專利名稱：幅度重構(gòu)放大器的閉環(huán)校準(zhǔn)的制作方法
本申請為1998年3月6日提交的并轉(zhuǎn)讓給本發(fā)明的共同受讓人的名為“采用幅度和/或調(diào)角載波的幅度重構(gòu)的放大”的申請序號為08/036,372的部分繼續(xù)申請。
AMPS蜂窩式電話系統(tǒng)通常包含移動電信交換局(MTSO)、若干基地臺(信元臺)、數(shù)據(jù)鏈接網(wǎng)、任選的中繼器與變換器、以及移動用戶單元(如移動電話)。MTSO為連接移動單元與陸線電話網(wǎng)之間的呼叫的專用交換機(jī)。MTSO的作用為將話音信道分配給各基地臺。數(shù)據(jù)鏈路網(wǎng)在基地臺與MTSO之間傳輸數(shù)據(jù)，并可包含有線或無線通信鏈路。各基地臺通常包括天線、控制器及若干收發(fā)機(jī)。控制器處理通過建立的信道在交換系統(tǒng)與移動單元之間連接呼叫的過程。移動單元包括收發(fā)機(jī)與控制單元來執(zhí)行雙向通信。
這些電話系統(tǒng)通常采用調(diào)制解調(diào)器在MTSO與收發(fā)機(jī)之間傳輸信息。在單一信道上普遍執(zhí)行均衡。例如，調(diào)制解調(diào)器中經(jīng)常使用單信道均衡來減少由信道效應(yīng)引起的進(jìn)入信號的畸變。換言之，調(diào)制解調(diào)器中的均衡器補(bǔ)償?shù)竭_(dá)信號接收位置的有線線路效應(yīng)。
其它使用中的蜂窩式電信系統(tǒng)包含時分多址聯(lián)接(TDMA)系統(tǒng)及碼分多址聯(lián)接(CDMA)系統(tǒng)，它們是以所采用的數(shù)字調(diào)制類型命名的。歐洲數(shù)字蜂窩式系統(tǒng)稱作移動通信全球系統(tǒng)(GSM)。這一系統(tǒng)采用TDMA調(diào)制。然而CDMA快成為標(biāo)準(zhǔn)并取代許多TDMA系統(tǒng)。IS-95北美數(shù)字蜂窩式系統(tǒng)采用CDMA調(diào)制。


圖1為基地臺的一部分的框圖。
圖2A-2C示出通過數(shù)模轉(zhuǎn)換器輸出的輸入與校準(zhǔn)信號的頻率計劃。
圖3為數(shù)字處理器的框圖。
圖4A-C示出用于在數(shù)字下變頻器中的處理的頻率計劃。
圖5A-D示出用于在數(shù)字上變頻器內(nèi)的處理及用數(shù)模轉(zhuǎn)換器進(jìn)行的轉(zhuǎn)換的頻率計劃。
圖6為根據(jù)幅度重構(gòu)原理的線性放大器的框圖。
圖7為作為校準(zhǔn)過程的一部分的配對的實際放大器與模型放大器的框圖。
圖8為在計算均衡器時使用的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)的框圖。
圖9為校準(zhǔn)過程的一個實施例的流程圖。
本發(fā)明的詳細(xì)描述本發(fā)明描述了用于線性化飽和的或接近飽和的(如大約1db)放大器的方法與裝置。在下面的描述中，陳述了諸如放大器的數(shù)目、協(xié)議類型等許多細(xì)節(jié)。然而，對于熟悉本技術(shù)的人員，顯而易見可不用這些特定細(xì)節(jié)實踐本發(fā)明。在其它實例中，為了避免沖淡本發(fā)明，眾所周知的結(jié)構(gòu)與器件是以框圖形式而不是以細(xì)節(jié)示出的。
下面的詳細(xì)描述的一些部分是用計算機(jī)存儲器中的數(shù)據(jù)位上的算法與運算的符號表示提出的。這些算法描述與表示是熟悉數(shù)據(jù)處理技術(shù)的人員用來最有效地將他們的工作的實質(zhì)傳達(dá)給其它熟悉本技術(shù)的人員的手段。這里通常將算法設(shè)想為引導(dǎo)到所期望的結(jié)果的自相容的步驟序列。這些步驟是需要物理量的物理操作的步驟。通常，雖然并非必要，這些量采取能存儲、傳輸、組合、比較、及操作的電或磁信號的形式。已證明主要是為了公共使用的原因?qū)⑦@些信號稱作位、值、元素、符號、字符、項、數(shù)等是時常方便的。
然而，應(yīng)記住所有這些與類似的要與適當(dāng)?shù)奈锢砹筷P(guān)聯(lián)的術(shù)語是應(yīng)用在這些量上的方便標(biāo)記。除非特別說明否則從下面的討論中顯而易見，在整個本發(fā)明中利用諸如“處理”或“計算”或“運算”或“確定”或“顯示”之類的術(shù)語的討論指稱計算機(jī)系統(tǒng)或類似電子計算設(shè)備的動作與過程，它將作為計算機(jī)系統(tǒng)的寄存器與存儲器中作為物理(電子)量表示的數(shù)據(jù)操作與變換成計算機(jī)系統(tǒng)存儲器或寄存器或其它這種信息存儲、傳輸或顯示設(shè)備中作為物理量類似地表示的其它數(shù)據(jù)。
本發(fā)明還涉及用于執(zhí)行這里的操作的裝置。這一裝置可以是專門為發(fā)明的目的構(gòu)建的，或者可包括用存儲在計算機(jī)中的計算機(jī)程序有選擇地激活或重新配置的通用計算機(jī)。可將這一計算機(jī)程序存儲在諸如(但不限于)包含軟盤、光盤、CD-ROM、及磁光盤在內(nèi)的任何類型的盤、只讀存儲器(ROM)、隨機(jī)存取存儲器(RAM)、EPROM、EEPROM、磁或光卡、或適用于存儲電子指令的任何類型的介質(zhì)，并各耦合在計算機(jī)系統(tǒng)總線上的計算機(jī)可讀的存儲介質(zhì)中。這里提出的算法與顯示并不內(nèi)在地與任何特定計算機(jī)或其它裝置相關(guān)。各種通用機(jī)器可用于按照這里的教導(dǎo)的程序，或者可證明構(gòu)成更專門化的裝置來執(zhí)行要求的方法步驟是方便的。從下面的描述中將出現(xiàn)各式各樣的機(jī)器所需的結(jié)構(gòu)。此外，本發(fā)明不是參照任何特定編程語言描述的。應(yīng)理解可使用各式各樣的編程語言來實現(xiàn)這里所描述的發(fā)明的教導(dǎo)。概述這里所描述的裝置能夠?qū)⑼ǔＳ糜谡{(diào)頻波形的放大器(即飽和放大器)用于要求放大器線性度的波形的應(yīng)用。將放大器的輸出組合成單一輸出信號。在一個實施例中，將放大器信道(如兩個信道)的輸出組合成單一輸出信號。但是也能組合任何數(shù)目的信道。
