專利名稱：帶有失真補(bǔ)償?shù)姆糯笃骷笆褂么朔糯笃鞯臒o(wú)線通信基站的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種帶有失真補(bǔ)償?shù)姆糯笃?，更具體地，涉及一種被用作為用于放大線性調(diào)制信號(hào)的功率放大器或用于接收和放大線性調(diào)制信號(hào)的低噪聲放大器的放大器。再者，本發(fā)明涉及使用實(shí)行失真補(bǔ)償?shù)脑摲糯笃鞯囊环N無(wú)線通信用基站的一種結(jié)構(gòu)。
背景技術(shù)：
近來(lái)，有要求使用具有高度線性特性的放大器作為放大線性調(diào)制信號(hào)的功率放大器或作為在接收線性調(diào)制信號(hào)的接收機(jī)中所使用的低噪聲放大器，以便抑制由發(fā)射信號(hào)的頻譜特性或失真所引起的傳輸特性的變壞。
在許多應(yīng)用中，也要求放大器具有高功率效率。然而，通?？梢钥吹?，一個(gè)放大器的線性度和效率是互相矛盾的。為了滿足這兩個(gè)特性，已經(jīng)提出了各種各樣的失真補(bǔ)償方法。
預(yù)失真器作為一種失真補(bǔ)償方法是大家熟知的。預(yù)失真器的原理是藉助于先把和放大器失真特性相反的特性加到放大器輸入信號(hào)的方法從放大器輸出中獲得已去掉失真的所希望的信號(hào)。
圖1顯示了傳統(tǒng)的預(yù)失真器的結(jié)構(gòu)方框圖。在圖1中，參考數(shù)字1是功率放大器，它放大來(lái)自正交調(diào)制器2的輸出信號(hào)。從失真補(bǔ)償表8送來(lái)的補(bǔ)償值ΔI0和ΔQ0在加法器6中被分別加到輸入基帶信號(hào)I和Q上并輸入到正交調(diào)制器2。正交調(diào)制信號(hào)在功率放大器1中被放大，并且被加上由放大器特性所產(chǎn)生的失真。然而，失真可藉補(bǔ)償值ΔI0和ΔQ0被去掉。
放大器1的輸出信號(hào)的一部分在正交解調(diào)器3中被解調(diào)以得到基帶信號(hào)I′和Q′。然后，移相器5調(diào)整由本地振蕩器4給出的用于解調(diào)的本地振蕩信號(hào)的相位，以便使基帶信號(hào)I′和Q′和輸入信號(hào)I與Q的相位相一致。
比較器7把所得到的信號(hào)I′與Q′和輸入基帶信號(hào)I與Q相比較，然后得到ΔI1和ΔQ1，按照那些信號(hào)的差值更新失真補(bǔ)償表8的數(shù)值，并把ΔI1和ΔQ1存儲(chǔ)在失真補(bǔ)償表8中。
在上述的傳統(tǒng)方法中，放大器1的失真是作為正交坐標(biāo)組的每個(gè)分量的誤差而得到的。因此預(yù)失真是藉助于把和所得到的失真的特性相反的特性加到每個(gè)軸的分量的方法來(lái)實(shí)行的。
然而，在傳統(tǒng)方法中有如下的幾個(gè)問(wèn)題(a)要求失真補(bǔ)償表8在以輸入信號(hào)I與Q表示的二維平面上的每個(gè)點(diǎn)都具有補(bǔ)償值，因?yàn)榉糯笃?的失真中包括幅度和相位兩種失真。因此，在輸入信號(hào)I與Q的量化比特?cái)?shù)是n比特的情況下，就需要22n×n比特的失真補(bǔ)償表8的存儲(chǔ)容量。
(b)同時(shí)，在實(shí)行以極坐標(biāo)組的失真補(bǔ)償?shù)姆椒ㄖ校a(bǔ)償表8以一維形式構(gòu)成。然而，當(dāng)連接到正交調(diào)制器2和正交解調(diào)器3時(shí)，就需要用于從極坐標(biāo)組變換到直角坐標(biāo)組或從直角坐標(biāo)組變換到極坐標(biāo)組的變換運(yùn)算。
(c)基帶輸入信號(hào)I與Q應(yīng)當(dāng)具有和解調(diào)信號(hào)I′與Q′相同的相位。因此，就要求提供用于調(diào)整正交檢波器，也就是正交解調(diào)器3的本地相位的移相器5。再者，放大器1的相位旋轉(zhuǎn)量隨工作溫度和工作時(shí)期而變化。這樣，就要求有能保持其條件為最佳的功能，以便使本地相位適應(yīng)于運(yùn)行情況。
(d)再者，放大器或?yàn)V波器中延時(shí)的產(chǎn)生導(dǎo)致在輸入信號(hào)I與Q和解調(diào)信號(hào)I′與Q′之間的時(shí)間滯后。因此，從失真補(bǔ)償表8中加到輸入信號(hào)上的誤差信號(hào)對(duì)于輸入信號(hào)并不是最佳的，從而導(dǎo)致線性化器的特性變壞。
同時(shí)，在用于移動(dòng)通信的無(wú)線通信器件中，多個(gè)載波信號(hào)共同在射頻頻帶上被功率放大，以實(shí)行信號(hào)傳輸和多路信號(hào)傳輸。因此，希望有一個(gè)具有良好線性度的功率放大器作為上述的功率放大器，以便抑制傳輸特性的變壞。
具有較好線性度的功率放大器，例如前向反饋型放大器，有諸如大尺寸，大功耗和器件高成本等的弱點(diǎn)。然而，如果功率放大器的失真補(bǔ)償可藉數(shù)字信號(hào)處理實(shí)現(xiàn)，那么就可能改進(jìn)具有高功率效率且低成本的小型的器件。
在這種情況下，A/D和D/A變換器是必不可少的。然而，很難給出具有足夠運(yùn)算速度和所想要的精度(比特?cái)?shù))的A/D和D/A變換器。當(dāng)前，最大的輸出和輸入頻率是幾十MHz，而如果通信器件使用到大大超過(guò)10MHz的頻段，就必須使用變頻器。

發(fā)明內(nèi)容
因此，本發(fā)明的一個(gè)目的是提供一種能解決上述的現(xiàn)有技術(shù)中的問(wèn)題的失真補(bǔ)償放大器。
本發(fā)明的另一個(gè)目的是提供減少了失真補(bǔ)償表容量的失真補(bǔ)償放大器。
本發(fā)明的又一個(gè)目的是提供不用進(jìn)行從極坐標(biāo)組變換到直角坐標(biāo)組或從直角坐標(biāo)組變換到極坐標(biāo)組的運(yùn)算而又具有失真補(bǔ)償功能的放大器。
本發(fā)明的再一個(gè)目的是提供具有較少的隨時(shí)間推移其特性變化的失真補(bǔ)償放大器。
本發(fā)明的還有一個(gè)目的是提供用于無(wú)線通信的基站，它藉使用一種鏡頻干擾抑制型變頻器作為在把上述的失真補(bǔ)償放大器用作為功率放大器時(shí)所需的上變頻器或下變頻器而使壓縮無(wú)用的邊帶信號(hào)變得容易。
本發(fā)明的再一個(gè)目的是提供具有失真補(bǔ)償放大器且處理功率增加3dB的用于無(wú)線通信的基站，更具體地說(shuō)，適合于移動(dòng)通信使用的用于無(wú)線通信的小型基站。
在鏡頻干擾抑制型變頻器中需要有90°移相器。然而，寬頻段使制造帶無(wú)源電路的變頻器變得困難。因此，本發(fā)明的又一個(gè)目的是提供能藉助于使用數(shù)字信號(hào)電路的方法使實(shí)現(xiàn)無(wú)源電路變得容易的用于無(wú)線通信的基站。
根據(jù)本發(fā)明，一種無(wú)線通信用基站，其特征在于，包括一個(gè)接收和發(fā)送天線；一個(gè)高頻功率放大器，用于放大并通過(guò)接收和發(fā)送天線發(fā)出傳輸信號(hào)；一個(gè)A/D變換器，用于把該高頻功率放大器的一部分輸出變換成數(shù)字信號(hào)；一個(gè)線性化電路，裝在該高頻功率放大器的輸入一側(cè)，用于補(bǔ)償發(fā)送信號(hào)的相位和幅度，以便減小由比較數(shù)字信號(hào)和A/D變換器輸出所得出的差值；以及一個(gè)鏡頻干擾抑制型上變頻器，裝在線性化電路和高頻功率放大器之間，它包括一個(gè)第一移相電路，用于使線性化電路的輸出移相90°，一個(gè)第一D/A變換器，用于把移相電路的輸出變換成相應(yīng)的數(shù)字信號(hào)，一個(gè)第二D/A變換器，用于把線性化電路的輸出直接變換成相應(yīng)的模擬信號(hào)，以及第一和第二混頻電路，用于使用第一和第二D/A變換器的輸出作為I信道與Q信道正交信號(hào)，以及把I信道與Q信道正交信號(hào)和具有比第一與第二D/A變換器的輸出高的頻率的振蕩信號(hào)相混頻，其相位被各自移相90°。
根據(jù)本發(fā)明，一種無(wú)線通信用基站，其特征在于，包括一個(gè)接收和發(fā)送天線；一個(gè)高頻功率放大器，用于放大并通過(guò)接收和發(fā)送天線發(fā)出傳輸信號(hào)；一個(gè)A/D變換器，用于把高頻功率放大器的一部分輸出變換成數(shù)字信號(hào)；一個(gè)線性化電路，它裝在高頻功率放大器的輸入一側(cè)，用于補(bǔ)償發(fā)送信號(hào)的幅度和相位，以便使由比較數(shù)字信號(hào)和A/D變換器的輸出所得出的差值為零；一個(gè)波分路器，用于分路高頻功率放大器的輸出；以及一個(gè)鏡頻干擾抑制下變頻器，裝在線性化電路和波分路器之間，它包括第三和第四混頻器，用于把波分路器的輸出與其頻率比波分路器的輸出的頻率低的振蕩信號(hào)相混頻，其相位分別被移相90°，第一和第二A/D變換器，各用于把第三和第四混頻器的輸出變換成數(shù)字信號(hào)，以及第二移相電路，用于把第二A/D變換器的輸出的相位移相90°，其中第三混頻器和第二移相電路的輸出被輸入到線性化電路分別作為I信道和Q信道的正交信號(hào)，并和數(shù)字發(fā)送信號(hào)相比較。
根據(jù)本發(fā)明，一種無(wú)線通信用基站，其特征在于，包括一個(gè)接收和發(fā)送天線；一個(gè)高頻功率放大器，用于放大從發(fā)送和接收天線發(fā)出的發(fā)送信號(hào)；一個(gè)模擬至數(shù)字變換器，用于把高頻功率放大器的一部分輸出變換成數(shù)字信號(hào)；一個(gè)線性化電路，裝在高頻功率放大器的輸入一側(cè)，用于補(bǔ)償發(fā)送信號(hào)的幅度和相位，以便減小由比較所輸入的發(fā)送信號(hào)和A/D變換器的輸出所得出的差值；一個(gè)鏡頻干擾抑制型上變頻器，裝在線性化電路和高頻功率放大器之間，包括，第一移相電路，用于使線性化電路的輸出信號(hào)移相90°，第一數(shù)字到模擬(D/A)變換器，用于把線性化電路的數(shù)字輸出變換成模擬信號(hào)，第二D/A變換器，用于把線性化電路的數(shù)字輸出變換成模擬信號(hào)，以及第一和第二混頻器，用于把第一和第二變換器的輸出作為I信道和Q道正交信號(hào)與其相位被移相90°其頻率比I信道和Q信道正交信號(hào)頻率高的振蕩信號(hào)相混頻；一個(gè)分路器電路，用來(lái)把高頻功率放大器的輸出進(jìn)行分路；以及一個(gè)鏡頻干擾抑制型下變頻器，裝在線性化電路和分路器電路之間，它包括第三和第四混頻器，用來(lái)把分路器的輸出與其相位被移相90°其頻率低于分路器輸出的頻率的振蕩信號(hào)相混頻，第一和第二A/D變換器，用于分別變換第三和第四混頻器的輸出，以及第二移相電路，用于把第二A/D變換器的輸出的相位移相90°，其中第三混頻器和第二移相電路的輸出分別作為I信道和Q信道正交信號(hào)被輸入到線性化電路，并和發(fā)送信號(hào)相比較。
