一種雙rcd箝位的雙管正激變換器的制造方法
【專利摘要】本實(shí)用新型公開了一種雙RCD箝位的雙管正激變換器，屬于DC?DC變換器技術(shù)領(lǐng)域。本實(shí)用新型中開關(guān)管M1的漏極與電源Vs的正極相連，M1的源極與T1第一副邊繞組的異名端、T2原邊繞組的同名端相連，M1的柵極與T1第一副邊繞組的同名端相連；M2的源極與Vs的負(fù)極、T1第二副邊繞組的異名端相連，M2的漏極與T2原邊繞組的異名端相連，M2的柵極與T1第二副邊繞組的同名端相連；在M1的漏極與T2原邊繞組的異名端的接點(diǎn)間有RCD箝位電路；在M2的源極與T2原邊繞組的同名端的接點(diǎn)間有RCD箝位電路；T2的副邊繞組與整流電路相連。本實(shí)用新型使用雙RCD箝位電路，能保證輸入在較寬范圍變化，尤其是低輸入重載時(shí)，可以進(jìn)一步提高占空比得到穩(wěn)定輸出。
【專利說明】
一種雙RCD箝位的雙管正激變換器
技術(shù)領(lǐng)域
[00011本實(shí)用新型涉及一種DC-DC變換器，更具體的說，涉及一種雙RCD箝位的雙管正激 變換器。
【背景技術(shù)】
[0002] 正激式DC/DC變換器因輸入輸出電氣隔離、電壓升降范圍寬、易于多路輸出、適用 于中小功率電源變換場(chǎng)合等特點(diǎn)，而得到了廣泛的采用。單開關(guān)管DC-DC變換電路具有結(jié)構(gòu) 簡(jiǎn)單、低成本的優(yōu)點(diǎn)。但是，由于開關(guān)管要承受過大的開關(guān)應(yīng)力，所以故障易發(fā)穩(wěn)定性不高。 普通雙管DC-DC變換電路與單管相比，單位開關(guān)管電壓應(yīng)力下降了一半。但是，PffM占空比不 能超過50%，不能滿足開關(guān)電源在高輸入輕載工況下的調(diào)壓需求。
[0003] 為解決上述問題，顧亦磊，顧曉明等在《中國(guó)電機(jī)工程學(xué)報(bào)》上公開了論文《一種新 穎的寬范圍雙管正激型DC/DC變換器》，其提出的雙管正激型DC/DC變換器可以將占空比提 尚到57 %左右，但該電路在低輸入電壓、重載情況下將不能進(jìn)一步提尚占空比獲得穩(wěn)定輸 出，且兩開關(guān)管開關(guān)應(yīng)力不同，第一主開關(guān)管關(guān)管時(shí)應(yīng)力高于第二主開關(guān)管，而若選用同型 號(hào)，則易造成第一主開關(guān)管過壓燒毀或第二主開關(guān)管開關(guān)性能不能有效發(fā)揮等不足。
[0004] 中國(guó)專利申請(qǐng)?zhí)?00410016336.3,申請(qǐng)日為2004年2月13日，發(fā)明創(chuàng)造名稱為：電 阻、電容、二極管復(fù)位雙管正激變換器;該申請(qǐng)案包括直流電源，變壓器，兩個(gè)主開關(guān)，第一 主開關(guān)的漏極與電源的正極相連，第二復(fù)位支路是個(gè)二極管，或第一復(fù)位支路是個(gè)二極管， 第二復(fù)位支路是由電阻和電容并聯(lián)后再與二極管串聯(lián)的電路，或兩個(gè)復(fù)位支路均是由電阻 和電容并聯(lián)，源極與變壓器原邊的一端相連，第二主開關(guān)的源極與電源的負(fù)極相連，漏極與 變壓器原邊繞組的另一端相連，變壓器的副邊與整流電路相連。在電源的正極和第二主開 關(guān)漏極間接有第一復(fù)位支路，在電源的負(fù)極和第一主開關(guān)源極間接有第二復(fù)位支路，其中， 第一復(fù)位支路是由電阻和電容并聯(lián)后再與二極管串聯(lián)的電路。該申請(qǐng)案主開關(guān)的電壓應(yīng)力 低，占空比可大于50,電阻損耗低。但該申請(qǐng)案的開關(guān)管在低輸入電壓重載和高輸入電壓輕 載兩種極端不利條件時(shí)開關(guān)管開關(guān)應(yīng)力不同，即該申請(qǐng)案在較惡劣的環(huán)境下使用時(shí)易出現(xiàn) 開關(guān)管過壓燒毀或開關(guān)性能不能有效發(fā)揮的問題，仍需進(jìn)一步改進(jìn)。 【實(shí)用新型內(nèi)容】