放大器信道很少等于與頻率無關(guān)的恒定增益。并且，信道可包含導(dǎo)致這一方法中的畸變的濾波器及其它模擬部件(如不等的路徑長度、電纜長度等)并從而需要補(bǔ)償。因此，由于信道不平衡與/或頻率響應(yīng)變化而在輸出上可能出現(xiàn)畸變產(chǎn)物。在一個實施例中，利用均衡器來提供平衡信道所必需的必要增益、相位與頻率響應(yīng)校正，借此改進(jìn)線性度及減小畸變(甚至或使之最小)。與先有技術(shù)不同，均衡化是在模擬放大器前面數(shù)字地執(zhí)行的(即預(yù)均衡化)。從而，均衡器除了對各信道提供頻率響應(yīng)校正之外還提供增益與相位平衡。
為了消除輸出中的畸變產(chǎn)物，利用過程來使各信道的響應(yīng)互相相等。在一個實施例中，利用最小二乘方法來保證在將信道加在一起時得到高質(zhì)量信號。這是通過模擬放大器及根據(jù)放大器轉(zhuǎn)換函數(shù)的線性估算選擇均衡化來達(dá)到的。從而，同時計算多個信道的線性轉(zhuǎn)換函數(shù)供在均衡信道中使用。
圖1為將模擬或數(shù)字輸入放大成放大的多載波輸出的基地臺的一部分的一個實施例的框圖。這一高功率放大器可用作通信系統(tǒng)(如無線通信系統(tǒng))中發(fā)射機(jī)的部件。
參見圖1，基地臺包括多載波驅(qū)動器組件101、一組飽和或接近飽和的放大器模塊1021-N、及功率組合器103。放大器模塊1021-N可包括諸如調(diào)頻波形放大器或飽和(或接近飽和)的放大器等AMPS基地臺的現(xiàn)有設(shè)備。在這一范圍內(nèi)，組件101與組合器103用于改進(jìn)現(xiàn)有的放大器組。在一個實施例中，各放大器模塊包括預(yù)驅(qū)動器放大器、驅(qū)動器放大器及功率放大器。示出的放大器模塊數(shù)為2，然而實施例可擁有一個放大器模塊或多于兩個放大器模塊。
組件101作為幅度重構(gòu)調(diào)制器工作。對組件101的輸入信號100可以是數(shù)字或模擬波形的。輸入信號100可包含一或多個CDMA調(diào)制的信號。多載波驅(qū)動器組件101執(zhí)行幅度重構(gòu)調(diào)制。組件101可執(zhí)行脈沖工作循環(huán)調(diào)制與/或引入各路徑中的相位調(diào)制的組合以誘發(fā)在組合器103的輸出上出現(xiàn)調(diào)幅。組合器103的輸出上的這一調(diào)幅與輸入信號的調(diào)幅匹配。以不致在放大的多載波輸出信號上增加額外的調(diào)相的方式引入脈沖工作循環(huán)與相位調(diào)制。從而，誘發(fā)出現(xiàn)在輸出上的幅度與相位調(diào)制與輸入信號100的幅度與相位調(diào)制匹配。從多載波驅(qū)動器組件101得出的輸出信號驅(qū)動包含飽和或接近飽和的放大器模塊1021-N的放大器信道。
將輸入信號100下變頻成中頻(IF)信號Vin的輸入RF/IF下變頻器101A初始接收及下變頻輸入信號100。下變頻使數(shù)字信號處理器101B能抽樣輸入RF信號。在一個實施例中，RF/IF下變頻器101A還執(zhí)行增益調(diào)節(jié)。RF/IF下變頻器101A將IF信號Vin提供給數(shù)字信號處理器101B。
在一個實施例中，RF/IF下變頻器101A包含信道混頻器(未示出)將輸入信號100與來自諸如本機(jī)振蕩器35等公共本機(jī)振蕩器(L0)的信號混頻，將輸入RF頻率信號101變換成IF頻率范圍信號?；祛l之后，這一信號可經(jīng)受濾波(未出示)來消除從混頻操作導(dǎo)致的寄生信號。
數(shù)字信號處理器(DSP)101B抽樣與處理IF信號Vin而在兩條幅度重構(gòu)信道的情況中產(chǎn)生幅度重構(gòu)信號X1a與X1b。當(dāng)DSP 101B將IF信號Vin分解成N條信道時，則DSP 101B具有N個輸出。本描述的其余部分討論兩條信道的情況。應(yīng)理解可將本發(fā)明推廣到兩條以上信道。
包含IF帶通濾波器及IF/RF上變頻器的接口將各該幅度重構(gòu)信號連接到放大器模塊1021-N上。
IF帶通濾波器101C與101D重新整形兩個幅度重構(gòu)信號X1a與X1b的輸出以分別生成濾波后的幅度重構(gòu)信號X2a與X2b。在一個實施例中，這些濾波器選擇插入的抽樣頻譜的下一半中的頻譜內(nèi)容。
IF/RF上變頻器101E與101F接收濾波后的幅度重構(gòu)信號X2a與X2b。IF/RF上變頻器101E與101F將它們的輸入上接收的信號上變頻到所需的發(fā)射頻率。在一個實施例中，IF/RF上變頻器101E與101F還執(zhí)行增益調(diào)節(jié)。上變頻后的幅度重構(gòu)信號X3a與X3b驅(qū)動放大器模塊1021-N中的放大器。
在一個實施例中，各IF/RF上變頻器101E與101F包括混頻器(未示出)及濾波器(未示出)。混頻器執(zhí)行經(jīng)過濾波的幅度重構(gòu)信號與來自本機(jī)振蕩器35的信號之間的混頻操作?；祛l器的輸出輸入到濾波器中，后者處理混頻操作的結(jié)果。
數(shù)字控制器110實現(xiàn)各種信號處理功能。主要如下面更詳細(xì)地討論的，數(shù)字控制器110計算自適應(yīng)地均衡重構(gòu)信道的整體頻率響應(yīng)所要求的FIR濾波器均衡器抽頭系數(shù)。在一個實施例中，數(shù)字控制器110通過基地臺接口耦合在基地臺控制器/無線電上。