根據(jù)本發(fā)明，一種無(wú)線通信用基站，其特征在于，包括一個(gè)發(fā)送和接收天線；一個(gè)高頻功率放大器，用于放大從發(fā)送和接收天線發(fā)送出去的發(fā)送信號(hào)；一個(gè)線性化電路，裝在高頻功率放大器的輸入一側(cè)，用于補(bǔ)償發(fā)送信號(hào)的幅度和相位，以便減小由比較所輸入的數(shù)字發(fā)送信號(hào)和高頻功率放大器的輸出所得出的差值，并且以很小的失真放大發(fā)送信號(hào)；一個(gè)用于得出在發(fā)送信號(hào)和高頻功率放大器的輸出之間差值的電路；以及一個(gè)定向耦合器，用于把得出差值的電路的輸出耦合到高頻功率放大器的輸出上。
藉助于按照附圖闡述實(shí)施例的說(shuō)明可使本發(fā)明的其它目的變得很清楚。


圖1顯示了傳統(tǒng)的帶有失真補(bǔ)償?shù)姆糯笃鳌?br> 圖2顯示了按照本發(fā)明的帶有失真補(bǔ)償?shù)姆糯笃鞯脑怼?br> 圖3是按照本發(fā)明的帶有失真補(bǔ)償?shù)姆糯笃鞯牡谝粚?shí)施例的方框圖。
圖4是按照本發(fā)明的帶有失真補(bǔ)償?shù)姆糯笃鞯牡诙?shí)施例的方框圖。
圖5是按照本發(fā)明的帶有失真補(bǔ)償?shù)姆糯笃鞯牡谌龑?shí)施例的方框圖。
圖6是按照本發(fā)明的帶有失真補(bǔ)償?shù)姆糯笃鞯牡谒膶?shí)施例的方框圖。
圖7是圖6所示的第四實(shí)施例的工作說(shuō)明圖。
圖8是按照本發(fā)明的帶有失真補(bǔ)償?shù)姆糯笃鞯牡谖鍖?shí)施例的方框圖。
圖9是按照本發(fā)明的帶有失真補(bǔ)償?shù)姆糯笃鞯牡诹鶎?shí)施例的方框圖。
圖10A和10B是按照本發(fā)明的帶有失真補(bǔ)償?shù)姆糯笃鞯牡谄邔?shí)施例的方框圖。
圖11是按照本發(fā)明的帶有失真補(bǔ)償?shù)姆糯笃鞯牡诎藢?shí)施例的方框圖。
圖12是圖11所示的第八實(shí)施例的工作說(shuō)明圖。
圖13是按照本發(fā)明的帶有失真補(bǔ)償?shù)姆糯笃鞯牡诰艑?shí)施例的方框圖。
圖14是按照本發(fā)明的帶有失真補(bǔ)償?shù)姆糯笃鞯牡谑畬?shí)施例的方框圖。
圖15是用于說(shuō)明使用帶失真補(bǔ)償?shù)姆糯笃鞯臒o(wú)線通信基站的位置的圖。
圖16是用于說(shuō)明無(wú)線通信用基站的基本結(jié)構(gòu)概貌的圖。
圖17是按照本發(fā)明的無(wú)線通信用基站的第一實(shí)施例的方框圖。
圖18A和18B是使用數(shù)字信號(hào)處理的90°移相器的結(jié)構(gòu)方框圖。
圖19A和19B顯示了鏡頻干擾抑制型上變頻器的結(jié)構(gòu)。
圖20A和20B顯示了雙平衡型調(diào)制器的結(jié)構(gòu)實(shí)例。
圖21是按照本發(fā)明的無(wú)線通信用基站的第二實(shí)施例的方框圖。
圖22是按照本發(fā)明的無(wú)線通信用基站的第三實(shí)施例的方框圖。
圖23是按照本發(fā)明的無(wú)線通信用基站的第四實(shí)施例的方框圖。
圖24是按照本發(fā)明的無(wú)線通信用基站的第五實(shí)施例的方框圖。
圖25是間斷工作的結(jié)構(gòu)實(shí)例的說(shuō)明圖。
圖26A和26B顯示了移相器的結(jié)構(gòu)實(shí)例。
圖27A到27E是圖25所示定時(shí)器的時(shí)序圖。
圖28是按照本發(fā)明的無(wú)線通信用基站的第六實(shí)施例的方框圖。
圖29是按照本發(fā)明的無(wú)線通信用基站的第七實(shí)施例的方框圖。
圖30是按照本發(fā)明的無(wú)線通信用基站的第八實(shí)施例的方框圖。
圖31是按照本發(fā)明的無(wú)線通信用基站的第九實(shí)施例的方框圖。
圖32是按照本發(fā)明的無(wú)線通信用基站的第十實(shí)施例的方框圖。
圖33是相應(yīng)于圖32的詳細(xì)結(jié)構(gòu)方框圖。
圖34A到34F是圖33所示定時(shí)器的時(shí)序圖。
圖35是按照本發(fā)明的無(wú)線通信用基站的第十一實(shí)施例的方框圖。
圖36是用于說(shuō)明半導(dǎo)體器件的輸入信號(hào)功率和電流特性的分布的圖。
圖37是顯示D/A變換器精度與放大器失真之間關(guān)系的圖。
圖38是按照本發(fā)明的無(wú)線通信用基站的第十二實(shí)施例的方框圖。
圖39是按照本發(fā)明的無(wú)線通信用基站的第十三實(shí)施例的方框圖。
圖40A到40C顯示了限幅電平檢波器和平滑電路的結(jié)構(gòu)實(shí)例。
圖41是限幅電平檢波的說(shuō)明圖。
圖42是用于說(shuō)明限幅補(bǔ)償?shù)钠渌Y(jié)構(gòu)實(shí)例的圖。
圖43是按照本發(fā)明的無(wú)線通信用基站的第十四實(shí)施例的方框圖。
圖44A到44C是說(shuō)明前同步信號(hào)實(shí)例的圖。
圖45是按照本發(fā)明的無(wú)線通信用基站的第十五實(shí)施例的方框圖。
圖46是按照本發(fā)明的無(wú)線通信用基站的第十六實(shí)施例的方框圖。
圖47是按照本發(fā)明的無(wú)線通信用基站的第十七實(shí)施例的方框圖。
具體實(shí)施例方式
此后將參照

本發(fā)明的實(shí)施例。在以下的描述中，同樣的參考數(shù)字被用來(lái)表示和指明相應(yīng)的或同樣的部件。為了更好地了解本發(fā)明，參照?qǐng)D2，首先說(shuō)明按照本發(fā)明的帶失真補(bǔ)償?shù)姆糯笃鞯脑韴D。
在圖2中，參考數(shù)字1、2、3和4分別表示功率放大器，正交調(diào)制器，正交解調(diào)器和本地振蕩器，類似于圖1所示的那些部件。再者，假定圖2中所有基帶信號(hào)都是復(fù)數(shù)信號(hào)。乘法器60把基帶輸入信號(hào)X(t)和由使用自適應(yīng)型算法的估算補(bǔ)償系數(shù)發(fā)生器50輸出的失真補(bǔ)償系數(shù)相乘。
這樣，使用一種自適應(yīng)型算法的估算補(bǔ)償系數(shù)發(fā)生器50輸出一個(gè)相應(yīng)于基帶輸入信號(hào)幅度的失真補(bǔ)償系數(shù)，這是按照本發(fā)明的帶失真補(bǔ)償?shù)姆糯笃鞯奶攸c(diǎn)。該失真補(bǔ)償系數(shù)是放大器1的幅度和相位失真的函數(shù)。因此，使用自適應(yīng)型算法的估算補(bǔ)償系數(shù)發(fā)生器50具有相應(yīng)于輸入信號(hào)的幅度和功率或相應(yīng)于幅度和功率的函數(shù)的失真補(bǔ)償系數(shù)。
放大器1在一定幅度內(nèi)的幅度和相位失真可被表示為一個(gè)復(fù)數(shù)值。所以，乘法器60把相應(yīng)于每個(gè)幅度的復(fù)系數(shù)和輸入基帶信號(hào)X(t)相乘作為失真補(bǔ)償系數(shù)，以便進(jìn)行預(yù)失真。
再者，在本發(fā)明中自適應(yīng)算法被用來(lái)估算失真補(bǔ)償系數(shù)。自適應(yīng)算法的例子將在以后說(shuō)明。需要時(shí)也可能以與時(shí)間微商無(wú)關(guān)的方式更新使用自適應(yīng)型算法的估算補(bǔ)償系數(shù)發(fā)生器50的內(nèi)容以及進(jìn)行輸入信號(hào)的失真補(bǔ)償系數(shù)的乘法運(yùn)算。
在圖2中，發(fā)生器9按照任何參量通過(guò)對(duì)應(yīng)的自適應(yīng)算法產(chǎn)生一個(gè)估算補(bǔ)償系數(shù)發(fā)生器50的訪問(wèn)信號(hào)，也就是使輸入信號(hào)的功率和幅度或是它們的函數(shù)和輸入到乘法器60的失真補(bǔ)償系數(shù)相一致。
按照上述原理，本發(fā)明的特征是使用一種藉利用自適應(yīng)算法來(lái)估算放大器1的非線性失真的、和藉數(shù)字處理來(lái)對(duì)估算的非線性失真進(jìn)行預(yù)失真的失真補(bǔ)償方法。由于該失真是輸入幅度的非線性函數(shù)，對(duì)于量化輸入信號(hào)的函數(shù)的每個(gè)值該失真是獨(dú)立估算的。
這樣，能使一個(gè)輸出信號(hào)和一個(gè)參考信號(hào)(也就是輸入信號(hào))之間的誤差最小化的一個(gè)補(bǔ)償值由自適應(yīng)算法來(lái)獲得。更具體地，在本發(fā)明中，估算補(bǔ)償系數(shù)發(fā)生器50可以具有一維失真補(bǔ)償表，這是因?yàn)槭褂米赃m應(yīng)型算法的估算補(bǔ)償系數(shù)發(fā)生器50中所累計(jì)的值相應(yīng)于輸入幅度和輸入功率。所以，估算補(bǔ)償系數(shù)發(fā)生器50的存儲(chǔ)器容量被減小到2n×n比特。
存儲(chǔ)器容量值是傳統(tǒng)方法時(shí)的1/2n。失真補(bǔ)償表的容量意味著放大器1的非線性失真特性接近于折線圖形的哪種程度。如果失真估算的分辨率可以小于調(diào)制信號(hào)的量化的比特?cái)?shù)，那么還有可能減小估算補(bǔ)償系數(shù)發(fā)生器50的存儲(chǔ)器容量。
如圖2所示，和圖1進(jìn)行比較，從以上所述的，把極坐標(biāo)變換到直角坐標(biāo)或把直角坐標(biāo)變換到極坐標(biāo)就變得不需要了。
因而，調(diào)整解調(diào)器的本地相位也變得不需要了。由于和放大器1的失真相反的特性藉乘上復(fù)數(shù)失真補(bǔ)償系數(shù)的方法被加進(jìn)去，按照本發(fā)明的放大器1具有調(diào)整相位旋轉(zhuǎn)從0到2π的功能。
再者，由于失真補(bǔ)償系數(shù)由自適應(yīng)算法估算，就總有可能給同適當(dāng)?shù)念A(yù)失真對(duì)付解調(diào)相位在時(shí)間上的變化，而不用調(diào)整解調(diào)相位。
如果估算補(bǔ)償系數(shù)發(fā)生器50的更新根據(jù)對(duì)輸入信號(hào)的乘法獨(dú)立地被執(zhí)行，那么就有可能總是給出適當(dāng)?shù)念A(yù)失真而對(duì)一個(gè)電路環(huán)路沒(méi)有影響。
可以有各種不同的熟知的自適應(yīng)算法。例如，算法之一被闡述于S.Haykin所著的“自適應(yīng)濾波器入門”書中，Gendai-Kogaku-sha出版，1987年9月10日。
然后，本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例在使用最小均方(LMS)算法和指數(shù)加權(quán)串行遞歸平方(RLS)算法時(shí)被闡述如下例如，用一條光滑曲線來(lái)接近一組輸入信號(hào)，可被看作最小均方(LMS)算法，它把在時(shí)間t1，t2，…tn時(shí)輸入信號(hào)定義為u(1)，u(2)，…u(n)以及X(ti)＝u(i)，i＝1，2，…n。當(dāng)這組值近似時(shí)，使得輸入信號(hào)u(i)和X(ti)之間差值的平方成為最小，就是LMS概要。
(a)藉使用LMS算法完成的實(shí)例圖3是按照本發(fā)明的第一實(shí)施例的方框圖。圖1所示的調(diào)制器和解調(diào)器在此處未示出，以便簡(jiǎn)化對(duì)圖3的或以后的實(shí)施例的說(shuō)明。在圖3中，產(chǎn)生由自適應(yīng)算法估算的失真補(bǔ)償系數(shù)的電路，也就是估算補(bǔ)償系數(shù)發(fā)生器50，包括用于存儲(chǔ)失真補(bǔ)償系數(shù)的表500，加法器501，乘法器502，503，504以及復(fù)數(shù)變換器505。