[0005] 1.實(shí)用新型要解決的技術(shù)問題
[0006] 本實(shí)用新型鑒于傳統(tǒng)單管和雙管DC-DC變換電路分別存在高開關(guān)應(yīng)力與低占空比 的不足，提出了一種雙RCD箝位的雙管正激變換器;本實(shí)用新型使用雙RCD箝位電路，能保 證輸入在較寬范圍變化，尤其是低輸入重載時(shí)，可以進(jìn)一步提高占空比得到穩(wěn)定輸出;試驗(yàn) 表明，本實(shí)用新型可將最大可調(diào)占空比由普通雙管時(shí)的0.5提升至0.8左右，且最大開關(guān)應(yīng) 力較單管有大幅下降，同時(shí)具有開關(guān)應(yīng)力低和高可調(diào)占空比的優(yōu)點(diǎn)。
[0007] 2.技術(shù)方案
[0008] 為達(dá)到上述目的，本實(shí)用新型提供的技術(shù)方案為：
[0009] 本實(shí)用新型的一種雙RCD箝位的雙管正激變換器，包括直流電源Vs，變壓器Tl、T2， 開關(guān)管Μ1、Μ2,開關(guān)管Ml的漏極與直流電源Vs的正極相連，開關(guān)管Ml的源極分別與變壓器Tl 第一副邊繞組的異名端、變壓器T2原邊繞組的同名端相連，開關(guān)管Ml的柵極與變壓器Tl第 一副邊繞組的同名端相連;開關(guān)管M2的源極分別與直流電源Vs的負(fù)極、變壓器Tl第二副邊 繞組的異名端相連，開關(guān)管M2的漏極與變壓器T2原邊繞組的異名端相連，開關(guān)管M2的柵極 與變壓器Tl第二副邊繞組的同名端相連;在開關(guān)管Ml的漏極與變壓器T2原邊繞組的異名端 的接點(diǎn)間有第一 RCD箝位電路，所述的第一 RCD箝位電路由復(fù)位電阻Rl和箝位電容Cl并聯(lián)后 再與二極管Dl串聯(lián)而成，二極管Dl的正極接于變壓器T2原邊繞組的異名端;在開關(guān)管M2的 源極與變壓器T2原邊繞組的同名端的接點(diǎn)間有第二RCD箝位電路，所述的第二RCD箝位電路 由復(fù)位電阻R2和箝位電容C2并聯(lián)后再與二極管D2串聯(lián)而成，二極管D2的負(fù)極接于變壓器T2 原邊繞組的同名端;變壓器T2的副邊繞組與整流電路相連，整流電路與變壓器Tl的原邊繞 組之間設(shè)有隔尚與PWM控制電路。
[0010] 更進(jìn)一步地，所述的整流電路包括二極管D3、D4,電感Ll，電容C3和電阻RLl，二極 管D3的正極與變壓器T2副邊繞組的同名端相連，二極管D3、電感Ll和電阻RLl依次串聯(lián)，電 阻RLl的另一端與變壓器T2副邊繞組的異名端相連，電容C3并聯(lián)于電阻RLl兩端，二極管D4 的正極與變壓器T2副邊繞組的異名端相連，二極管D4的負(fù)極與二極管D3的負(fù)極相連。
[0011] 更進(jìn)一步地，所述的隔離與PWM控制電路包括一光電藕合電路和PWM控制器，所述 的PffM控制器采用FPGA作為控制內(nèi)核。
[0012] 更進(jìn)一步地，所述的第一 RCD箝位電路、第二RCD箝位電路的電路參數(shù)相同。