放大器模塊1021-N放大信號X3a與X3b。放大器模塊1021-N的輸出耦合在功率組合器103的輸入上。在一個實施例中，功率組合器103通過放大器輸出信號的矢量重新組合線性地組合多個放大器輸出以構(gòu)成所要求的輸出信號。功率組合器103的輸出上的信號的幅度取決于來自全部永遠(yuǎn)激活的放大器1021-N的經(jīng)過調(diào)制的信號的相位與幅度。理想上，來自放大器模塊1021-N的輸出信號的幅度是相等的，使得所要求的輸出信號只取決于脈沖調(diào)制與增加的相位調(diào)制的占空因數(shù)。
在一個實施例中，可通過耦合器11將功率組合器103執(zhí)行組合的結(jié)果輸入隔離器104。隔離器104防止從一條放大器信道到另一條通過功率組合器103的泄漏。以這一方式，隔離器104為各放大器提供匹配的阻抗并附加吸出工作循環(huán)調(diào)制有可能已引入的頻帶頻譜旁瓣。
隔離器104生成可輸入高功率濾波器105的輸出。濾波器105可執(zhí)行限帶濾波操作以通過來自隔離器的輸出信號的中心頻率分量，同時排除調(diào)相時引入的頻譜邊帶。在一個實施例中，濾波器105可通過將與工作循環(huán)調(diào)制關(guān)聯(lián)的工作循環(huán)轉(zhuǎn)換成調(diào)幅而在其輸出信號上產(chǎn)生附加的調(diào)幅。濾波器105的輸出便是發(fā)射機(jī)輸出。
還通過耦合器11將功率組合器103的輸出作為反饋信號Y2反饋給多載波驅(qū)動器組件101。反饋信號Y2只是從功率組合器103輸出的信號的一小部分。將反饋信號Y2耦合在反饋RF/IF信號101G的輸入上。RF/IF下變頻器101G將反饋信號Y2下變頻到中頻(IF)信號Vfb。在一個實施例中，RF/IF下變頻器101G類似于RF/IF下變頻器101A。RF/IF下變頻器101G將IF信號Vfb提供給數(shù)字信號處理器101B。
在一個實施例中，RF/IF下變頻器101G包含信道混頻器(未示出)將反饋信號Y2與來自諸如本機(jī)振蕩器35等公共本機(jī)振蕩器(LO)的信號混頻，將其變換成IF頻率范圍信號。混頻后，這一信號可經(jīng)受濾波(未出示)以消除從混頻操作得出的寄生信號。
在上面的描述中應(yīng)指出，當(dāng)必須將輸入頻率信號變換成中頻范圍信號時，利用混頻器來合并來自本機(jī)振蕩器的信號與反饋信號Y2是必要的。在不需要這一變換的實施例中，則可以不需要混頻器與本機(jī)振蕩器。
在一個實施例中，多載波驅(qū)動器組件101包括在通用或?qū)Ｓ糜嬎銠C(jī)系統(tǒng)或機(jī)器上運行的軟件。全部或一些多載波驅(qū)動器組件101可在硬件、數(shù)字邏輯、與/或包含集成電路在內(nèi)(如ASIC)的一或多個電路中實現(xiàn)。
圖2A示出一個這種實現(xiàn)的示范性頻率計劃。圖2A示出所要求的輸入頻帶定中在1947.5MHz上而LO則定中在1887.5MHz。圖2B示出連同ADC 26.67MHz抽樣率的諧波轉(zhuǎn)換成60MHz IF后的頻譜。圖2C示出抽樣后得出的頻譜。注意在本實例中已采用了允許抽樣頻率低于IF頻率的分諧波抽樣。
圖3為多載波驅(qū)動器組件101的數(shù)字信號處理器101B的一個實施例的框圖。圖4A-4D示出包含在數(shù)字信號處理器中的頻率計劃的附加細(xì)節(jié)。
參見圖3，用模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)301轉(zhuǎn)換輸入信號Vin。ADC 301的輸出耦合在數(shù)字下變頻器(DDC)302的輸入上。后者用復(fù)頻率變換將信號頻率(圖4A的75)變換ADC抽樣率的四分之一(即Fs/4)到基帶上(圖4B的76)。DDC 302還濾波這一信號以消除Fs/2上的不需要的諧波分量(圖4B的77)以達(dá)到圖4C的頻率計劃。從而，DDC 302將抽樣的實信號變換成復(fù)基帶信號。DDC 302的輸出包括同相(I)分量與正交相位(Q)分量。圖4D示出得到的信號頻譜。注意在一個實施例中，可用任何因子分樣或插入輸出樣本。
DDC 302的輸出輸入到圖3的其余部分，后者表示取該輸入信號并將其轉(zhuǎn)換成作用在現(xiàn)有的放大器組中的放大器模塊1021-N上的若干信號的線性化電路的一個示范性實施例。換言之，線性化電路準(zhǔn)備好多載波輸入信號供放大器處理。這些放大器可以是現(xiàn)有基地臺的放大器。
這一線性化電路可包括均衡化存在的并對所有信道公共的幅度與相位變化的輸入均衡器(未示出)。在一個實施例中，這些輸入均衡器包括以本技術(shù)中眾所周知的方式利用均衡器濾波器系數(shù)的有限脈沖響應(yīng)(FIR)濾波器。
直角到極(R2P)坐標(biāo)變換器304將直角坐標(biāo)同相(I)與正交相位(Q)輸入變換成帶幅度與相位分量的極坐標(biāo)幅度與相位格式。相位分量表示輸入信號的角調(diào)制分量而幅度分量表示輸入信號的包絡(luò)調(diào)制分量。
相位分量耦合在幅度重構(gòu)調(diào)制器305的輸入上。還將幅度重構(gòu)調(diào)制器305耦合成接收來自幅度重構(gòu)相位調(diào)制發(fā)生模塊340的輸入。在一個實施例中，該幅度重構(gòu)相位調(diào)制發(fā)生模塊340包括生成Pmod信號的幅度重構(gòu)相位查找表。
在一個實施例中，幅度重構(gòu)相位調(diào)制發(fā)生模塊340按照下式根據(jù)從R2P 304輸出的輸入信號的稱作Ar2p的幅度生成PmodPmod＝arccos(A)其中A＝min(Ar2p/Eref，1)。值Eref是預(yù)定義的參照幅度。在一個實施例中，Eref為削波值。幅度重構(gòu)相位調(diào)制發(fā)生模塊340的操作提供用于設(shè)定放大后的兩個和矢量之間的角的相位值。它用于重構(gòu)調(diào)幅輸入信號所要求的幅值。
在一個實施例中，幅度重構(gòu)模塊305將相位調(diào)制Pmod提供給包含在其中的加法器305A與305B。注意用加法器305A加上Pmod，而用加法器305B減去Pmod。換言之，相位重構(gòu)調(diào)制包括一組相位調(diào)制信號Par1與Par2，每一個輸出信道用一個，這些信號的定義如下