對(duì)圖3中要被補(bǔ)償?shù)氖д媪康墓浪銓⒔迦缦碌姆匠?1)到(6)來(lái)進(jìn)行。
hn(p)＝hn-1(p)+μe(t)u*(t) ···(1)e(t)＝x(t)-y(t) ···(2) y(t)＝hn-1(p)x(t)f(p) ···(5)p＝|x(t)|2···(6)其中X(t)是輸入基帶信號(hào)，f(p)是放大器1的失真函數(shù)，h(p)是要被更新的估算的失真補(bǔ)償系數(shù)，以及μ是步進(jìn)尺寸參量。另外，在上述的方程(1)到(6)，x，y，f，h，u和e是復(fù)數(shù)，及*表示共軛復(fù)數(shù)。再者，u(t)被近似為 這意味著放大器1的幅度失真并不太大。
在上述的條件下，將說(shuō)明式(1)到(6)內(nèi)容的意義。hn(p)是要被更新的估算的失真補(bǔ)償系數(shù)，它是加到用于存儲(chǔ)失真補(bǔ)償系數(shù)的表500中的輸入。復(fù)數(shù)變換器505，也就是共軛復(fù)數(shù)產(chǎn)生器，從放大器1的輸出y(t)得出y*(t)。因此，如果在某一點(diǎn)之前的估算的失真補(bǔ)償系數(shù)是hn-1(p)，那么乘法器504的輸出變成為y*(t)hn-1(p)。
乘法器503把乘法器504的輸出和減法器70的輸出e(t)相乘，因而輸出變成y*(t)hn-1(p)e(t)。再者，乘法器502把步進(jìn)尺寸參量μ乘到y(tǒng)*(t)hn-1(p)e(t)的結(jié)果上。
因此，要被更新的估算失真補(bǔ)償系數(shù)hn(p)變成以下結(jié)果hn(p)＝μy*(t)hn-1(p)e(t)+hn-1(p)如果y*(t)hn-1(p)＝U*(t)，它就被表示為方程(1)。
e(t)是減法器70的輸出，如式(2)所示，且它是輸入和輸出之間的誤差。而且，方程(3)所示的u(t)，其中放大器1的幅度失真不太大，可藉假設(shè)為方程(4)而得到近似。因此，U*(t)的共軛復(fù)數(shù)U(t)可被表示為式(3)。式(6)意思是電路9得出輸入信號(hào)的功率大小。當(dāng)電路9被用作為用來(lái)得出輸入信號(hào)幅度的電路時(shí)，方程(6)由|x(t)|表示。再者，當(dāng)方程(6)被用作為功率或幅度的函數(shù)時(shí)，方程分別被表示為g(|x(t)|2)或g(|x(t)|)。
當(dāng)寫入到用于存儲(chǔ)失真補(bǔ)償系數(shù)的表500或從表500讀出時(shí)，電路9所得到的值變成為地址。
當(dāng)分別進(jìn)行更新以寫入到表500和把估算的失真補(bǔ)償系數(shù)與輸入信號(hào)相乘時(shí)，就有可能正常地實(shí)行預(yù)失真而沒(méi)有群時(shí)延的影響。
(b)藉使用限制的LMS算法完成的實(shí)例在圖3中，為更新hn(p)在式(1)的算法中需要乘復(fù)數(shù)兩次(在乘法器503和504中進(jìn)行乘法)和乘實(shí)數(shù)一次(在乘法器502中和μ相乘)。圖4顯示了為減少乘法次數(shù)的本發(fā)明的第二實(shí)施例的方框圖。
更具體地，圖4顯示了上述的圖3的擴(kuò)展例，其中失真補(bǔ)償系數(shù)是按照利用解調(diào)后的復(fù)數(shù)信號(hào)的正交信息的自適應(yīng)算法來(lái)估算的。圖4所示的結(jié)構(gòu)，除了圖3所示實(shí)施例的結(jié)構(gòu)外，還有作為相位旋轉(zhuǎn)單元的正交檢波器506和507與乘法器503和504。
在該結(jié)構(gòu)中，上述的式(1)由以下的式(7)替代hn(p)＝hn-1(p)+μe(t)det[hn-1(p)]det[y(t)*]··(7)det[R+jX]=12{sgn(R)+jsgn(X)}]]>
為實(shí)現(xiàn)式(7)，在圖4所示的電路中，當(dāng)μ＝1/2n時(shí)，乘以μ的乘法應(yīng)當(dāng)用比特移位的方法來(lái)實(shí)行。因此，式(7)左端的第二個(gè)數(shù)變成對(duì)e(t)進(jìn)行旋轉(zhuǎn)0，±π/2，π的旋轉(zhuǎn)運(yùn)算。乘法器503和504由硬件電路構(gòu)成，它包括一個(gè)用于變換正/負(fù)碼的變換器和一個(gè)選擇器。
再者，由用于以0為中心比較每個(gè)虛部和實(shí)部的比較單元所組成的正交檢測(cè)器得出上述的式(7)所示的Sgn(R)和Sgn(X)。當(dāng)輸入的復(fù)數(shù)信號(hào)大于零，就輸出1。當(dāng)輸入的復(fù)數(shù)信號(hào)小于零，就輸出-1。因此，解調(diào)后的復(fù)數(shù)信號(hào)可由4個(gè)比特表示，它表明解調(diào)后的復(fù)數(shù)信號(hào)位于四個(gè)象限中的哪個(gè)象限。
(c)藉使用指數(shù)加權(quán)遞歸最小平方算法完成的實(shí)例。
圖5顯示使用指數(shù)加權(quán)遞歸最小平方作為自適應(yīng)算法的實(shí)例的結(jié)構(gòu)方框圖。
用于藉使用相應(yīng)于上述的實(shí)施例的自適應(yīng)算法而得到估算的失真補(bǔ)償系數(shù)的運(yùn)算如式(8)到(11)所示。
h(i)＝h(i-1)+e(i)K*(i) ···(8)K(i)=T(i)v+u*(i)T(i)···(9)]]>P(i)＝λ-1P(i-1)-K(i)T*(i)··(10)T(i)＝λ-1P(i-1)u(i) ···(11)e(i)＝x(i)-y(i)式(8)所示的估算的失真補(bǔ)償系數(shù)h(i)(h(i)在存儲(chǔ)失真補(bǔ)償系數(shù)的表500中被更新)是藉助于把由減法器70所得到的誤差信號(hào)e(i)和由共軛復(fù)數(shù)變換器80所得到的K的共軛值K*相乘及在加法器501中把此乘積和在某個(gè)點(diǎn)之前的失真補(bǔ)償系數(shù)h(i-1)相加的方法算出來(lái)的。
K是按照上述的方程(9)所得出的所謂的卡爾曼(Kalman)矢量。在式(9)的分母中，v代表估算誤差變量e(i)，它是個(gè)小的正整數(shù)，例如，1。u*(i)是共軛復(fù)數(shù)變換器82的輸出。u(i)由共軛復(fù)數(shù)變換器81和乘法器508得出，它是類似于上述的式(3)的所表示的近似值。
因此，乘法器509得出u*(i)和T(i)的乘積。加法器510把v加到此乘積上，它就成為式(9)的分母。
同時(shí)，式(9)的分子T(i)有式(11)所示的關(guān)系式。然后，在式(11)中所表示的P(i-1)具有式(10)所示的關(guān)系式。式(10)中的P(i)在本算法中是所謂的相關(guān)矩陣。
T(i)代表乘法器511的輸出，它由u(i)和λ-1P(i-1)的乘積所表示，而λ-1P(i-1)是乘法器512的輸出。再者，P(i)是在減法器514中把乘法器512的輸出，即P(i-1)和λ的倒數(shù)λ-1的乘積，減去乘法器513的輸出，即減去由共軛復(fù)數(shù)變換器83所得出的u*(i)和Kalman系數(shù)K的乘積，所得出的結(jié)果。
上述的λ是一個(gè)遺忘因子，它的范圍是0＜λ≤1。當(dāng)λ是1，P(i)值被累加到λ。當(dāng)λ值接近于0時(shí)，通過(guò)的值被清除，也就是丟失。當(dāng)放大器的特性隨時(shí)間或溫度改變時(shí)，或所有的通過(guò)值被累加，這就導(dǎo)致了延時(shí)收斂的結(jié)果。因此，通常選擇接近于0.9的適當(dāng)值為最佳值。
回到圖5，除法器使用加法器的輸出為分母和T(i)為分子進(jìn)行運(yùn)算。根據(jù)運(yùn)算，可以得出式(9)的Kalman矢量K。
圖6是本發(fā)明的第四實(shí)施例的方框圖。更具體地，在本實(shí)施例中，用于存儲(chǔ)失真補(bǔ)償系數(shù)的表500的容量可被減少。前提是表500容量的減少適用于一種使用圖3和圖4所示的LMS算法的結(jié)構(gòu)，然而它并不是限制性的，也有可能適用于使用圖5所示的RLS算法的實(shí)施例。
圖7是圖6所示實(shí)施例運(yùn)行的說(shuō)明圖。在圖6的實(shí)施例中，估算的失真補(bǔ)償系數(shù)是按照根據(jù)實(shí)際的估算失真補(bǔ)償系數(shù)所進(jìn)行的得出附加估算值的運(yùn)算而得出和進(jìn)行插值的。在圖6中，對(duì)該運(yùn)算提供一個(gè)插值運(yùn)算部分530。
現(xiàn)在注意到，當(dāng)它是pn時(shí)，根據(jù)該算法估算的失真補(bǔ)償系數(shù)是hn，它早已由存儲(chǔ)失真補(bǔ)償系數(shù)的表500說(shuō)明，當(dāng)它是pn+1時(shí)，系數(shù)是hn+1。此時(shí)，pn和pn+1之間的關(guān)系以一階函數(shù)h(p)的值近似插值。
然后，所插入的值可以在插值運(yùn)算部分530中按照式(12)來(lái)得出。 如果對(duì)于p＝pn時(shí)它是hn，那么對(duì)于p在pn和pn+1之間(pn＜p＜pn+1)時(shí)，插值可在式(12)中得出。
所得出的插值由開關(guān)531加以切換，并被連接到圖6所示的結(jié)構(gòu)中的乘法器60。藉助于這一結(jié)構(gòu)，可以減少用于存儲(chǔ)失真補(bǔ)償系數(shù)的表500的容量。再者，當(dāng)表500的容量成為常數(shù)時(shí)，有可能給出對(duì)輸入信號(hào)x(t)的更詳細(xì)的補(bǔ)償系數(shù)值，并實(shí)現(xiàn)更詳細(xì)的失真補(bǔ)償。
圖8是按照本發(fā)明的第五實(shí)施例的結(jié)構(gòu)方框圖。失真補(bǔ)償系數(shù)的起始值預(yù)先給出以便按照條件使用自適應(yīng)算法加以更新。圖8所示結(jié)構(gòu)包括用于保持失真補(bǔ)償系數(shù)起始值的起始值表520，以及使用圖3所示的實(shí)施例作為基礎(chǔ)。
開關(guān)521連接起始值表520，以便把作為失真補(bǔ)償系數(shù)的預(yù)先準(zhǔn)備的值乘到輸入信號(hào)上。按照條件，開關(guān)521被連接到乘法器501以便以估算的補(bǔ)償系數(shù)值進(jìn)行更新。藉助于這種結(jié)構(gòu)，可以實(shí)現(xiàn)收斂速度的改善。
再者，圖8所示結(jié)構(gòu)適用于使用LMS算法的例子。然而，這并不是限制性的，有可能以類似方式適用于使用圖5所說(shuō)明的RLS算法的情況。
圖9是一個(gè)實(shí)施例的方框圖，其中獨(dú)立地進(jìn)行對(duì)用于存儲(chǔ)失真補(bǔ)償系數(shù)的表500的內(nèi)容的更新和失真補(bǔ)償系數(shù)與輸入信號(hào)的乘法運(yùn)算。圖9所示的結(jié)構(gòu)使用圖3所示LMS算法。然而，這并不是限制性的，對(duì)于圖9所示的結(jié)構(gòu)，當(dāng)然有可能使用圖5所示RLS算法。