[0013]更進(jìn)一步地，第一 RCD箝位電路、第二RCD箝位電路中箝位電容的最大充電電壓值 Vc-max :
[0014] Vc_max = KXVDSS-Vs_max
[0015] 式中，Vdss為開關(guān)管的最大耐壓，Vs_max為最大輸入電壓，K為安全系數(shù)，K<1。
[0016] 更進(jìn)一步地，所述安全系數(shù)K的取值為0.7~0.9。
[0017] 更進(jìn)一步地，第一RCD箝位電路、第二RCD箝位電路中箝位電容值C:
[0018]
[0019] 式中，1^為變壓器Τ2的原邊電感量，I。為開關(guān)管關(guān)斷時(shí)箝位電容的初始充電電流 值，V。為箝位電容電壓，Vf為開關(guān)管關(guān)斷時(shí)變壓器Τ2副邊對(duì)原邊的反饋電壓。
[0020] 更進(jìn)一步地，第一R⑶箝位電路、第二R⑶箝位電路中復(fù)位電阻R:
[0021]
[0022]式中，f為雙管正激變換器的開關(guān)頻率，C為箝位電容值。
[0023] 更進(jìn)一步地，所述的開關(guān)管M1、M2均選用型號(hào)為IPB50R299CP的開關(guān)管。
[0024] 更進(jìn)一步地，所述的二極管D3選用型號(hào)為1N4007的二極管，二極管D4選用型號(hào)為 MURl 020的二極管。
[0025] 3.有益效果
[0026]采用本實(shí)用新型提供的技術(shù)方案，與已有的公知技術(shù)相比，具有如下顯著效果： [0027] (1)本實(shí)用新型的一種雙RCD箝位的雙管正激變換器，在主電路中設(shè)置了第一 RCD 箝位電路和第二RCD箝位電路，且兩RCD箝位電路的電路參數(shù)相同，能保證輸入在較寬范圍 變化，尤其是低輸入重載時(shí)，可以進(jìn)一步提高占空比得到穩(wěn)定輸出；試驗(yàn)表明，本實(shí)用新型 可將最大可調(diào)占空比由普通雙管時(shí)的〇. 5提升至0.8左右，且最大開關(guān)應(yīng)力較單管有大幅下 降，同時(shí)具有開關(guān)應(yīng)力低和高可調(diào)占空比的優(yōu)點(diǎn)；
[0028] (2)本實(shí)用新型的一種雙R⑶箝位的雙管正激變換器，鑒于高頻雙管正激變換器占 空比調(diào)節(jié)對(duì)實(shí)時(shí)性要求非常高，普通微控制器軟件編程的方法使算法輸出延時(shí)會(huì)引起控制 系統(tǒng)振蕩和誤差較大，在隔離與PWM控制電路中采用FPGA作為控制內(nèi)核用硬件編程的方法 實(shí)現(xiàn)PID控制，完成占空比的實(shí)時(shí)調(diào)節(jié)，占空比最小可調(diào)時(shí)間單位為0.1微秒，可以提尚系統(tǒng) 在輸入波動(dòng)和負(fù)載變化時(shí)快速反應(yīng)能力，使輸出精確同時(shí)穩(wěn)定；
[0029] (3)本實(shí)用新型的一種雙R⑶箝位的雙管正激變換器，通過長(zhǎng)期的試驗(yàn)研究和理論 分析，對(duì)RCD箝位電路中的最大充電電壓值Vc_max、箝位電容值C、復(fù)位電阻R進(jìn)行了優(yōu)化，可以 使兩開關(guān)管在低輸入重載和高輸入輕載兩種惡劣工況下開關(guān)應(yīng)力達(dá)到基本均衡，有利于開 關(guān)管性能發(fā)揮，且最大可調(diào)占空比大大提升。
【附圖說明】
[0030] 圖1為本實(shí)用新型的雙管正激變換器總體電路圖；
[0031] 圖2中的(a)為雙管正激變換器斷續(xù)工作時(shí)波形圖；圖2中（b)為雙管正激變換器連 續(xù)工作時(shí)波形圖；