Par1＝Pr2p1+PmodPar2＝Pr2p2-Pmod最終結(jié)果是組合兩個常量幅度矢量并重構(gòu)輸入信號上存在的幅度調(diào)制。
將相位調(diào)制信號Par1與Par2耦合在一對極到直角(P2R)坐標(biāo)變換器307與308上。P2R變換器307與308將極坐標(biāo)幅度與相位輸入信號(放大器信道信號)變換成直角同相(I)與正交相位(Q)信號。
將P2R變換器307與308的輸出耦合在位于各發(fā)射信道中的一對數(shù)字上變頻器(DUC)309與310上。DUC 309與310將各發(fā)射信道的發(fā)射I與Q信號從復(fù)基帶信號變換成實信號并加以插入。
將DUC 309與310的輸出耦合在均衡可能存在幅度與相位變換的一對均衡器311上。在一個實施例中，均衡器311包括用下面描述的方式生成的均衡器系數(shù)操作的FIR濾波器311a與311b。
均衡器311的輸出耦合在兩個插入器315與316上。插入器315與316的輸出分別耦合在將數(shù)字信號轉(zhuǎn)換成模擬格式的數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC)312與313上。這些輸出驅(qū)動放大器信道。
緩沖存儲器330存儲來自輸入信道(Vin)與反饋信道(Vfb)兩者的同步捕捉到的接連的樣本。緩沖存儲器330維護(hù)下載到數(shù)字控制器110供其使用的樣本的組合。
包含ADC 320與數(shù)字下變頻器321來處理反饋信號Vfb以產(chǎn)生抽樣的反饋信號。
圖5A-D示出用于包含在發(fā)射信道內(nèi)的頻率變換的頻率計劃。圖5A示出在DUC 309與310的輸入上存在的頻率計劃。在一個實施例中，DUC309與310首先通過在樣本之間插入0來提高抽樣率而插入它們的輸入信號，然后濾波它們的輸入信號來消除新的Fs/2上的分量，其中Fs為新的抽樣率。圖5B示出半帶濾波后的頻率計劃。最后，將信號1/4帶上移相(即Fs/4)。圖5C示出1/4帶(Fs/4)上移相及只選擇信號的實部來產(chǎn)生要求的頻譜之后的頻率計劃。圖5D示出在輸入上插入2之后D/A輸出上的頻率計劃。在另一實施例中，用多相濾波器通過插入進(jìn)一步提高抽樣率。
應(yīng)指出這里描述的某些數(shù)字信號處理操作可在軟件、硬件、或兩者的組合中執(zhí)行。這一軟件可在諸如計算機(jī)系統(tǒng)等專用或通用機(jī)器上運行，而硬件可包括諸如專用邏輯、電路等。并且，雖然上面描述了在極坐標(biāo)域中執(zhí)行數(shù)字處理的實施例，也能在I與Q(直角坐標(biāo))域中執(zhí)行處理。校準(zhǔn)過程圖6中以簡化形式示出了根據(jù)幅度重構(gòu)原理的線性放大器的一個模型。注意單個放大器沒有必要是線性的，通過執(zhí)行這種重構(gòu)，能基本上減小信號幅度上的非線性效應(yīng)甚至使它成為最小。
參見圖6，將輸入信號u(n)耦合在非線性函數(shù)F(u)的輸入上。非線性函數(shù)F(u)將調(diào)幅信號u(n)變換成N個常量幅度的調(diào)相信號。在一個實施例中，N為2。將非線性函數(shù)F(u)(下面定義)的輸出耦合在一對均衡器h1與h2上。在一個實施例中，均衡器h1與h2為一對有限脈沖響應(yīng)(FIR)濾波器。均衡器h1與h2的輸出耦合在功率放大器g1與g2上。在一個實施例中，功率放大器g1與g2也包含濾波器、RF上變頻器(包含RF濾波器)、數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC)、及隔離器。功率放大器g1與g2的輸出耦合在求和單元的輸入上，后者的輸出y(n)便是線性放大器的輸出。在一個實施例中，函數(shù)求和塊包括上述功率組合器103。注意雖未示出，在一個實施例中，各路徑中存在隔離器，以及IF與RF濾波器。
雖然圖6是用2條信道描述的，非線性函數(shù)F(u)可分解成N條幅度重構(gòu)信道。在這一情況中，放大器模型將擁有 …而均衡器將擁有h1、h2、…、hN。
將輸入信號u(n)作用在非線性函數(shù)F(u)上。輸入信號u(n)為帶有幅度a(n)與相位調(diào)制b(n)的復(fù)基帶輸入信號u(n)＝a(u)exp(jb(n))。在一個實施例中，根據(jù)其大小削波幅度a(n)。在一個實施例中，削波后的幅度函數(shù)a(n)如下原文P17公式其中Aclip為預(yù)定義的削波電平，它取決于系統(tǒng)硬件。在一個實施例中，削波電平為0.7821。
響應(yīng)輸入信號u(n)，非線性函數(shù)F(u)生成一對調(diào)頻信號X1(n)與X2(n)。這一對調(diào)頻信號X1(n)與X2(n)給出如下X1(n)＝ej(b(n)+c(n))X2(n)＝ej(b(n)-c(n))其中c(n)＝cos-1(a(n))
均衡器h1與h2及功率放大器gg1與gg2處理得出的信號X1(n)與X2(n)。放大器的輸出，這里稱作wg1(n)與wg2(n)，相加以生成輸出y(n)。
如果各信道中的均衡器h1與h2及功率放大器g1與g2提供恒定的增益G，則表示輸出y(n)精確等于u(n)的定標(biāo)的與削波的形式。這便是，放大器作為理想的軟限制放大器工作。如不超過削波水平，則等值是精確的。下面的推導(dǎo)中說明這一點。