在圖9中，裝有附加的失真補(bǔ)償表516，它和用于存儲(chǔ)失真補(bǔ)償系數(shù)的表500是一樣的。因此，輸入信號(hào)和失真補(bǔ)償系數(shù)值的乘法是根據(jù)用于存儲(chǔ)失真補(bǔ)償系數(shù)的表500的輸出進(jìn)行的。失真補(bǔ)償系數(shù)值在附加的失真補(bǔ)償表516中被更新。因此，有可能獨(dú)立進(jìn)行對(duì)失真補(bǔ)償系數(shù)值的更新和失真補(bǔ)償系數(shù)與輸入信號(hào)的乘法。
也可能藉使用雙端口RAM構(gòu)成該電路，而不是裝上兩個(gè)像用于存儲(chǔ)失真補(bǔ)償系數(shù)值的表500和附加的失真補(bǔ)償表516那樣的表格的存儲(chǔ)器。在圖9中，延時(shí)電路10和11把更新失真補(bǔ)償系數(shù)值和進(jìn)行失真補(bǔ)償系數(shù)與輸入信號(hào)的乘法的時(shí)間同步到預(yù)定的時(shí)間間隔。
圖10A顯示按照本發(fā)明的失真補(bǔ)償放大器的應(yīng)用實(shí)例。當(dāng)考慮調(diào)制器的輸入時(shí)，對(duì)于更新失真補(bǔ)償系數(shù)就需要給出相應(yīng)于任選的輸入幅度值的失真補(bǔ)償系數(shù)h(t)。因此，應(yīng)當(dāng)預(yù)先得出失真補(bǔ)償系數(shù)h(t)就變得很重要。
圖10B所示的訓(xùn)練信號(hào)是重復(fù)的鋸齒波，它從0逐漸升到一個(gè)恒定幅度。有可能藉使用這個(gè)訓(xùn)練信號(hào)提前得出在0到該恒定幅度之間范圍內(nèi)的失真補(bǔ)償系數(shù)h(t)。因此，有可能加快收斂到自適應(yīng)的失真補(bǔ)償系數(shù)。
圖11是本發(fā)明的第八實(shí)施例的方框圖。正如以上所說(shuō)明的，按照本發(fā)明的預(yù)失真器使用相應(yīng)于輸入幅度的失真補(bǔ)償系數(shù)。當(dāng)用于得出放大器輸出信號(hào)的正交解調(diào)器3具有對(duì)直流偏置和Ich與Qch信道的增益偏差時(shí)，正確的補(bǔ)償系數(shù)不能被估算。這就導(dǎo)致線性化特性的變壞。
因此，在圖11所示的實(shí)施例中，實(shí)行了對(duì)譯碼器的偏置和增益的自動(dòng)控制，以便防止特性變壞。更具體地，在估算hn(p)以前實(shí)行自動(dòng)補(bǔ)償，解調(diào)的相位是未知的。這樣，偏置和增益偏差被測(cè)量而不依賴于解調(diào)相位。
圖12是在正交解調(diào)器3中有直流偏置時(shí)的說(shuō)明圖。在圖12中，I代表在正常情形下復(fù)數(shù)平面上的單位圖，以及II代表在有直流偏置的情形下復(fù)數(shù)平面上的單位圖。
在圖12中，用式(13)表示的單位圓被輸出。在這種情形下的I信道和Q信道的最大值被測(cè)量。當(dāng)I信道和Q信道的最大值和最小值為Vimax，Vimin，Vqmax，Vqmin時(shí)，偏置ΔVi，ΔVq和增益Gi，Gq可分別由式(14)和(15)表示。v=eiθ,θ≤θ≤2π······(13)]]>ΔVi=Vimax+Vimin2ΔVq=Vqmax+Vqmin2·······(14)]]>Gi=Vimax-Vimin2Gq=Vqmax-Vqmin2······(15)]]>其中ΔVi和ΔVq分別被表示為Vimax和Vimin的算術(shù)平均值以及Vqmax和Vqimn的算術(shù)平均值。再者，增益偏差可用I信道增益Gi和Q信道增益Gq的比值an＝Gq/Gi得出。當(dāng)a＝1，就沒(méi)有增益偏差，單位圓就變成為一個(gè)純粹的圓。
Ich信道的增益Gi和Qch信道的增益Gq可分別被得出為最大值和最小值值之間的差值的一半，如式(6)所示。增益偏差的補(bǔ)償，可通過(guò)例如使用Qch信道作為一個(gè)參考值時(shí)改變Ich信道的增益來(lái)進(jìn)行。
圖11所示的結(jié)構(gòu)將被進(jìn)一步說(shuō)明。用于補(bǔ)償直流偏置和增益偏差的補(bǔ)償部分700以進(jìn)行上述運(yùn)行的電路的形式被提供，以用作圖2所示的原理圖。再者，圖2所示的正交調(diào)制器2和正交解調(diào)器3，類似于其它實(shí)施例那樣，在圖上未示出，而在圖上只顯示了基帶信號(hào)的結(jié)構(gòu)。從放大器1分支出來(lái)的Ich和Qch信號(hào)分別被輸入到Ich和Qch最大值檢測(cè)器701和711，以及Ich和Qch最小值檢測(cè)器702和712。再者，Ich最大值檢測(cè)器701和Ich最小值檢測(cè)器702的輸出被輸入到加法和減法電路703和704。另一方面，Qch最大值檢測(cè)器711和Qch最小值檢測(cè)器電路712的輸出被輸入到加法和減法電路713和714。
加法電路703和713的輸出被輸入到1/2乘法器705和715。因此，1/2乘法器705和715的輸出成為式(14)中的偏置ΔVi和ΔVq。
這些偏置ΔVi和ΔVq分別被輸入到減法電路706和716，以便從Ich和Qch信號(hào)中被減去。因此，減法電路706和716的輸出變成為從放大器1的輸出中除去偏置ΔVi和ΔVq的Ich信號(hào)和Qch信號(hào)。
同時(shí)，減法電路704和714的輸出被輸入到除法電路720，以得出比值，也就是Gq/Gi。乘法器721把比值Gq/Gi和Ich減法電路706的輸出相乘，以便藉使用Qch信號(hào)作為參考值時(shí)改變Ich增益來(lái)調(diào)整增益偏差。
如以上所述，其偏置和增益被調(diào)整的放大器1的輸出y(t)變成為在錯(cuò)誤檢測(cè)器7中和輸入信號(hào)x(t)進(jìn)行比較的對(duì)象。
上述情況下的校正信號(hào)可按式(16)來(lái)給出。Vi=an(Vi-ΔVi),an=Gq/GiVq=Vq-ΔVq······(16)]]>上述的增益偏差an可由實(shí)際的增益偏差被得出，如圖11所示。除法電路720被用來(lái)得出增益的比值Gq/Gi。然而，通常在用數(shù)字電路執(zhí)行除法的情況下該電路變成一種復(fù)雜的結(jié)構(gòu)。
因此，圖13顯示了藉LMS算法并使用圖11所示的除法電路720中的實(shí)數(shù)除法估算Gq/Gi的估算值an，以便使Gq和Gi之間的差值為零的實(shí)施例。估算值an可按照式(17)和(18)由圖13所示的估算電路730來(lái)得出。
an＝an-1+μeGi(17)e＝Gq-Gian+1(18)被輸入到具有存儲(chǔ)器功能的Gq/Gi置位存儲(chǔ)器電路731的Gq和Gi的估算值an是誤差電路734的輸出。然后，乘法器732和733把步進(jìn)參量μ和減法電路704的輸出Gi以及在式(17)中所表示的e相乘。μeGi相乘的結(jié)果和Gq/Gi置位電路731的輸出an-1在加法電路735中被相加。
估算電路730的工作方式是使誤差電路734的輸出e為零。實(shí)際上，在乘法器721中作乘法的估算值an按照式(18)的關(guān)系可以是和Gq與Gi的比值同樣的值。
在圖11和13所示的實(shí)施例中，說(shuō)明了輸入信號(hào)幅度是恒定值時(shí)的情形。在這種情形中，因?yàn)檠a(bǔ)償值只是從Ich和Qch調(diào)制的信號(hào)的最大值和最小值被得出，藉助于把測(cè)量時(shí)間取得更長(zhǎng)一些，可使這種情形適用于隨機(jī)輸入信號(hào)。因此，藉助于使用上述測(cè)量的平均值作為補(bǔ)償值的方法，就可使補(bǔ)償具有更高的精確度。
然而，有一個(gè)問(wèn)題是要化費(fèi)更多時(shí)間。圖14顯示了對(duì)付上述問(wèn)題的本發(fā)明的第十實(shí)施例。在第十實(shí)施例的結(jié)構(gòu)中，裝有用于輸出單位圓作為訓(xùn)練信號(hào)的單位圓發(fā)生器110。如果把意境圓發(fā)生器110的輸出代替x(t)輸入到該訓(xùn)練周期補(bǔ)償系數(shù)可藉輸出繞單位圓轉(zhuǎn)的信號(hào)來(lái)得出。
有可能藉把相應(yīng)于以后進(jìn)入的實(shí)部和虛部的正弦和余弦值存儲(chǔ)在ROM表中來(lái)構(gòu)成。
正如按照上述實(shí)施例所說(shuō)明的，按照本發(fā)明的用于實(shí)行失真補(bǔ)償?shù)姆糯笃鲙?lái)如下效果(a)用數(shù)字處理的預(yù)失真器的失真補(bǔ)償表的容量可被減小少于1/2n(n代表輸入信號(hào)的量化比特?cái)?shù))。所以，在使用具有較大動(dòng)態(tài)范圍的信號(hào)時(shí)，雖然在現(xiàn)有技術(shù)中對(duì)于具有該電路的一個(gè)適當(dāng)?shù)囊?guī)模存在一些問(wèn)題，但可以使存儲(chǔ)器容量大大減小。
再者，當(dāng)對(duì)便攜式終端等的空間或電源消耗有約束限制時(shí)，有可能使用線性化器，它可改進(jìn)內(nèi)部RAM(諸如單片LSI或DSP)的容量。
(b)沒(méi)有必要使用為控制解調(diào)相位的移相器和實(shí)行相位旋轉(zhuǎn)算法，這樣就不需要按照溫度變化和時(shí)間變化進(jìn)行補(bǔ)償。因此，可正常地得出穩(wěn)定的失真補(bǔ)償特性。
(c)由于對(duì)解調(diào)組的不完全狀態(tài)有很寬的允許范圍，有可能減少硬件的成本以及減少調(diào)整步驟。
(d)有可能實(shí)行理想的預(yù)失真，而沒(méi)有使放大器和濾波器等產(chǎn)生延時(shí)的影響。
圖15顯示了作為本發(fā)明的一個(gè)目的的無(wú)線通信用基站的配置。在作為本發(fā)明的一個(gè)目的的無(wú)線通信用基站的實(shí)例中，基站被連接到公共通信網(wǎng)100，并且終端接收在數(shù)字服務(wù)單元(DSU)中的公共通信網(wǎng)100發(fā)出的光多路信號(hào)，此DSU是數(shù)據(jù)電路終端設(shè)備。
端接到DSU 101的光多路信號(hào)被變換成電信號(hào)，且變換的信號(hào)被輸入到多路傳輸器/多路分路器102。多路傳輸器/多路分路器102對(duì)該變換了的信號(hào)進(jìn)行多路傳輸/多路分路處理并把它發(fā)送出去。被多路傳輸/多路分路的信號(hào)通過(guò)TDMA部分103、調(diào)制解調(diào)器104和射頻部分105從天線153被發(fā)送出去。調(diào)制解調(diào)器104包括用于對(duì)向天線153方向行進(jìn)的多個(gè)信道的下行信號(hào)進(jìn)行集總和調(diào)制的集總和調(diào)制器140，以及用于把集總和調(diào)制器140的輸出變換成模擬信號(hào)的D/A變換器141。
射頻部分105中的一個(gè)功率放大器150放大并通過(guò)天線153輸出D/A變換器141的模擬輸出。然后，集總和調(diào)制器140對(duì)于功率放大器150具有線性化功能，用于藉預(yù)先把補(bǔ)償值給信號(hào)的方法來(lái)消除失真。
在使用該線性化功能時(shí)的補(bǔ)償值的大小藉反饋一部分功率放大器150的輸出和參考反饋信號(hào)的電平的方法來(lái)確定。再者，由于線性化功能是以數(shù)字化處理的，此功能就要有一個(gè)用于把來(lái)自功率放大器150的一部分輸出的模擬信號(hào)變換成數(shù)字信號(hào)的A/D變換器142。