[0032]圖3中的(a)為t0~t2時(shí)段參與工作的器件圖；圖3中的（b)為t2~t4時(shí)段參與工作 的器件圖；圖3中的（c)為t4時(shí)刻參與工作的器件圖；圖3中的（d)為t4~t6時(shí)段參與工作的 器件圖；圖3中的(e)為t6~t7時(shí)段參與工作的器件圖；
[0033]圖4中的（a)為輸入電壓為250V時(shí)Vmg和V。的波形圖；圖4中的（b)為輸入電壓為100V 時(shí)Vmg和V。的波形圖；圖4中的（C)為輸入電壓為250V時(shí)Vt和Vc^1的波形圖；圖4中的（d)為輸入 電壓為100V時(shí)V t和Vcl的波形圖；圖4中的（e)為輸入電壓為250V時(shí)IlJPIdi的波形圖；圖4中 的⑴為輸入電壓為100V時(shí)I lJPId1的波形圖。
【具體實(shí)施方式】
[0034] 為進(jìn)一步了解本實(shí)用新型的內(nèi)容，結(jié)合附圖和實(shí)施例對(duì)本實(shí)用新型作詳細(xì)描述。
[0035] 實(shí)施例1
[0036] 結(jié)合圖1，本實(shí)施例的一種雙RCD箝位的雙管正激變換器，包括直流電源Vs，變壓器 T1、T2,開關(guān)管M1、M2,開關(guān)管Ml的漏極與直流電源Vs的正極相連，開關(guān)管Ml的源極分別與變 壓器Tl第一副邊繞組的異名端、變壓器T2原邊繞組的同名端相連，開關(guān)管Ml的柵極與變壓 器Tl第一副邊繞組的同名端相連;開關(guān)管M2的源極分別與直流電源Vs的負(fù)極、變壓器Tl第 二副邊繞組的異名端相連，開關(guān)管M2的漏極與變壓器T2原邊繞組的異名端相連，開關(guān)管M2 的柵極與變壓器Tl第二副邊繞組的同名端相連;在開關(guān)管Ml的漏極與變壓器T2原邊繞組的 異名端的接點(diǎn)間有第一 RCD箝位電路，所述的第一 RCD箝位電路由復(fù)位電阻Rl和箝位電容Cl 并聯(lián)后再與二極管Dl串聯(lián)而成，二極管Dl的正極接于變壓器T2原邊繞組的異名端;在開關(guān) 管M2的源極與變壓器T2原邊繞組的同名端的接點(diǎn)間有第二RCD箝位電路，所述的第二RCD箝 位電路由復(fù)位電阻R2和箝位電容C2并聯(lián)后再與二極管D2串聯(lián)而成，二極管D2的負(fù)極接于變 壓器T2原邊繞組的同名端。
[0037]變壓器Τ2的副邊繞組與整流電路相連，整流電路包括二極管D3、D4,電感Ll，電容 C3和電阻RLl，二極管D3的正極與變壓器T2副邊繞組的同名端相連，二極管D3、電感Ll和電 阻RLl依次串聯(lián)，電阻RLl的另一端與變壓器T2副邊繞組的異名端相連，電容C3并聯(lián)于電阻 RLl兩端，二極管D4的正極與變壓器T2副邊繞組的異名端相連，二極管D4的負(fù)極與二極管D3 的負(fù)極相連。
[0038] 整流電路與變壓器Tl的原邊繞組之間設(shè)有隔離與PffM控制電路。所述的隔離與PWM 控制電路包括一光電藕合電路和一 PWM控制器，光電藕合電路實(shí)現(xiàn)主電路與控制電路的安 全隔離。因高頻雙管正激變換器占空比調(diào)節(jié)對(duì)實(shí)時(shí)性要求非常高，普通微控制器軟件編程 的方法使算法輸出延時(shí)會(huì)引起控制系統(tǒng)振蕩和誤差較大。本實(shí)施例采用FPGA作為控制內(nèi) 核，用硬件編程的方法實(shí)現(xiàn)PID控制，完成占空比的實(shí)時(shí)調(diào)節(jié)，占空比最小可調(diào)時(shí)間單位為 0.1微秒，可以提高系統(tǒng)在輸入波動(dòng)和負(fù)載變化時(shí)快速反應(yīng)能力，使輸出精確同時(shí)穩(wěn)定。 [0039]為簡(jiǎn)化驅(qū)動(dòng)電路，本實(shí)施例使用具有兩個(gè)完全相同的次級(jí)繞組的變壓器Tl來保證 開關(guān)管Ml和M2同時(shí)通斷，同時(shí)可簡(jiǎn)化開關(guān)管驅(qū)動(dòng)電路、節(jié)約產(chǎn)品成本。因?yàn)閮蒖CD箝位電路 所使用元器件相同，為簡(jiǎn)化計(jì)算，假設(shè)￥。 1 = 12 = 1。電路在斷續(xù)(001〇和連續(xù)(01〇模式時(shí)波 形分別如圖2中的(a)，（b)所示，圖2中各電壓電流的含義及參考方向已在圖1中做了具體規(guī) 定。在一個(gè)PffM周期內(nèi)，DCM工作模式包含7個(gè)工作時(shí)段;而CCM只包含5個(gè)，少了最后2個(gè)時(shí)段。 DCM模式下具體分析如下：
[0040] DtO~tl時(shí)段:開關(guān)管Ml和M2由斷到通，此變化過程很快，所以該狀態(tài)時(shí)間很短。 開關(guān)管漏極D和源極S上的電壓由0.5倍Vs下降到0,該壓降轉(zhuǎn)移至變壓器T2原邊。此時(shí)二極 管Dl、D2、D4截止，箝位電容Cl、C2分別通過復(fù)位電阻Rl、R2放電。二極管D3由斷到通，電感Ll 的電流ILl由0緩慢增加，電阻RLl(即負(fù)載)主要依靠電容C3供電，到tl時(shí)刻，開關(guān)管M1、M2已 完全導(dǎo)通。
[0041] 2)tl~t2時(shí)段:開關(guān)管Ml和M2導(dǎo)通，勵(lì)磁電流It逐漸增大，變壓器T2原邊電壓Vt等 于輸入電壓Vs;二極管D3導(dǎo)通，變壓器T2副邊給電感Ll、電容C3充電蓄能同時(shí)給負(fù)載RLl供 電，其它元件狀態(tài)與to~tl相同。此狀態(tài)為正激過程，將能量由電源傳遞到負(fù)載同時(shí)給蓄能 元件充電，t0~t2時(shí)段參與工作的器件如圖3中的(a)所示。
[0042] 3)t2~t3時(shí)段:開關(guān)管Ml和M2由通到斷，Vt逐漸減小，It變化趨勢(shì)由增大變?yōu)闇p 小，使變壓器T2副邊感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)反向，二極管D3因承受反壓立即截止，副邊電流突變?yōu)?,因 為It為副邊電流的l/n(n為變壓器T2原副邊匝數(shù)比），所以I t瞬間跌落到0。二極管D3截止后， 電感Ll經(jīng)二極管D4續(xù)流。
[0043] 4)t3~t4時(shí)段：由于在t3時(shí)刻It突變?yōu)?,根據(jù)電感電壓與電流的關(guān)系W = ,此 dt 時(shí)會(huì)產(chǎn)生一個(gè)較大的感生電動(dòng)勢(shì)與1方向相反，在t4時(shí)刻達(dá)到與Vs幅值相等，t2~t4時(shí)段參 與工作的器件如圖3中的(b)所示。
[0044] 5)t4~t5時(shí)段:Vt繼續(xù)沿負(fù)向變化，當(dāng)幅值超過Vs后，二極管Dl、D2承受正向壓降 而導(dǎo)通，由于箝位電容Cl、C2電壓Vd A2此時(shí)接近0,所以It瞬間增大，形成一個(gè)較大的充電 電流，t4時(shí)刻工作的器件如圖3中的（c)所示。隨后，I t繼續(xù)對(duì)箝位電容Cl、C2充電，并將多余 能量回饋電源。隨著電容兩端電壓不斷上升，復(fù)位電阻Rl和R2上的電流不斷增加，而I t緩慢 變小，到t5時(shí)刻Vt達(dá)到負(fù)向最大幅值，對(duì)箝位電容Cl、C2充電結(jié)束。