y(n)＝wg1(n)+wg2(n)＝G[ej(b(n)-c(n))+ej(b(n)-c(n))]＝Gej(b(n))[ej(c(n))+ej(-c(n))]＝2Gej(b(n))cos(c(n))＝2Gej(b(n))cos(cos-1(a(n))＝2Ga(n)ej(b(n))≈2Ga(n)ej(b(n))不幸的是，放大器g1與g2很少見等于上面假設(shè)的與頻率無關(guān)的恒定增益G。兩個信道(上方與下方路徑)中的任何差別與/或頻率響應(yīng)變化能導(dǎo)致在輸出y(n)中出現(xiàn)畸變產(chǎn)物。此外，在一個實施例中，放大器g1與g2具有高功率放大器的非線性特征。后一效應(yīng)得到下述事實的緩解，即幅度重構(gòu)依賴于通過高功率級(即g1與g2)的恒定幅度信號并從而非線性的效應(yīng)通常是輕微的。平衡器h1與h2提供平衡兩條信道所必需的必要增益、相位與頻率響應(yīng)校正，并試圖補(bǔ)償非線性及減少畸變。在一個實施例中，均衡器h1與h2是作為原則上能提供增益與相位平衡兩者以及分開補(bǔ)償各信道的頻率響應(yīng)的FIR濾波器實現(xiàn)的。
總體目標(biāo)為使各信道的頻率響應(yīng)互相相等并在所關(guān)注的帶上盡可能平坦(在于不存在凹下部分或尖峰或尖銳的切邊，或?qū)⑺鼈兓ハ鄿p少或使它們最小)。這是通過在實現(xiàn)兩大功能的自適應(yīng)系統(tǒng)中使用自適應(yīng)均衡器實現(xiàn)的i)估算放大器轉(zhuǎn)換函數(shù)(這里稱作系統(tǒng)標(biāo)識)，產(chǎn)生線性放大器系統(tǒng)模型；以及ii)利用放大器模型計算均衡器系統(tǒng)數(shù)(這里稱作自適應(yīng)均衡)。并且，使用了約束使得各信道的頻率響應(yīng)是近似平坦的。這一點可用兩種方式實現(xiàn)1)各信道的最小二乘方約束，及2)各信息的迫零約束。約束對整體減少或最小化的貢獻(xiàn)程度受兩個用戶可調(diào)的激發(fā)器的控制，γ1大于或等于0及γ2大于或等于0，其中γ1+γ2＝1。
與先有技術(shù)不同，均衡是在放大器前面執(zhí)行的(即預(yù)均衡)。在一個實施例中，均衡是在放大之前在數(shù)字域中執(zhí)行的，而放大是在模擬中執(zhí)行的。換言之，均衡的目的是使來自兩條信道的信號時間對齊、相位對齊及大小對齊，從而可從兩條信道的求和中得出對放大器的原始輸入信號的放大的形式。并且如上所述，在一個實施例中，均衡是在與幅度無關(guān)的放大器配置的相位分量上執(zhí)行的，這是與先有技術(shù)不同的。系統(tǒng)標(biāo)識過程圖7中示出基于線性最小二乘方原理的校準(zhǔn)方案。參見圖7，將圖6中所示的實際放大器600耦合在具有非線性處理函數(shù)F(u)、一對均衡器h1與h2、放大器模型 與 (矢量)及求和塊的放大器模型700上。放大器模型700中的非線性函數(shù)F(u)及均衡器h1與h2是與放大器600中的相同的。然而，放大器模型 與 (矢量)只是實際放大器g1與g2的估算值。實際放大器包含不能用FIR濾波器模擬的非線性分量，如果FIR濾波器沒有足夠的參數(shù)，甚至線性分量也不能充分模擬。這一差別可影響均衡器的性能，因為它們是從放大器模型，即h1與h2生成，試圖倒置 與 (矢量)的特征的(而不是g1與g2，它們不能直接得到)。注意一些矢量以粗體出現(xiàn)。
將放大器模型700的非線性函數(shù)F(u)耦合成接收與實際放大器600相同的輸入信號u(n)。將系統(tǒng)標(biāo)識單元701耦合成接收實際放大器600的輸出信號y(n)、放大器模型700的輸出信號 、及輸入信號u(n)。在一個實施例中，系統(tǒng)標(biāo)識單元701是數(shù)字控制器110的一部分。響應(yīng)這些信號，系統(tǒng)標(biāo)識單元701生成對實際放大器600與放大器模型700兩者的均衡器、實際放大器600的非線性函數(shù)F(u)、及放大器模型700的放大器的輸出(未示出)。
圖7中雖未示出，緩沖器接收輸入信號u(n)的樣本及捕捉實際放大器600與放大器模型700兩者的輸出的樣本。系統(tǒng)標(biāo)識單元701在執(zhí)行其一或多個功能時訪問這些緩沖器以獲取樣本。
最小二乘方技術(shù)的目標(biāo)為計算均衡器h1與h2，使得實際輸出y(n)與最小二乘方意義(如下面定義的)中的輸入u(n)的延遲的形式匹配。為達(dá)此目的，也將放大器模型 與 估算成使 與y(n)也在最小二乘方意義中匹配。
通常，當(dāng)均衡器位于放大器前面時(如在本例中)，因為放大器特征是未知的而難于直接計算最小二乘方估算值。需要從y(n)到各均衡器輸入信號X1(n)與X2(n)的梯度來計算最小二乘方估算值，但這需要放大器的知識。通過計算放大器的參照模型借此用線性濾波器 與 (矢量)估算實際放大器g1與g2而回避這一問題。
如上所述，放大器模型與均衡器可用FIR濾波器表示。因此，可將放大器模型的轉(zhuǎn)換函數(shù)寫如下G^1(z)=Σi=0Ng-1g^1(i)z-i]]>G^2(z)=Σi=0Ng-1g^1(i)z-i]]>其中Ng為模型的各信道中的系數(shù)數(shù)目。類似地，可將均衡器表示如下H1(z)=Σi=0Ng-1h1,i(i)z-i]]>H1(z)=Σi=0Ng-1h2,i(i)z-i]]>其中Ne為各均衡器中的系數(shù)數(shù)目。通常，Ng≥Ne，因為Ne受硬件限制，而Ng則由于是用控制器實現(xiàn)的而有一定程度的隨意性。在一個實施例中，Ng＝32而Ne＝16，盡管希望它們越小越好。
參見圖7，稱作Vg1(n)與Vg2(n)的均衡器輸出由下式給出vg1(n)＝h1(n)*x1(n)=Σi=0Ng-1h1,ix1(n-i)=x1T(n)h1]]>vg2(n)＝h2(n)*x2(n)=Σi=0Ng-1h2,ix2(n-i)=x2T(n)h2]]>其中X1(n)＝[x1(n)，…，X1(n-Ne+1)]T，X2(n)＝[x2(n)，…，X2(n-Ne+1)]T，h1＝[h1.1，…，h1.e-1]T，h2＝[h2.1，…，h2.Ne-1]T，而*表示卷積。這些能用矢量內(nèi)積替代簡化記法。計算放大器模型為了計算放大器模型，令u(n)＝[u(n)，u(n-1)，…，u(n-Ns+1s)]T為包含輸入信號u(n)的第n塊樣本的大小為Ns的矢量。類似的定義矢量y(n)、Vg1(n)、Vg2(n)、 及 ，其中矢量y(n)包括實際放大器900的輸出，矢量Vg1(n)與Vg2(n)為實際放大器600或放大器模型700之一的均衡器的輸出，矢量Vg1(n)與Vg2(n)分別為放大器模型700的第一與第二信道放大器模型信號，而矢量 為放大器模型700的輸出。