另一方面，由天線153所接收的上行射頻信號(hào)藉在分路器152中的分流，被輸入到低噪聲放大器151。在放大器151中放大的信號(hào)在A/D變換器144中被變換成數(shù)字信號(hào)，多個(gè)信道信號(hào)在解調(diào)器143中被解調(diào)。
然后，信號(hào)受到與對(duì)上述的流向天線153的下行信號(hào)的處理相反的處理，并通過(guò)TDMA部分(時(shí)分多址)103，MUX/DMUX(多路傳輸/多路分路)部分102和光的DSU部分101，被發(fā)送到公共通信網(wǎng)100。
在圖15中，CCU 106把時(shí)鐘信號(hào)供給MUX/DMUX部分102、TDMA部分103、集總和調(diào)制器104和集總和解調(diào)器143，并且控制工作時(shí)序?，F(xiàn)參照?qǐng)D16，顯示按照本發(fā)明的無(wú)線通信用基站結(jié)構(gòu)的說(shuō)明圖。也顯示主要說(shuō)明調(diào)制解調(diào)部分104的集總和調(diào)制器140的詳細(xì)結(jié)構(gòu)方框圖。再者，TDMA部分103的結(jié)構(gòu)將被省略。
在圖16中，參考數(shù)字400是轉(zhuǎn)換式多路調(diào)制器，它是包含集總和調(diào)制器140的群調(diào)制器。轉(zhuǎn)換式多路調(diào)制器400包括載波信號(hào)振蕩器412、Ich/Qch信號(hào)發(fā)生器410和用于多個(gè)載波中的每個(gè)載波的調(diào)制器411。由于轉(zhuǎn)換式多路調(diào)制器400，例如藉使用FET，產(chǎn)生進(jìn)行數(shù)字信號(hào)處理的多個(gè)載波，因此模擬振蕩器或調(diào)制器就沒(méi)有用處。這樣，輸出是數(shù)字信號(hào)。然而，圖16顯示模擬群，作為容易理解這種結(jié)構(gòu)的例子。轉(zhuǎn)換式多路調(diào)制器400的輸出被輸入到集總和調(diào)制器140的一部分的線性化電路402。
再者，圖16只顯示了流向天線153的下行線性化電路402。再者，圖16顯示了用于變換成射頻的上變頻器406和用于從射頻進(jìn)行變換的下變頻器407。
線性化電路402包括數(shù)字信號(hào)處理器403和比較電路404。延時(shí)電路405控制數(shù)字信號(hào)處理器403中的處理時(shí)間。比較電路404把延時(shí)電路405和下變頻器407的輸出的相位幅度和由A/D變換器142被變換到數(shù)字信號(hào)的輸出的相位幅度進(jìn)行比較。
數(shù)字信號(hào)處理器403把補(bǔ)償失真給輸入信號(hào)，以便根據(jù)比較電路404的比較結(jié)果，提前補(bǔ)償功率放大器150的失真。在本發(fā)明中，使用數(shù)字信號(hào)處理器403的結(jié)構(gòu)被采用。再者，在本發(fā)明中，可被改進(jìn)為使A/D變換器142和D/A變換器141的運(yùn)算速度的最大值為幾十兆赫。
圖17是按照本發(fā)明的無(wú)線通信用基站的第一實(shí)施例的方框圖。更具體地說(shuō)，圖17只顯示了線性化電路402，和按照本發(fā)明為線性化電路402進(jìn)行加法的加法電路。
如上所述，在圖16所示的結(jié)構(gòu)中，需要進(jìn)行變頻，因?yàn)锳/D變換器142和D/A變換器141的輸出頻率的最大值為幾十兆赫。因此，按照本發(fā)明的無(wú)線通信用基站使用像上述的上變頻器406和下變頻器407那樣的鏡頻干擾抑制型變頻器，以便很容易地壓縮無(wú)用的邊帶，增加處理功率3dB，以及抑制失真的產(chǎn)生。
然而，當(dāng)使用鏡頻干擾抑制型變頻器時(shí)，需要一個(gè)90°移相器。在圖17中，上變頻器406由上變頻器416和426構(gòu)成。數(shù)字信號(hào)處理器403的輸出再通過(guò)90°移相器418和D/A變換器417被輸入到上變頻器416。另一方面，數(shù)字信號(hào)處理器403的輸出再通過(guò)D/A變換器427被輸入到上變頻器426。
如果特定基帶很寬，就很難用無(wú)源電路來(lái)構(gòu)成90°移相器418。但很容易用數(shù)字電路構(gòu)成移相器。因此，在本發(fā)明中，90°移相器418由數(shù)字處理器構(gòu)成，以獲得模擬信號(hào)，它們分別藉D/A變換器417和427由Ich/Qch信號(hào)得出，并把這些信號(hào)輸入到鏡頻干擾抑制型上變頻器416和426。
在圖17中，在無(wú)用信號(hào)被濾波器419全部去除以后，鏡頻干擾抑制型上變頻器416和426的輸出被輸入到功率放大器150。
再者，振蕩器408振蕩產(chǎn)生二者之間具有90°相位差的本地信號(hào)，它們是被輸入到上變頻器416和426以及下變頻器407的載波信號(hào)。
構(gòu)成線性化電路402(此后把它貼切地稱為線性化器)的數(shù)字信號(hào)處理器可以用構(gòu)成具有失真補(bǔ)償?shù)姆糯笃鞯碾娐穪?lái)實(shí)現(xiàn)，如以上的對(duì)于圖2到14所描述的那樣。線性化器將參照?qǐng)D3再次被說(shuō)明如下。
圖3顯示藉使用最小均方(LMS)算法而構(gòu)成的線性化器的結(jié)構(gòu)。在圖3中，相應(yīng)于圖3所示的參考數(shù)字1的、在圖15到圖17中所示的功率放大器150的失真函數(shù)被當(dāng)作為f(p)使用。存儲(chǔ)器500存儲(chǔ)了對(duì)功率放大器150的失真函數(shù)f(p)所估算的失真補(bǔ)償系數(shù)h(p)。
再者，參考數(shù)字60和502到504是乘法器，501是加法器。參考數(shù)字9是一個(gè)得出輸入的基帶信號(hào)x(t)的絕對(duì)值的電路，505是用于得到A/D變換器142的輸出的共軛值的電路。比較電路70是用于輸出在兩個(gè)輸入的基帶信號(hào)x(t)和功率放大器150或圖3的電路1的輸出之間的差值的減法器。
藉助于圖3所示的結(jié)構(gòu)，線性化器實(shí)現(xiàn)以上所述的式(1)到(6)。再者，在這些式中，x(t)代表輸入的基帶信號(hào)，f(p)代表功率放大器的失真函數(shù)，h(p)是估算的失真補(bǔ)償系數(shù)，以及μ代表步進(jìn)尺寸參量。再者，x，y，f，h，u和e是復(fù)數(shù)，以及*表示共軛復(fù)數(shù)。
u(t)被用作為hn-1(p)h*n-1(p)＝1，這表示高頻功率放大器150的幅度失真不大。
構(gòu)成線性化電路402的數(shù)字信號(hào)處理器并不限于圖3所示的結(jié)構(gòu)。當(dāng)然，應(yīng)當(dāng)看到，在圖2到14中所描述的帶失真補(bǔ)償?shù)姆糯笃鞯乃袑?shí)施例對(duì)于按照本發(fā)明的無(wú)線通信用基站來(lái)說(shuō)是在可應(yīng)用的范圍內(nèi)。
圖18A是圖17所示90°移相器418的一個(gè)結(jié)構(gòu)性實(shí)例的方框圖，而圖18B顯示了移相器的工作波形。在圖18A中，Qch信號(hào)被輸入到90°移相器418中。另一方面，用于控制90°移相器418中的延時(shí)的延時(shí)電路被插入在Ich信號(hào)的一側(cè)路徑中，以協(xié)調(diào)Ich和Qch信號(hào)之間的延時(shí)。
90°移相器418基本上是由橫向?yàn)V波器構(gòu)成。橫向?yàn)V波器55的延時(shí)電路是由移位寄存器構(gòu)成。該移位寄存器55在每一級(jí)的輸出被輸入到乘法器561到56n，這些輸出分別被乘以加權(quán)系數(shù)a1，a2，…，an。
加權(quán)系數(shù)a1，a2，…，an如圖18B所示那樣被確定。H(w)是一個(gè)函數(shù)，它在-fs/2和fs/2之間移相p/2到-p/2。在圖18A中，加權(quán)系數(shù)a1，a2，…，an被選擇在所需要的頻段58中，以便找到在以下的式(19)中所示的函數(shù)h(t)。h(t)=∫-fs2-fs2H(w)ejwtdw·······(19)]]>圖19A顯示了鏡頻干擾抑制型上變頻器416和426的結(jié)構(gòu)性實(shí)例，及圖19B顯示了工作說(shuō)明圖。下變頻器407具有和上變頻器同樣的結(jié)構(gòu)。然而，只是輸入方向是相反的。
在圖19A中，鏡頻干擾抑制型上變頻器416和426包括一對(duì)雙平衡型調(diào)制器40與41和90°移相器42與43。例如，100MHz的信號(hào)被輸入到90°移相器42，它也是一個(gè)分配器。90°移相器42產(chǎn)生帶90°相位差的信號(hào)，并把信號(hào)輸入到雙平衡型調(diào)制器40和41。
雙平衡型調(diào)制器40和41分別接收來(lái)自載波信號(hào)振蕩器44的1GHz的載波信號(hào)，并把所接收的載波信號(hào)乘以90°移相器42的輸出，作為混合器的90°移相器43混合并輸出它們。
圖19B顯示了上述結(jié)構(gòu)的頻譜。100MHz的信號(hào)和1GHz的信號(hào)相混頻，且只有上邊帶USB被從90°移相器43輸出。
圖20A和20B顯示了雙平衡型調(diào)制器40和41的結(jié)構(gòu)性實(shí)例，它具有二極管D1到D4和每個(gè)都帶有中間抽頭的變壓器T1與T2。由載波信號(hào)振蕩器44發(fā)出的載波被輸入到變壓器T1的初級(jí)端。再者，在圖19A的實(shí)例中，IF(中頻)信號(hào)，也就是100MHz的信號(hào)被輸入到兩個(gè)變壓器40和41的中間抽頭之間。
如圖20B所示，上邊帶USB和下邊帶LSB由變壓器41的輸出端OUT輸出。如圖19A所說(shuō)明的，變壓器40和41的輸出被輸入到90°移相器43，并在其中混合，其中每個(gè)都有90°的相移。因此，圖20B所示的下邊帶LSB就被抵消了，而只有上邊帶被輸出。
圖21顯示了按照本發(fā)明的無(wú)線通信用基站的第二實(shí)施例。該實(shí)施例藉助于按照?qǐng)D17同樣的原理使用鏡頻干擾抑制型變換器507和517作為下變頻器(參考圖16)以處理由天線153送到分路器154的上行信號(hào)的方法來(lái)做成的。
因此，接收A/D變換器528的輸出的90°移相器529被做成為圖18A所示的數(shù)字處理電路。
圖22顯示了無(wú)線通信用基站的第三實(shí)施例。其結(jié)構(gòu)藉組合圖17和21所示的結(jié)構(gòu)以及裝有對(duì)上行和下行信號(hào)的鏡頻干擾抑制型變頻器416、426、507和517與使用數(shù)字處理器的90°移相器418和529的方法來(lái)構(gòu)成的。
在圖22所示的結(jié)構(gòu)中，對(duì)于上行和下行信號(hào)，有可能在數(shù)字信號(hào)處理器403中生成主放大器150(也就是功率放大器)的具有高精確度的失真補(bǔ)償分量。