[0045] 6 )t5~t6時(shí)段:Vt繼續(xù)沿正向緩慢增加，It繼續(xù)通過原來的路徑續(xù)流，箝位電容 C1、C2分別通過復(fù)位電阻Rl和R2放電。ILl繼續(xù)減至0,二極管D3截止。t6時(shí)刻，Vt增加至與-Vs相等，二極管Dl、D2截止，該時(shí)段結(jié)束。t4~t6時(shí)段工作的器件如圖3中的(d)所示。
[0046] 7)t6~t7時(shí)段:箝位電容C1、C2繼續(xù)通過復(fù)位電阻Rl和R2放電，電容C3繼續(xù)為負(fù)載 RLl供電，t6~t7時(shí)段工作的器件如圖3中的(e)所示。
[0047] 在工作過程中變壓器T2必須滿足伏秒平衡式：
[0048] VsD^ (Vs+2VC) (I-D)
[0049] !Ij占空比最大值計(jì)算表達(dá)式為：
[0050]
[0051 ] 顯然，只要V。大于零，則可得到Dmax大于50 %。
[0052]本實(shí)施例在主電路中設(shè)置雙RCD箝位電路，能保證輸入在較寬范圍變化，尤其是低 輸入重載時(shí)，可以進(jìn)一步提高占空比得到穩(wěn)定輸出。發(fā)明人指出，通常情況下，雙管正激電 路中兩個(gè)開關(guān)管參數(shù)相同，為均衡開關(guān)管開關(guān)應(yīng)力，兩個(gè)RCD箝位電路參數(shù)也應(yīng)盡可能一 致。此外，為使開關(guān)管在低輸入電壓重載和高輸入電壓輕載兩種極端不利條件時(shí)開關(guān)管開 關(guān)應(yīng)力盡可能接近，發(fā)明人通過長(zhǎng)期的試驗(yàn)研究和理論分析，對(duì)RCD箝位電路中的最大充電 電壓值Vc_m ax、箝位電容值C、復(fù)位電阻R進(jìn)行了優(yōu)化，RCD箝位電路參數(shù)如下：
[0053] 第一RCD箝位電路、第二RCD箝位電路中箝位電容的最大充電電壓值Vc_max:
[0054] Vc_max = K X VDSS-Vs_max
[0055] 式中，Vdss為開關(guān)管的最大耐壓，Vs_max為最大輸入電壓（即直流電源Vs的最大電壓 值），K為安全系數(shù)，K< 1，其中安全系數(shù)K的取值為0.7~0.9較佳，當(dāng)工作條件惡劣安全系數(shù) 要求高時(shí)取0.7。
[0056] 笛一 RCD箝份由路、笛一R⑶箝位電路中箝位電容值C:
[0057]
[0058]式中，LpS變壓器Τ2的原邊電感量，Ic為穩(wěn)態(tài)下開關(guān)管關(guān)斷時(shí)箝位電容的初始充電 電流值，即箝位電容的t4時(shí)刻充電電流值，V。為箝位電容電壓，Vf為開關(guān)管關(guān)斷時(shí)變壓器Τ2 副邊對(duì)原邊的反饋電壓。
[0059] 第一R⑶箝位電路、第二R⑶箝位電路中復(fù)位電阻R:
[0060]
[0061 ]式中，f為雙管正激變換器的開關(guān)頻率，C為箝位電容值。
[0062]通過上述公式確定RCD箝位電路參數(shù)后，可以使兩開關(guān)管在低輸入重載和高輸入 輕載兩種惡劣工況下開關(guān)應(yīng)力達(dá)到基本均衡，有利于開關(guān)管性能發(fā)揮，且最大可調(diào)占空比 大大提升。
[0063] 為驗(yàn)證實(shí)際工作性能，制作了一臺(tái)輸入100V~250V直流電源輸出24V/10A的直流 雙管正激變換器樣機(jī)，其主要參數(shù)如下：