放大器模型信號 與 可用矩陣/矢量記號表示如下w^g1(n)=Vg1(n)g^1]]>w^g2(n)=Vg2(n)g^2]]>其中Vg1(n)與Vg2(n)為用信號矢量Vg1(n)與Vg2(n)構(gòu)成的Toeplitz矩陣。這些矩陣可表示如下，并只是為這一技術(shù)存儲數(shù)據(jù)的許多可能方式之一 注意Vg1(n)與Vg2(n)分別對應(yīng)于這兩個矩陣的第一列(已附加了零使得這些矩陣的維數(shù)為((Ns+Ng)×Ng)。放大器模型的輸出由下式給出y^g(n)=W^g1(n)+W^g2(n)]]>由于同時估算兩個信道中的放大器模型，將復(fù)合系數(shù)矢量 (矢量)定義為＝ 及復(fù)合數(shù)據(jù)矩陣Vg(u)定義為＝[Vg1(n)，Vg2(n)]是方便的(并且更緊湊的)。從而，可將放大器模型的輸出等式改寫為y^g(n)=w^g1(n)+w^g2(n)]]>=Vg1(n)g^1+Vg2(n)g^2]]>=[Vg1(n),Vg2(n)]g^1g^2]]>=Vg(n)g^]]>其中Vg1(n)表示兩個均衡器之一的輸出而Vg2(n)表示另一個，以及Vg(n)表示均衡器的輸出的所有數(shù)據(jù)。從而，用這種表示，放大器模型700的輸出是通過均衡器的輸出與放大器轉(zhuǎn)換函數(shù)寫出的。
令與估算 與 (矢量)相關(guān)的價格函數(shù)C1(n)=α1y(n-p1)-y^g(n-p2)||2]]>其中p1與p2分別為實際放大器與模型放大器引入的延遲。為了方便起見，在下面的推導(dǎo)中忽略不計它們。然而，正確地選擇它們以便算法正確地工作是重要的。注意‖b‖2＝bTb對應(yīng)于矢量b的平方范數(shù)。實值參數(shù)α1補(bǔ)償輸出上的任何增益失配。
用模型放大器的輸出代入 (矢量)(并刪去p1與p2)得出C1(n=||α1y(n)-Vg(n)g^||2]]>=[α1yT(n)-g^TVgT(n)||α1y(n)-Vg(n)g^]]]>對 (矢量)求微分得出∂C1(n)∂g^=-2α1VgT(n)y(n)+2Vg(n)g^]]>為 (矢量)解C1(n)/ ＝0給出LS結(jié)果g^[VgT(n)Vg(n)]-1[α1VgT(n)y(n)]]]>≡R1-1(n)P1(n)]]>這一表達(dá)式可通過單個系數(shù)矢量改寫如下g1g^2=Vg1T(n)Vg1(n)Vg1T(n)Vg2(n)Vg2T(n)Vg1(n)Vg2T(n)Vg2(n)1α1Vg1T(k)y(n)α1Vg2T(k)y(n)]]>實際上矩陣不能如在上面的表達(dá)式中那樣直接求逆。反之，可采用高斯消去法(GE)(或另一有效方法)來解下述方程組[VgT(n)Vg(n)]g^=[α1VgT(n)y(n)]]]>注意上面方程的左邊的矩陣不是Toeplitz(雖然它是對稱的)。如從LS結(jié)果(通過單個系數(shù)矢量寫出的)的表達(dá)式的右邊顯而易見它只是塊Toeplitz的，因此不可能用Levinson型逆歸(而不是GE)解出g(矢量)。(對于N×N矩陣，GE需要O(N2)運算，而Levinson算法減少到O(N)。)增強(qiáng)的均衡器過程用類似于生成放大器模型 與 的方式計算均衡器h1與h2。圖8中示出系統(tǒng)配置的框圖。將這一系統(tǒng)與圖7中的模型比較，觀察到的均衡器與放大器模型是交換位置的。因為系統(tǒng)是線性的這樣做不會丟失通用性。和前面一樣生成輸入信號x1(n)與x2(n)，但由于這一互換而模型與均衡器后面的中間信號與前面不同。通過使用不同的記號來強(qiáng)調(diào)這一改變vh1(n)與vh2(n)是放大器模型的輸出信號，而wh1(n)與wh2(n)為自適應(yīng)均衡器的輸出信號。自適應(yīng)均衡器的新價格函數(shù)為C2(n)＝γ1C21(n)+(1-γ1)[γ2(C22(n)+C23(n))+(1-γ2)(C24+C25)]其中單個分量由止式結(jié)出
C21(n)＝‖α21u(n-p3)-yh(n-p2)‖2C22(n)＝‖α22x(n-p3)-wh(n-p2)‖2C24=||α241-G^1h1||2]]>C25=||α251-G^2h2||2]]>其中1為單位矢量，一的位置取決于系統(tǒng)延遲。C21(n)是均衡的價格函數(shù)的一個實施例；單獨減小C21(n)將產(chǎn)生使yn(n)在LS意義上逼近u(n)的均衡器。C22(n)與C23(n)分別是各信道的LS約束；它們調(diào)節(jié)均衡器使中間輸出信號wh1(n)與wh2(n)分別逼近輸入信號x1(n)與x2(n)。最后，C24與C25為迫零約束；它們調(diào)節(jié)均衡器使得hj(n)與 (i＝1，2)卷積產(chǎn)生(Kronecker)△函數(shù)，即h1(n)*g^1(n)=α21δ(n-p4)]]>模型放大器延遲為p2(和前面一樣)，p3為從輸入u(n)到x1(n)(與x2(n))的延遲，而p4為(1)的左邊的有效(群)延遲。(注意所有pi，i＝1、2、3、4，都向后參照輸入u(n)。)為了方便起見，在下面的推導(dǎo)中刪去延遲。αij為補(bǔ)償價格函數(shù)項中的信號中的任何增益失配而包含的標(biāo)量常數(shù)。前面描述過加權(quán)系數(shù)γ1與γ2。