在上述的使用數(shù)字信號(hào)處理器403的數(shù)字線性化方法中，D/A變換器的輸出信號(hào)的D/U(信號(hào)帶寬失真比)取決于D/A變換器的比特精度，也就是比特?cái)?shù)。再者，在輸入信號(hào)是模擬信號(hào)的情況下，要求進(jìn)行A/D變換，把信號(hào)數(shù)字化。然而，A/D變換的噪聲被混合進(jìn)去，因而帶來(lái)D/U的變壞。
在這種情況下，有可能藉助于和前饋相組合的方法來(lái)改善失真。這是指前饋方法藉分出一部分輸入信號(hào)以及得出與放大器的一部分輸出的差值來(lái)獲得失真失量。再藉助于把失真分量和放大器的輸出以相反方向相加的方法來(lái)去掉失真分量。
圖23顯示了按照本發(fā)明的無(wú)線通信用基站的第四實(shí)施例。在該實(shí)施例中，使用了上述的前饋方法。
由調(diào)制器組400給出的輸出被分支出一路，分支路輸出的一部分通過(guò)A/D變換器401被輸入到線性化電路402。分支路輸出的其余部分通過(guò)延時(shí)電路602被輸入到減法器601。減法器得出分支路輸入分量和功率放大器150的輸出之間的差值，且失真放大器(具有低失真的放大器，其放大比做得較低)把它加以放大。定向耦合器605從功率放大器150的輸出中除去放大失真分量。
在上述的每個(gè)實(shí)施例中，藉助于使用數(shù)字線性化器402，失真可被急劇地減少。同時(shí)，在使用具有最小失真的放大器的耗費(fèi)功率時(shí)有可能進(jìn)一步把失真壓縮10到20dB。
無(wú)線通信用基站的上述的每個(gè)實(shí)施例使用了預(yù)失真方法。因此，如果參量關(guān)系到要被補(bǔ)償?shù)钠骷木€性度，在失真補(bǔ)償數(shù)據(jù)一旦被取得以后，就不需要藉反饋來(lái)更新數(shù)據(jù)。
因此，在只有慢變化的情況下，例如隨著時(shí)間的溫度變化，失真補(bǔ)償參量必須被更新。這就是說(shuō)，斷續(xù)地使用反饋是沒(méi)有問(wèn)題的。所以，有可能減小失真補(bǔ)償部分的耗費(fèi)功率。
圖24顯示了本發(fā)明的無(wú)線通信用基站的第五實(shí)施例的方框圖，它實(shí)行斷續(xù)性的反饋。和圖16與17所示的結(jié)構(gòu)相比較，分別在延時(shí)電路405和比較電路404之間裝有門電路409和在A/D變換器142和比較電路404之間裝有門電路410。
再者，斷續(xù)工作的控制器710斷續(xù)地控制門電路409和410與A/D變換器142的工作，并且斷續(xù)地進(jìn)行失真補(bǔ)償。
圖25是對(duì)用于斷續(xù)控制失真補(bǔ)償工作的結(jié)構(gòu)的說(shuō)明圖。在圖25中，斷續(xù)工作控制器710由相關(guān)器170、定時(shí)發(fā)生器171和時(shí)鐘發(fā)生器172構(gòu)成。
時(shí)鐘a0，a1，a2藉使用由時(shí)鐘發(fā)生器172發(fā)出的時(shí)鐘CL作為一種參照而被產(chǎn)生的。再者，當(dāng)相關(guān)器170的輸入和輸出是a3和a4時(shí)，每個(gè)時(shí)鐘的相互關(guān)系如圖27A到27E所示。
當(dāng)由功率放大器150發(fā)出的反饋集的斷續(xù)工作的占空比是1/10，例如，停止工作9秒，及開始工作1秒，由定時(shí)發(fā)生器71發(fā)出的時(shí)鐘a0，a1和a2的產(chǎn)生就在時(shí)間t0處為接通，在時(shí)間t0+1處關(guān)斷，在時(shí)間t0+9再次接通。
A/D變換器142，與門409和411在時(shí)間t0和t0+9處工作。因此，即使輸入信號(hào)具有相移，例如圖27C所示的a3的①和②，仍有可能正確地保持定時(shí)到a3①的輸入信號(hào)。
相關(guān)器170檢測(cè)，由放大器150反饋的數(shù)據(jù)與下行發(fā)送數(shù)據(jù)的哪個(gè)部分相關(guān)。如圖26所示，相關(guān)器170包括多個(gè)乘法器811到81n，用來(lái)把沿X方向的移位寄存器801的每級(jí)輸出和沿Y方向移位寄存器802的每級(jí)輸出相乘，沿X方向的移位寄存器就是數(shù)據(jù)，例如MSB，通過(guò)延時(shí)線415所輸入到的移位寄存器，而沿Y方向的移位寄存器就是由放大器150反饋的數(shù)據(jù)的MSB所輸入到的移位寄存器，沿X方向的移位寄存器801和沿Y方向的移位寄存器802以及波組合電路803，用于組合多個(gè)乘法器811到81n的輸出。
因此，當(dāng)發(fā)送數(shù)據(jù)和由波組合電路803(參照?qǐng)D26B和27D)給出的反饋數(shù)據(jù)相一致時(shí)，就出現(xiàn)峰值輸出a4。峰值輸出a4被輸入到定時(shí)發(fā)生器171，且定時(shí)信號(hào)a1和a2在該時(shí)間被輸出(參照?qǐng)D27E)。
以模擬光纖直接發(fā)送射頻的方法被實(shí)際用作為連接無(wú)線基站和處理射頻的前置基站的方法。然而，通常在E/O(電/光)或O/E(光/電)變換器中產(chǎn)生失真，因而它不能用大功率和許多波被發(fā)送。
這樣，和由功率放大器150發(fā)出的反饋信號(hào)一樣，可使用復(fù)原帶有模擬光纖傳輸路徑的射頻功率放大級(jí)，例如包括E/O變換器，光纖和O/E變換器的系統(tǒng)，或包括E/O變換器，光纖，O/E變換器和功率放大器150的系統(tǒng)，以及類似地非線性補(bǔ)償帶有模擬光纖傳輸路徑的功率放大器所發(fā)出的反饋信號(hào)的方法。藉此，就有可能對(duì)光傳輸路徑的失真和大功率放大器的失真進(jìn)行非線性補(bǔ)償。
圖28顯示了按照本發(fā)明的無(wú)線通信用基站的第六實(shí)施例的方框圖。更具體地，它顯示了如上所述的其中把射頻功率放大級(jí)復(fù)原到模擬光纖傳輸路徑的結(jié)構(gòu)實(shí)例。在圖28中，E/O變換器151把D/A變換器141的輸出變換成下行方向的光信號(hào)。再者，在前置基站中，O/E變換器152把通過(guò)模擬光纖250送來(lái)的光信號(hào)變換成電信號(hào)，此被變換后的信號(hào)輸入到功率放大器150。
在前置基站中，E/O變換器151把由功率放大器150分路的反饋信號(hào)變換成光信號(hào)。此變換后的信號(hào)通過(guò)模擬光纖250被送到無(wú)線基站一側(cè)，并由O/E變換器152變換成電信號(hào)。
圖29是按照本發(fā)明的無(wú)線通信用基站的第七實(shí)施例的方框圖。在圖28所示的實(shí)施例中，由功率放大器150送出的反饋信號(hào)沿著類似于主路徑的模擬光纖250被傳送。然而，當(dāng)同樣的失真產(chǎn)生時(shí)，反饋信號(hào)被A/D變換器142變換成數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)，如圖29所示。數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)被變換成光信號(hào)，并藉數(shù)字光纖254被傳送。這就可解決失真問(wèn)題。
再者，在用于傳送模擬信號(hào)到光纖的方法中，構(gòu)成E/O或O/E變換器的元件，如激光二極管，光電二極管等，都具有非線性特性。因此，由于很大的失真，不可能發(fā)送大功率。為此，如圖30所示，上行和下行路徑都由數(shù)字光纖254構(gòu)成。
數(shù)字光纖傳輸路徑254被連接到在由功率放大器150發(fā)出的反饋信號(hào)的A/D變換器142和線性化電路403之間的接口電路，例如D/A變換器41的12比特的總線。
用這種方法可以解決模擬電路所特有的不穩(wěn)定性或失真的問(wèn)題。
用上述的采用光纖傳輸路徑的方法，有可能實(shí)現(xiàn)非線性補(bǔ)償。然而，通常數(shù)據(jù)很龐大，例如12×50＝600Mbp。雖然數(shù)字電路比模擬電路便宜，但是傳送幾公里并不經(jīng)濟(jì)。
這樣，在圖31所示的按照本發(fā)明的無(wú)線通信用基站的第九實(shí)施例中，配備了多根光纖用于傳輸。通過(guò)分路器154的光信號(hào)沿多條低速光纖傳輸路徑傳輸。再者，在前置基站中，從多條低速光纖傳輸路徑送出的光信號(hào)在波組合電路155前被變換成電信號(hào)后，變換后的信號(hào)在波組合電路155中被組合成具有原先的時(shí)鐘速度的信號(hào)。
在其它的模式中，如圖32所示，有可能藉使用FIFO(先進(jìn)先出)存儲(chǔ)器把高速信號(hào)變換成低速信號(hào)。在圖32所示的結(jié)構(gòu)中，F(xiàn)IFO存儲(chǔ)器156把由A/D變換器142在一恒定間隔內(nèi)以原先預(yù)定的時(shí)鐘速度進(jìn)行變換所得到的輸出的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)變換成低速信號(hào)，例如600Mbps的信號(hào)在一秒內(nèi)被采樣，而被采樣的信號(hào)在100秒內(nèi)以6Mbps速度被傳輸，速度是原先的1/100。
由于在6Mbps范圍內(nèi)的數(shù)字電路的成本非常便宜，這就使制造出更便宜的前置基站成為現(xiàn)實(shí)。
圖33顯示了使用速度變換的實(shí)施例，也就是相應(yīng)于圖32的更詳細(xì)的方框圖。再者，相應(yīng)于圖33的每種定時(shí)的時(shí)間圖示于圖34A到34F。
A/D變換器142以由與門174的輸出的時(shí)鐘a0的時(shí)序進(jìn)行工作。在其運(yùn)行時(shí)，數(shù)據(jù)被累加在FIFO存儲(chǔ)器156中。然后，被累加的數(shù)據(jù)以a20的時(shí)序被讀出，并在間隔a10期間以低速讀數(shù)。
從FIFO存儲(chǔ)器156讀出的數(shù)據(jù)由E/O變換器151被變換成光信號(hào)，并通過(guò)數(shù)字光纖253被送出。再者，O/E變換器152把被變換成的光信號(hào)變換成電信號(hào)寫進(jìn)FIFO存儲(chǔ)器157。然后，信號(hào)在a21的時(shí)序內(nèi)被讀出，并在a11的時(shí)間上結(jié)束讀數(shù)。
在圖33中，從圖34A到34F所示的時(shí)間圖上明顯看到，除了上述運(yùn)行的其它運(yùn)行和圖25與圖27所示的運(yùn)行相同，因此為簡(jiǎn)單起見其說(shuō)明將予以省略。
當(dāng)把光纖用作為一個(gè)傳輸路徑時(shí)，就需要把傳輸路徑埋入地下。然而，如果傳輸可以用微波線路，例如亞毫米波來(lái)實(shí)現(xiàn)，那么就不需把路徑埋入地下，而系統(tǒng)可用低成本來(lái)構(gòu)成。圖35是顯示上述系統(tǒng)的實(shí)施例的方框圖。
上述實(shí)施例和圖35所示實(shí)施例之間的差別在于使用微波線路160和161作為傳輸路徑。當(dāng)用微波線路傳輸時(shí)，如果使用變換由帶有模擬微波線路的功率放大器150發(fā)出的反饋信號(hào)的方法，就有可能有失真的影響。因此，在圖35的實(shí)例中，使用數(shù)字微波線路161沿下行方向發(fā)送數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)。