[0064] 開關(guān)頻率f取60KHz，兩個(gè)開關(guān)管Ml和M2選用IPB50R299CP，二極管D3選用1N4007， 二極管D4使用超快恢復(fù)二極管MUR1020，變壓器T2變比n = 50:10，原邊電感為470μΗ，副邊電 感為95μΗ，箝位電容Cl和C2均為47nF，復(fù)位電阻Rl和R2均取47Ω，電感Ll取47μΗ，電容C3為 470yF〇
[0065] 圖4中的（a)、（c)、（e)是輸入電壓250V，輸出電流2A，即高輸入電壓輕載時(shí)的波形， 此時(shí)占空比D為13 %左右，電感L1中電流有1 /3左右的時(shí)間為0，為DCM模式。箝位電容CI、C2 最高工作電壓僅為6V左右。雙RCD箝位相對(duì)于傳統(tǒng)D箝位而言，開關(guān)管應(yīng)力增加率約為 4.6%，單管最高應(yīng)力為130￥左右。圖4中的（13)、（(1)、（〇是輸入電壓100￥，輸出電流1(^，即 低輸入電壓重載時(shí)的波形，此時(shí)占空比D為76 %左右，電感Ll中電流均大于7.5A，為CCM模 式，箝位電容C1、C2最高工作電壓提升至93V左右。雙RCD箝位相對(duì)于傳統(tǒng)D箝位而言，開關(guān)管 應(yīng)力增加率約為186%，單管最高應(yīng)力為143V。高輸入輕載與低輸入重載相比單管應(yīng)力增加 率為10 %。兩種模式中單管最高應(yīng)力較為平衡，對(duì)開關(guān)管開關(guān)指標(biāo)最佳性能發(fā)揮較為有利。 而對(duì)于單管正激變換器，為簡(jiǎn)化分析，忽略因原邊過大電流變化率而引起過電壓，即使在以 上理想情況下，單管最大開關(guān)應(yīng)力應(yīng)為250V。因此，相對(duì)于單管而言本實(shí)施例能將單管最大 開關(guān)應(yīng)力減少42%左右。通過以上分析可知，雙RCD箝位電路可擴(kuò)展傳統(tǒng)雙管正激變換器最 大可調(diào)占空比近三十個(gè)百分點(diǎn)，同時(shí)具有低電壓應(yīng)力的優(yōu)點(diǎn)。該方案可為設(shè)計(jì)寬輸入范圍 的開關(guān)電源提供參考。
[0066] 以上示意性的對(duì)本實(shí)用新型及其實(shí)施方式進(jìn)行了描述，該描述沒有限制性，附圖 中所示的也只是本實(shí)用新型的實(shí)施方式之一，實(shí)際的結(jié)構(gòu)并不局限于此。所以，如果本領(lǐng)域 的普通技術(shù)人員受其啟示，在不脫離本實(shí)用新型創(chuàng)造宗旨的情況下，不經(jīng)創(chuàng)造性的設(shè)計(jì)出 與該技術(shù)方案相似的結(jié)構(gòu)方式及實(shí)施例，均應(yīng)屬于本實(shí)用新型的保護(hù)范圍。
【主權(quán)項(xiàng)】
1. 一種雙RCD巧位的雙管正激變換器，其特征在于:包括直流電源Vs，變壓器Tl、T2，開 關(guān)管M1、M2,開關(guān)管Ml的漏極與直流電源Vs的正極相連，開關(guān)管Ml的源極分別與變壓器Tl第 一副邊繞組的異名端、變壓器T2原邊繞組的同名端相連，開關(guān)管Ml的柵極與變壓器Tl第一 副邊繞組的同名端相連;開關(guān)管M2的源極分別與直流電源Vs的負(fù)極、變壓器Tl第二副邊繞 組的異名端相連，開關(guān)管M2的漏極與變壓器T2原邊繞組的異名端相連，開關(guān)管M2的柵極與 變壓器Tl第二副邊繞組的同名端相連;在開關(guān)管Ml的漏極與變壓器T2原邊繞組的異名端的 接點(diǎn)間有第一 RCD巧位電路，所述的第一 