利用矩陣/矢量記號，可將用均衡器系數(shù)h1與h2表示的輸出寫出如下yh(n)＝wh1(n)+wh2(n)＝Vh1(n)h1+Vh2(n)h2=[Vh1(n),Vh2(n)]h1h2]]>＝Vh(n)h其中wh1(n)與wh2(n)為均衡器的輸出信號矢量且 它們在形式上類似于上面給出的Vg1(n)與Vg2(n)矩陣。原始價格函數(shù)考慮分量C21(n)，它是原始算法的價格函數(shù)。將用均衡器系數(shù)h1與h2表示的輸出代入價格函數(shù)C21(n)C21(n)=||α21u(n)-Vh(n)h||2]]>=[α21uT(n)-hTVh(n)][α21u(n)-V(n)h]]]>對h求微分得出∂C21(n)∂h=-2Vh(n)u(n)+2VhT(n)Vh(n)h]]>解C21(n)/h＝0給出下面的均衡器系數(shù)的(部分)LS解[VhT(n)Vh(n)]h＝[α21Vh(n)u(n)]我們用R21(n)h＝P21(n)來表示它。如對放大器模型所進(jìn)行的，可分開用兩個信道系數(shù)矢量將部分LS解寫出如下Vh1TT(n)Vh1(n)Vh1T(n)Vh2(n)Vh2T(n)Vh1(n)Vh2T(n)Vh2(n)h1h2=α21Vh1T(n)u(n)α21Vh2T(n)u(n)]]>最小二乘方約束對于上面給出的C21(n)中的價格函數(shù)，可將它寫成C22(n)＝‖α22x1(n)-Vh1(n)h1‖2類似地，對上面給出的C21(n)，可將其寫成C23(n)＝‖α23x2(n)-Vh2(n)h2‖2從均衡器系數(shù)的(部分)LS解中的結(jié)果很清楚，分別用下式最小化上面給出的C23(n)與C24(n)[Vh1T(n)Vh1(n)]=h1[α22Vh1T(n)X1(n)]]]>[Vh2T(n)Vh2(n)]h2=[α23Vh2T(n)X2(n)]]]>觀察到這些表達(dá)式左邊的分量對應(yīng)于均衡器系數(shù)的LS解的左邊的對角線分量(用兩個信道系數(shù)矢量寫出的)。從而，能以類似方式組合上面的等式，產(chǎn)生部分LS解Vh1T(n)Vh1(n)00Vh2T(n)Vh2(n)h1h2=α22Vh1T(n)x1(n)α23Vh2T(n)x2(n)]]>它將用R22(n)h＝P22(n)表示。注意用上面給出的LS解的方程中的x1(n)與x2(n)替換了(部分)LS解中的u(n)?；貞汣22(n)與C23(n)是用同一系數(shù)(1-γ1)γ2加權(quán)的。迫零約束剩下的兩個價格函數(shù)C24與C25是迫零約束；將均衡器計算成使組合的均衡器/系統(tǒng)模型700產(chǎn)生上面討論的△函數(shù)。不將上面給出的C24與C25中的價格函數(shù)寫成n的函數(shù)來強(qiáng)調(diào)它們不像其它價格函數(shù)那樣直接與該數(shù)據(jù)相關(guān)，利用上面使用的記號，可將部分LS解寫成[G^1TG^1]h1=α24G^1T1]]>[G^1TG^1]h2=α25G^1T1]]>其中 及1T＝
；矢量中的一的位置是由均衡器與系統(tǒng)模型700的延遲指定的。組合進(jìn)這些項產(chǎn)生下面的表達(dá)式[G^1TG^1]h1=α24G1T1]]>[G^2TG^2]h2=α25G2T1]]>它們能表示為R23h＝P23。注意兩個迫零約束都是用(1-γ1)(1-γ2)加權(quán)的。增強(qiáng)的均衡器系數(shù)在這一點上，已為上面給出的單個價格函數(shù)的原始集合指定了部分LS解。從而用適當(dāng)?shù)摩?與γ2加權(quán)組合進(jìn)結(jié)果，通過解下面的線性方程系便能計算出最佳均衡器系數(shù)[γ1R21(n)+(1-γ1)γ2R22(n)+(1-γ1)(1-γ2)R23]h＝[γ1P21(n)+(1-γ1)γ2P22(n)+(1-γ1)(1-γ2)P23]回憶增益系數(shù)αij是嵌入Pij(相互關(guān)聯(lián))矢量中的。通過改變權(quán)重γi，可以控制解依賴于原始價格函數(shù)對比于為各信道獨立定義的新價格函數(shù)(約束)的程度。存在三種特殊情況1)原始LS均衡器γ1＝1R21(n)h＝21(n)2)獨立LS均衡器γ1＝0且γ2＝1R22(n)h＝P22(n)3)迫零均衡器γ1＝0且γ2＝0R23h＝P23校準(zhǔn)過程流程圖9中示出校準(zhǔn)過程的一個實施例。在一個實施例中，校準(zhǔn)過程是由演繹處理硬件執(zhí)行的。這一處理硬件可包括諸如數(shù)字或模擬電路等硬件或諸如在通用或?qū)Ｓ脵C(jī)器上運行的軟件，或硬件與軟件兩者的組合。在一個實施例中，處理邏輯包括控制器1101。
參見圖9，校準(zhǔn)過程從處理邏輯獲得當(dāng)前均衡器值(處理框1301)開始。當(dāng)前均衡器值包括各信道的正規(guī)化均衡器FIR抽頭值。在一個實施例中，維護(hù)當(dāng)前均衡器值的獨立矩陣。在另一實施例中，可用單一矩陣代替兩個矩陣。在又另一實施例中，可將這些值存儲在寄存器或其它類型的存儲器中。
接著，處理邏輯獲得捕捉緩沖器數(shù)據(jù)并將數(shù)據(jù)重新格式化成正規(guī)化信號格式(處理框1302)。如果數(shù)據(jù)是以正規(guī)化信號格式捕捉的，則不需要重新格式化。在一個實施例中，四千樣本存儲在捕捉緩沖器中(即緩沖存儲器330)。捕捉緩沖器以矩陣形式存儲這些樣本。
捕捉緩沖器數(shù)據(jù)并執(zhí)行重新格式化之后，處理邏輯將輸入信號分解成幅度重構(gòu)信道對(處理框1303)。在一個實施例中，分解結(jié)果產(chǎn)生兩個信道的基帶波形(x1(n)與x2(n))以及均衡器后面的基帶波形。
完成分解之后，處理邏輯估算各信道的模型FIR系數(shù)(抽頭)值(處理框1304)。如上面討論的，它們是 與 值。FIR抽頭值試圖使兩或“N”個幅度重構(gòu)信道都相等。在一個實施例中，處理邏輯利用均衡器后面的基帶波形及實際放大器600與放大器模型700的延遲估算模型FIR系數(shù)。
利用基帶波形，處理邏輯重新計算幅度重構(gòu)信道對(處理框1306)。這一信道對包括出現(xiàn)在均衡器輸出上的基帶波形。
利用出現(xiàn)在兩個信道的放大器輸出及組合器輸出上的幅度重構(gòu)波形，處理器利用二條信道的模型FIR抽頭值計算新的均衡器FIR抽頭值(處理框1307)。
最后，處理邏輯轉(zhuǎn)換新均衡器FIR抽頭值并將其寫入硬件寄存器中(處理框1308)。實際放大器600訪問硬件寄存器并線性化本身，如上所述。