再者，高速數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)在射頻信道中的傳輸造成器件的高成本，因而是不實(shí)用的。因此，在圖35中，類似于圖24所示的按照本發(fā)明的無(wú)線通信用基站的第五實(shí)施例，有可能藉提供斷續(xù)工作的定時(shí)電路180和181來(lái)降低傳輸速度。
在考慮多載波共用放大器時(shí)，在達(dá)到所有載波矢量都一致時(shí)的功率之前，不需要設(shè)置功率放大器的飽和功率。再者，據(jù)報(bào)道，隨著所想要的失真(D/U)總量，飽和功率可被減小。例如，這是載于[RCS-90-4用于移動(dòng)通信的超低失真多頻率共用放大器—自調(diào)整型前饋放大器(SAFF-A)Nogima，Narahashi]。
這就意味著，多頻組合電平近似等于瑞利(Rayleigh)分布，信號(hào)功率大于某一電平時(shí)就成為瞬間值，其出現(xiàn)頻率是很小的，因而輸入信號(hào)可被限制在一個(gè)恒定電平內(nèi)。
作為一個(gè)例子，當(dāng)功率放大器由FET(場(chǎng)效應(yīng)管)構(gòu)成時(shí)，柵壓和柵流可被考慮如下。在圖36中，橫坐標(biāo)軸表示柵壓(Vgs)，及縱坐標(biāo)軸表示柵流(Igs)。在圖36中，I是輸入信號(hào)的功率分布的瑞利分布。輸入信號(hào)功率的電平分布呈現(xiàn)對(duì)稱的深度曲線和淺曲線的分布，并以工作點(diǎn)(OP)為中心(對(duì)稱移動(dòng))。
當(dāng)加上比擊穿電壓1P更高的電壓時(shí)，柵流急劇增加，這就導(dǎo)致柵極擊穿。如果把D/A變換器的最大電壓(MSB)2P設(shè)置在正好是柵流急劇增加的這一點(diǎn)之前，那么加到功率放大器150的FET器件的功率總是小于2P，這樣，就可避免器件的損壞。如果在使用工作點(diǎn)OP作為對(duì)稱移動(dòng)時(shí)加上對(duì)稱于2P的2P′，當(dāng)然應(yīng)當(dāng)使2P′正好是在擊穿點(diǎn)1P′前的一點(diǎn)。
再者，圖37是顯示了由擬合D/A變換器的精度(比特?cái)?shù))和失真(D/U)之間的關(guān)系所得出的結(jié)果。當(dāng)在相當(dāng)小電平的情況下出現(xiàn)截頂時(shí)，也就是OBO(輸出補(bǔ)償)很小時(shí)，D/U被惡化。在這種情況下，可以看到，即使D/A變換器的精度增加，D/U也不能被改善。
另一方面，當(dāng)OBO的數(shù)量較大時(shí)，在改進(jìn)D/A變換器的精度時(shí)，D/U將按照精度而被改善。
從上述結(jié)果可明顯得出，對(duì)于所要求的D/U，可使用合適的D/A和A/D變換器，它們不是具有更高精度的昂貴的A/D和D/A變換器。根據(jù)這種關(guān)系，更有效的器件可藉設(shè)計(jì)A/D和D/A變換器的精度(比特?cái)?shù))來(lái)獲得。
另一方面，在傳統(tǒng)的用于移動(dòng)通信的無(wú)線基站中，每個(gè)波有一個(gè)發(fā)射機(jī)以產(chǎn)生多個(gè)載波。發(fā)射機(jī)部分可藉使用群調(diào)制器由幾個(gè)LSI構(gòu)成。由于群調(diào)制器的輸出是，例如，12比特的數(shù)字信號(hào)，所以數(shù)字信號(hào)被變換成要被輸入到大功率放大器去的模擬信號(hào)。
藉此，當(dāng)使用群調(diào)制器時(shí)，就有可能藉助于正好在D/A變換器之前插入數(shù)字線性化器，而不是插入模擬式線性化器，例如前向型線性化器的方法使調(diào)制部分，載波組合部分，功率放大部分和線性化電路做得更緊湊，重量輕和低成本。
圖38顯示了本發(fā)明的第十二實(shí)施例的方框圖，它是采用上述概念被構(gòu)成的。數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)總線501把群調(diào)制器900的輸出連接到數(shù)字信號(hào)處理器403，數(shù)字信號(hào)處理器403把失真補(bǔ)償值加到輸出上，并把相加后的輸出輸入到功率放大器150。
再者，群調(diào)制器900可用，例如，轉(zhuǎn)換式多路調(diào)制器和數(shù)字正交調(diào)制器構(gòu)成。
通常，功率放大器150對(duì)大于OBO的總量的電平給出限制。因此，譜的瞬間值比起平均值惡化20到30dB。瞬間值可藉把頻譜儀切換成峰值保持模式來(lái)進(jìn)行測(cè)量。
頻譜通常是以平均值進(jìn)行測(cè)量的。因此，就沒(méi)有瞬間值問(wèn)題。然而，如果可以使瞬間值減小，那么平均的D/U可進(jìn)一步被改善。
由于數(shù)字處理器可判定輸入信號(hào)的電平，當(dāng)電平超過(guò)D/A變換器的最大電平時(shí)，此處假定D/A變換器的MSB被設(shè)置為電飽和功率，進(jìn)一步地有可能平滑地整形限幅波形來(lái)有效地改善頻譜的瞬間值。
圖39是為了得到上述有效性的本發(fā)明的無(wú)線通信用基站的第十三實(shí)施例的方框圖。和圖38所示的結(jié)構(gòu)相比較，圖39所示的電路在群調(diào)制器900和數(shù)字信號(hào)處理器403之間還有限幅電平檢測(cè)器902和平滑電路901。再者，延時(shí)電路903把平滑電路901的工作時(shí)間調(diào)整到限幅電平檢測(cè)器902的處理時(shí)間。
圖40A是顯示圖39所示的延時(shí)電路903，平滑電路901和限幅電平檢測(cè)器902的結(jié)構(gòu)實(shí)例的方框圖。圖40B和40C分別顯示系數(shù)a0和a±1…a±n的水平。在圖40中，平滑電路901基本上構(gòu)成橫向?yàn)V波器。
圖41是用于說(shuō)明限幅電平檢測(cè)的圖。如圖41所示，當(dāng)輸入電壓幅度I超過(guò)限幅電平CL時(shí)，電平檢測(cè)器902檢測(cè)超出的電平。
另一方面，平滑電路901包括乘法器91n…910…92n(該乘法器用于乘上由抽頭加權(quán)控制器904所得出的加權(quán)系數(shù)an，an-1，…a1，a0，a-1，…a-n)、對(duì)n次移位寄存器905的每一步進(jìn)行運(yùn)算的一個(gè)累加器907和一個(gè)乘法器906、一個(gè)抽頭加權(quán)控制器904以及一個(gè)移位寄存器905。
當(dāng)電平檢測(cè)器902檢測(cè)出輸入電壓幅度I超過(guò)限幅電平CL時(shí)，預(yù)定的加權(quán)系數(shù)就從抽頭加權(quán)控制器904輸出。然后，移位寄存器905的每一步的值和預(yù)定的加權(quán)系數(shù)相乘，并把輸出值輸入到累加器907加以組合。結(jié)果，組合值被平滑成如圖41的虛線II所示的波形。
再者，累加器907的輸出被輸入到乘法器906以便和系數(shù)b相乘。系數(shù)b使一個(gè)抽頭的一個(gè)中心電平a0為1/n，如曲線I所示。此電平和該抽頭的前后電平a1，a-1，…an，a-n相一致。
在圖27所示的上述的模式中，需要高速數(shù)字橫向?yàn)V波器。圖42顯示了限幅補(bǔ)償?shù)牧硪粋€(gè)結(jié)構(gòu)。在圖42所示的結(jié)構(gòu)中，電平檢測(cè)器902總是監(jiān)測(cè)由采樣速率變換器420、頻率多路調(diào)制器422、信道濾波器423和正交調(diào)制器424構(gòu)成的群調(diào)制器的輸出。
當(dāng)弄清楚幅度電平超過(guò)D/A變換器的MSB時(shí)，每個(gè)載波的幅度以相等的或不相等的方式被減小。在上述結(jié)構(gòu)中，使用了抽頭加權(quán)控制器904，它也被用于圖40A中，然后采樣速率變換器520的乘法器800到80n把控制器904的輸出與變換部分522的輸出相乘。
這樣，在滾降濾波器524的前級(jí)，實(shí)現(xiàn)了幅度的減小。由于藉使用了每個(gè)載波的基帶滾降濾波器實(shí)行對(duì)波的帶寬的限制，有可能以低速進(jìn)行處理。由于也進(jìn)行了理想的電壓限幅，就有可能充分壓縮在峰值保持模式下瞬間譜的惡化。
再者，如圖3所示的結(jié)構(gòu)實(shí)例中所顯示的，線性化器402的數(shù)字信號(hào)處理器403把失真補(bǔ)償數(shù)據(jù)存儲(chǔ)在RAM存儲(chǔ)器中。然而，失真補(bǔ)償數(shù)據(jù)的初始值并不是恒定的，所以正好在運(yùn)行起始后一刻的失真不能被補(bǔ)償。
因此，在按照本發(fā)明的無(wú)線通信用基站的第十四實(shí)施例中，提供永久性存儲(chǔ)器719存儲(chǔ)數(shù)據(jù)，如圖43所示。當(dāng)從工廠遞送裝置給用戶時(shí)，提前進(jìn)行了測(cè)試操作以得出最終數(shù)據(jù)。最終數(shù)據(jù)被存儲(chǔ)在永久性存儲(chǔ)器719中。然后，最終數(shù)據(jù)正好在實(shí)際運(yùn)行前一刻被裝載到存儲(chǔ)器，例如是在線性化器403所提供的RAM。藉此，就有可能使實(shí)際運(yùn)行以非常短的時(shí)間收斂。
再者，有一種情況是在運(yùn)行時(shí)失真數(shù)據(jù)隨時(shí)間變化。在這種情況下，在正好是由于由控制器進(jìn)行周期性的維修保養(yǎng)等引起的停止運(yùn)行前的一刻，控制器718把RAM中的數(shù)據(jù)提取到永久性存儲(chǔ)器719中以補(bǔ)償在下一次運(yùn)行時(shí)的平滑運(yùn)行。
當(dāng)輸入信號(hào)是具有突發(fā)信號(hào)的TDMA信號(hào)(1個(gè)載波)時(shí)，在正好是突發(fā)信號(hào)開始前的一刻，發(fā)送了較短的前同步突發(fā)脈沖，并按照前同步突發(fā)脈沖產(chǎn)生線性化的數(shù)據(jù)。如圖44A到44C所示，數(shù)據(jù)以非常短的時(shí)間按照簡(jiǎn)單的增長(zhǎng)函數(shù)被得出，此函數(shù)具有一個(gè)在0到最大值之間的取值范圍或是一個(gè)階梯波。
圖44A顯示了在前同步間隔I和主突發(fā)間隔II之間的關(guān)系。圖44B顯示了線性增長(zhǎng)和減小的三角波函數(shù)的例子。再者，圖44C顯示了在采用階梯波函數(shù)的情況下的例子。
然而，經(jīng)濟(jì)的辦法是在前置基站進(jìn)行對(duì)放大器失真補(bǔ)償?shù)木€性化運(yùn)行，這是因?yàn)椴恍枰研盘?hào)通過(guò)傳輸路徑反饋到主基站。圖45是顯示本發(fā)明的第十五實(shí)施例的方框圖。
在裝有天線53的前置基站上，配有數(shù)字信號(hào)處理器403。
再者，如圖46所示，該圖顯示了按照本發(fā)明的無(wú)線通信用基站的第十六實(shí)施例，空間分集用多條模擬光纖傳輸路徑254把上行信號(hào)傳送到基站。再者，上行信號(hào)的的傳輸路徑也可由模擬微波傳輸路徑提供，而不用模擬光傳輸路徑。藉此，有可能改善超小型無(wú)線基站。