RCD巧位電路由復(fù)位電阻Rl和巧位電容Cl并聯(lián)后再 與二極管Dl串聯(lián)而成，二極管Dl的正極接于變壓器T2原邊繞組的異名端;在開關(guān)管M2的源 極與變壓器T2原邊繞組的同名端的接點(diǎn)間有第二RCD巧位電路，所述的第二RCD巧位電路由 復(fù)位電阻R2和巧位電容C2并聯(lián)后再與二極管D2串聯(lián)而成，二極管D2的負(fù)極接于變壓器T2原 邊繞組的同名端;變壓器T2的副邊繞組與整流電路相連，整流電路與變壓器Tl的原邊繞組 之間設(shè)有隔離與PWM控制電路。2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的一種雙RCD巧位的雙管正激變換器，其特征在于:所述的整流 電路包括二極管D3、D4,電感LI,電容C3和電阻化1，二極管D3的正極與變壓器T2副邊繞組的 同名端相連，二極管D3、電感Ll和電阻化1依次串聯(lián)，電阻化1的另一端與變壓器T2副邊繞組 的異名端相連，電容C3并聯(lián)于電阻化1兩端，二極管D4的正極與變壓器T2副邊繞組的異名端 相連，二極管D4的負(fù)極與二極管D3的負(fù)極相連。3. 根據(jù)權(quán)利要求2所述的一種雙RCD巧位的雙管正激變換器，其特征在于:所述的隔離 與P麗控制電路包括一光電截合電路和P麗控制器，所述的P麗控制器采用FPGA作為控制內(nèi) 核。4. 根據(jù)權(quán)利要求1~3任一項(xiàng)所述的一種雙RCD巧位的雙管正激變換器，其特征在于:所 述的第一RCD巧位電路、第二RCD巧位電路的電路參數(shù)相同。5. 根據(jù)權(quán)利要求4所述的一種雙RCD巧位的雙管正激變換器，其特征在于:第一 RCD巧位 電路、第二RCD巧位電路中巧位電容的最大充電電壓值Vc_max : VC_max - K X VdSS-Vs_max 式中，Vdss為開關(guān)管的最大耐壓，Vs_max為最大輸入電壓，K為安全系數(shù)，K<1。6. 根據(jù)權(quán)利要求5所述的一種雙RCD巧位的雙管正激變換器，其特征在于:所述安全系 數(shù)K的取值為0.7~0.9。7. 根據(jù)權(quán)利要求6所述的一種雙RCD巧位的雙管正激變換器，其特征在于:第一 RCD巧位 電路、第二RCD巧位電路中巧位電容值C:式中，Lp為變壓器T2的原邊電感量，Ic為開關(guān)管關(guān)斷時(shí)巧位電容的初始充電電流值，V。 為巧位電容電壓，Vf為開關(guān)管關(guān)斷時(shí)變壓器T2副邊對(duì)原邊的反饋電壓。8. 根據(jù)權(quán)利要求7所述的一種雙RCD巧位的雙管正激變換器，其特征在于:第一 RCD巧位 電路、第二RCD巧位電路中復(fù)位電阻R:式中，f為雙管正激變換器的開關(guān)頻率，C為巧位電容值。9. 根據(jù)權(quán)利要求8所述的一種雙RCD巧位的雙管正激變換器，其特征在于:所述的開關(guān) 管11、]\12均選用型號(hào)為1?8501?299〔?的開關(guān)管。10. 根據(jù)權(quán)利要求9所述的一種雙RCD巧位的雙管正激變換器，其特征在于:所述的二極 管D3選用型號(hào)為1M007的二極管，二極管D4選用型號(hào)為MUR1020的二極管。
【文檔編號(hào)】H02M3/335GK205544945SQ201620175949
【公開日】2016年8月31日
【申請(qǐng)日】2016年3月8日
【發(fā)明人】寧平華, 夏興國(guó), 張奇, 黃海軍, 童鑫, 周敏
【申請(qǐng)人】馬鞍山職業(yè)技術(shù)學(xué)院