因此，這里描述的實施例利用現(xiàn)有的AMPS單載波放大器在蜂窩式AMPS基地臺中以低互調(diào)畸變提供信號或多RF載波的高功率放大。
這些實施例可為CDMA與GSM載波或其它數(shù)字載波提供線性放大。線性應(yīng)用利用數(shù)字信號處理器的精度并在數(shù)字域中提供線性放大而無須任何苛刻的周期性調(diào)諧或?qū)R。以這一方式，這里描述的實施例提供一或多個RF載波的放大并用飽和或接近飽和的放大器從天線發(fā)射它們。
這里描述的線性化同樣適用于音頻放大器。
從而，描述了用無線基地臺的多載波信號放大的技術(shù)，其中使用多個飽和或接近飽和的放大器來實現(xiàn)線性放大器。用一個實施例，可將諸如CDMA等其它協(xié)議疊加到諸如AMPS基地臺等基地臺上。
盡管本技術(shù)領(lǐng)域中的普通技術(shù)人員在閱讀了上面的描述之后無疑會清楚了解本發(fā)明的許多改變與修正，但要理解用示例方式展示與描述的任何特定實施例絕非意在認(rèn)為是限制性的。許多其它改變是有可能的。例如，如所述描述的，放大器可以是單一放大器或多個放大器或者可包括配置成作為單一放大器工作的若干放大器。應(yīng)用可以是能考慮到的蜂窩式、PCS、或任何其它頻率范圍?？蓪⑺糜跓o線局域環(huán)路、智能天線、音頻放大器、或雷達(dá)應(yīng)用。因此，對各種實施例的細(xì)節(jié)的參照并不想限制權(quán)利要求的范圍，權(quán)利要求本身只陳述認(rèn)為是對本發(fā)明主要的特征。
這樣，描述了一種線性放大技術(shù)。
權(quán)利要求
1.一種校準(zhǔn)放大器的校準(zhǔn)方法，包括模擬該放大器來為處理輸入信號的分解的形式的N條信道的各條生成估算的放大器轉(zhuǎn)換函數(shù)；以及計算放大以前作用在N條信道的各條上的均衡器的均衡器值，其中均衡器值的計算是基于為各信道估算的放大器轉(zhuǎn)換函數(shù)。
2.如權(quán)利要求1中所述的方法，其中N條信道包括一信道對。
3.如權(quán)利要求1中所述的方法，還包括通過在輸入信號上作用非線性函數(shù)將輸入信號分解成一信道對。
4.如權(quán)利要求1中所述的方法，還包括減小放大器與放大器模型之間的預(yù)期誤差。
5.如權(quán)利要求4中所述的方法，還包括其中該模型是線性的。
6.如權(quán)利要求1中所述的方法，還包括利用用于各信道的估算的放大器轉(zhuǎn)換函數(shù)來減小放大器與放大器的線性模型之間的預(yù)期誤差。
7.如權(quán)利要求1中所述的方法，還包括模擬放大器轉(zhuǎn)換函數(shù)作為多個FIR濾波器。
8.如權(quán)利要求1中所述的方法，還包括用放大器模型FIR抽頭值計算均衡器FIR抽頭值。
9.一種用于校準(zhǔn)放大器的校準(zhǔn)裝置，包括用于將輸入信號分解成N條信道的裝置；用于模擬放大器來為N條信道的各條生成估算的放大器轉(zhuǎn)換函數(shù)的裝置；以及用于為在放大以前作用在信道對中的各該N條信道上的均衡器計算均衡器值的裝置，其中均衡器值的計算是基于用于各信道的估算的放大器轉(zhuǎn)換函數(shù)。
10.如權(quán)利要求9中所述的裝置，其中用于分解輸入信號的裝置包括用于在輸入信號上作用非線性函數(shù)的裝置。
11.如權(quán)利要求9中所述的裝置，還包括用于減小放大器與該放大器的線性模型之間的預(yù)期誤差的裝置。
12.如權(quán)利要求9中所述的裝置，還包括利用用于各信道的估算的放大器轉(zhuǎn)換函數(shù)來減小放大器與該放大器的線性模型之間的預(yù)期誤差的裝置。
13.如權(quán)利要求9中所述的裝置，還包括用于使放大器與該放大器的線性模型之間的預(yù)期誤差最小的裝置。
14.如權(quán)利要求9中所述的裝置，其中該放大器轉(zhuǎn)換函數(shù)包括模型FIR抽頭值。
15.如權(quán)利要求9中所述的裝置，還包括用于使用放大器模型FIR抽頭值來計算均衡器FIR抽頭值的裝置。
16.一種用于放大器的校準(zhǔn)與均衡的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)，包括具有是放大器的實際轉(zhuǎn)換函數(shù)的估算值的估算的線性轉(zhuǎn)換函數(shù)的放大器的線性模型；以及耦合在線性模型與放大器上以根據(jù)線性模型的響應(yīng)建立放大器中的均衡器來校準(zhǔn)放大器的控制器。
17.如權(quán)利要求16中所述的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)，其中該控制器生成FIR系數(shù)來建立均衡器。
18.如權(quán)利要求16中所述的系統(tǒng)結(jié)構(gòu).其中該模型放大器將估算的放大器轉(zhuǎn)換函數(shù)模擬為多個FIR濾波器。
19.如權(quán)利要求16中所述的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)，其中該控制器根據(jù)系統(tǒng)中的多個FIR濾波器的響應(yīng)來確定FIR系數(shù)。
20.如權(quán)利要求16中所述的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)，其中該控制器生成估算的放大器轉(zhuǎn)換函數(shù)并利用估算的放大器轉(zhuǎn)換函數(shù)來估算平衡信道所必需的均衡。
全文摘要
一種用于校準(zhǔn)與線性化放大器(10文檔編號H03F3/72GK1343387SQ00804989
公開日2002年4月3日 申請日期2000年2月1日 優(yōu)先權(quán)日1999年2月5日
發(fā)明者詹姆斯·C·科拉內(nèi)科, 約翰·J·夏恩科, 貝沙德·巴塞吉 申請人:富健特公司