取的電流在線頻率下將是它 的"奇對應(yīng)"，如圖3b所示。
[0031] 運一電流僅對于Κν = 0是正弦；當(dāng)Κν辛0時，雖然保持正弦狀形狀，輸入電流失真，Κν 越高失真越高。由于Κν不能為零(運將要求反射電壓趨向于無窮大），即使在理想的情況下， 運一現(xiàn)有技術(shù)QR控制方案未許可反激式變換器30中的輸入電流的零總諧波失真(Τ皿)或者 單位一功率因數(shù)。
[0032] 圖4示出針對圖1的變換器30的輸入電流Τ皿和功率因數(shù)對Κν的繪圖。
[0033] 雖然失真顯著，尤其是在高線（即高Κν)處，但是單獨諧波仍然完全在由針對諧波 電流發(fā)射限制的規(guī)章 IEC61000-3-2(或其日本同源巧IDA-MITI)考慮的限制內(nèi)。針對真實世 界應(yīng)用的諧波測量的示例示出在圖5中。出于