再者，如圖47所示，如果可以獲得A/D變換器441的高精度和高速度，就有可能用數(shù)字傳輸路徑253替代模擬傳輸路徑254。因此，就有可能以低成本，高穩(wěn)定度和高質(zhì)量構(gòu)成傳輸路徑。
正如按照上述實(shí)施例所說(shuō)明的，按照本發(fā)明的無(wú)線通信用基站使用鏡頻干擾抑制型變頻器作為上下變頻器，以便易于壓縮無(wú)用的邊帶。再者，鏡頻干擾抑制型變頻器需要90°移相器。如果射頻基帶比很大，就很給使用無(wú)源電路。然而，在本發(fā)明中，有可能藉使用數(shù)字信號(hào)電路很容易地構(gòu)成基站。
本發(fā)明可以其它特定形式體現(xiàn)出來(lái)，而不背離其精神或基本特征。因此，本實(shí)施例可在所有方面被看作為說(shuō)明性的而不是限制性的，本發(fā)明的范圍寧可由所附的權(quán)利要求來(lái)表示而不用以上的描述來(lái)表示，因而在權(quán)利要求等價(jià)的意義和范圍內(nèi)所作的所有變動(dòng)是要被包括在其中的。
權(quán)利要求
1.一種無(wú)線通信用基站，其特征在于，包括一個(gè)接收和發(fā)送天線；一個(gè)高頻功率放大器，用于放大并通過(guò)接收和發(fā)送天線發(fā)出傳輸信號(hào)；一個(gè)A/D變換器，用于把該高頻功率放大器的一部分輸出變換成數(shù)字信號(hào)；一個(gè)線性化電路，裝在該高頻功率放大器的輸入一側(cè)，用于補(bǔ)償發(fā)送信號(hào)的相位和幅度，以便減小由比較數(shù)字信號(hào)和A/D變換器輸出所得出的差值；以及一個(gè)鏡頻干擾抑制型上變頻器，裝在線性化電路和高頻功率放大器之間，它包括一個(gè)第一移相電路，用于使線性化電路的輸出移相90°，一個(gè)第一D/A變換器，用于把移相電路的輸出變換成相應(yīng)的數(shù)字信號(hào)，一個(gè)第二D/A變換器，用于把線性化電路的輸出直接變換成相應(yīng)的模擬信號(hào)，以及第一和第二混頻電路，用于使用第一和第二D/A變換器的輸出作為I信道與Q信道正交信號(hào)，以及把I信道與Q信道正交信號(hào)和具有比第一與第二D/A變換器的輸出高的頻率的振蕩信號(hào)相混頻，其相位被各自移相90°。
2.一種無(wú)線通信用基站，其特征在于，包括一個(gè)接收和發(fā)送天線；一個(gè)高頻功率放大器，用于放大并通過(guò)接收和發(fā)送天線發(fā)出傳輸信號(hào)；一個(gè)A/D變換器，用于把高頻功率放大器的一部分輸出變換成數(shù)字信號(hào)；一個(gè)線性化電路，它裝在高頻功率放大器的輸入一側(cè)，用于補(bǔ)償發(fā)送信號(hào)的幅度和相位，以便使由比較數(shù)字信號(hào)和A/D變換器的輸出所得出的差值為零；一個(gè)波分路器，用于分路高頻功率放大器的輸出；以及一個(gè)鏡頻干擾抑制下變頻器，裝在線性化電路和波分路器之間，它包括第三和第四混頻器，用于把波分路器的輸出與其頻率比波分路器的輸出的頻率低的振蕩信號(hào)相混頻，其相位分別被移相90°，第一和第二A/D變換器，各用于把第三和第四混頻器的輸出變換成數(shù)字信號(hào)，以及第二移相電路，用于把第二A/D變換器的輸出的相位移相90°，其中第三混頻器和第二移相電路的輸出被輸入到線性化電路分別作為I信道和Q信道的正交信號(hào)，并和數(shù)字發(fā)送信號(hào)相比較。
3.一種無(wú)線通信用基站，其特征在于，包括一個(gè)接收和發(fā)送天線；一個(gè)高頻功率放大器，用于放大從發(fā)送和接收天線發(fā)出的發(fā)送信號(hào)；一個(gè)模擬至數(shù)字變換器，用于把高頻功率放大器的一部分輸出變換成數(shù)字信號(hào)；一個(gè)線性化電路，裝在高頻功率放大器的輸入一側(cè)，用于補(bǔ)償發(fā)送信號(hào)的幅度和相位，以便減小由比較所輸入的發(fā)送信號(hào)和A/D變換器的輸出所得出的差值；一個(gè)鏡頻干擾抑制型上變頻器，裝在線性化電路和高頻功率放大器之間，包括，第一移相電路，用于使線性化電路的輸出信號(hào)移相90°，第一數(shù)字到模擬(D/A)變換器，用于把線性化電路的數(shù)字輸出變換成模擬信號(hào)，第二D/A變換器，用于把線性化電路的數(shù)字輸出變換成模擬信號(hào)，以及第一和第二混頻器，用于把第一和第二變換器的輸出作為I信道和Q道正交信號(hào)與其相位被移相90°其頻率比I信道和Q信道正交信號(hào)頻率高的振蕩信號(hào)相混頻；一個(gè)分路器電路，用來(lái)把高頻功率放大器的輸出進(jìn)行分路；以及一個(gè)鏡頻干擾抑制型下變頻器，裝在線性化電路和分路器電路之間，它包括第三和第四混頻器，用來(lái)把分路器的輸出與其相位被移相90°其頻率低于分路器輸出的頻率的振蕩信號(hào)相混頻，第一和第二A/D變換器，用于分別變換第三和第四混頻器的輸出，以及第二移相電路，用于把第二A/D變換器的輸出的相位移相90°，其中第三混頻器和第二移相電路的輸出分別作為I信道和Q信道正交信號(hào)被輸入到線性化電路，并和發(fā)送信號(hào)相比較。
4.一種無(wú)線通信用基站，其特征在于，包括一個(gè)發(fā)送和接收天線；一個(gè)高頻功率放大器，用于放大從發(fā)送和接收天線發(fā)送出去的發(fā)送信號(hào)；一個(gè)線性化電路，裝在高頻功率放大器的輸入一側(cè)，用于補(bǔ)償發(fā)送信號(hào)的幅度和相位，以便減小由比較所輸入的數(shù)字發(fā)送信號(hào)和高頻功率放大器的輸出所得出的差值，并且以很小的失真放大發(fā)送信號(hào)；一個(gè)用于得出在發(fā)送信號(hào)和高頻功率放大器的輸出之間差值的電路；以及一個(gè)定向耦合器，用于把得出差值的電路的輸出耦合到高頻功率放大器的輸出上。
5.按照權(quán)利要求1的基站，其特征在于，所述線性化電路包括第一裝置，用于得出在高頻功率放大器的輸入信號(hào)，也就是發(fā)送信號(hào)，與高頻功率放大器的輸出信號(hào)之間的誤差信號(hào)；第二裝置，用于根據(jù)誤差信號(hào)按照自適應(yīng)型算法產(chǎn)生補(bǔ)償系數(shù)，以補(bǔ)償高頻功率放大器的特性的失真分量；第三裝置，用于輸出所產(chǎn)生的相應(yīng)于輸入信號(hào)的補(bǔ)償系數(shù)；以及第四裝置，用于把相應(yīng)于輸入信號(hào)所輸出的補(bǔ)償系數(shù)和輸入信號(hào)相乘，并且把乘以補(bǔ)償系數(shù)的輸入信號(hào)輸入到高頻功率放大器。
6.按照權(quán)利要求2的基站，其特征是所述線性化電路包括第一裝置，用于得出在高頻功率放大器的輸入信號(hào)，也就是發(fā)射信號(hào)，與高頻功率放大器的輸出信號(hào)之間的誤差信號(hào)；第二裝置，用于根據(jù)誤差信號(hào)按照自適應(yīng)型算法產(chǎn)生補(bǔ)償系數(shù)，以補(bǔ)償高頻功率放大器特性的失真分量；第三裝置，用于輸出所產(chǎn)生的相應(yīng)于輸入信號(hào)的補(bǔ)償系數(shù)；以及第四裝置，用于把相應(yīng)于輸入信號(hào)所輸出的補(bǔ)償系數(shù)和輸入信號(hào)相乘，并且把乘以補(bǔ)償系數(shù)的輸入信號(hào)輸入到高頻功率放大器。
7.按照權(quán)利要求3的基站，其特征在于，所述線性化電路包括第一裝置，用于得出在高頻功率放大器的輸入信號(hào)，也就是發(fā)射信號(hào)，和高頻功率放大器的輸出信號(hào)之間的誤差信號(hào)；第二裝置，用于根據(jù)誤差信號(hào)按照自適應(yīng)型算法產(chǎn)生補(bǔ)償系數(shù)，以補(bǔ)償高頻功率放大器特性的失真分量；第三裝置，用于輸出所產(chǎn)生的相應(yīng)于輸入信號(hào)的補(bǔ)償系數(shù)；以及第四裝置，用于把相應(yīng)于輸入信號(hào)所輸出的補(bǔ)償系數(shù)和輸入信號(hào)相乘，并且把乘以補(bǔ)償系數(shù)的輸入信號(hào)輸入到高頻功率放大器。
8.按照權(quán)利要求4的基站，其特征在于，所述線性化電路包括第一裝置，用于得出在高頻功率放大器的輸入信號(hào)，也就是發(fā)射信號(hào)，和高頻功率放大器的輸出信號(hào)之間的誤差信號(hào)；第二裝置，用于根據(jù)誤差信號(hào)按照自適應(yīng)型算法產(chǎn)生補(bǔ)償系數(shù)，以補(bǔ)償高頻功率放大器特性的失真分量；第三裝置，用于輸出所產(chǎn)生的相應(yīng)于輸入信號(hào)的補(bǔ)償系數(shù)；以及第四裝置，用于把相應(yīng)于輸入信號(hào)所輸出的補(bǔ)償系數(shù)和輸入信號(hào)相乘，并且把乘以補(bǔ)償系數(shù)的輸入信號(hào)輸入到高頻功率放大器。
9.按照權(quán)利要求5的基站，其特征在于，最重要信息是第一和第二D/A變換器的最大輸出電壓，它正好在高頻功率放大器的特性和壽命來(lái)被補(bǔ)償前一刻被設(shè)置成一個(gè)值。
10.按照權(quán)利要求5的基站，其特征在于，還包括一個(gè)斷續(xù)工作控制器，用于把變換高頻功率放大器的輸出為數(shù)字信號(hào)的A/D變換器的輸出周期性地傳送到線性化電路。
11.按照權(quán)利要求5的基站，其特征在于，還包括第一速度變換器，用于把高頻信號(hào)的輸出變換為數(shù)字信號(hào)的A/D變換器的輸出的速度變換成低速度；第二速度變換器，用于把第一速度變換器的輸出的速度變換回原先的速度；以及光纖或微波路徑，裝在第一和第二速度變換器之間。
12.按照權(quán)利要求11的基站，其特征在于，第一和第二速度變換器由FIFO(先入先出)存儲(chǔ)器構(gòu)成。
13.按照權(quán)利要求5的基站，其特征是高頻功率放大器被裝在前置基站中靠近發(fā)送天線的地方，以及模擬的光傳輸路徑被裝在前置基站一側(cè)和線性化電路一側(cè)之間。
14.按照權(quán)利要求5的基站，其特征在于，高頻功率放大器被裝在前置基站中靠近發(fā)送天線的地方，以及數(shù)字的先傳輸路徑被裝在前置基站一側(cè)和線性化電路一側(cè)之間。
15.按照權(quán)利要求14的基站，其特征是用于把高頻功率放大器的輸出變換成數(shù)字信號(hào)的A/D變換器的工作斷續(xù)地在短時(shí)間間隔內(nèi)進(jìn)行，以及數(shù)字的光傳輸路徑把A/D變換器的輸出以低速度反饋到線性化電路。
16.按照權(quán)利要求14的基站，其特征在于，數(shù)字的光傳輸路徑包括N條光傳輸纖維，以及N條光傳輸纖維的每條的傳輸速度被降低為1/N。
17.按照權(quán)利要求5的基站，其特征在于，還包括一個(gè)群調(diào)制器，用于產(chǎn)生對(duì)多個(gè)信道的多載波集總進(jìn)行調(diào)制的信號(hào)，以及被調(diào)制的信號(hào)作為發(fā)送信號(hào)被發(fā)送出去。
18.按照權(quán)利要求17的基站，其特征在于，一個(gè)數(shù)字濾波器被裝在群調(diào)制器的輸出一側(cè)，用于阻止輸出這樣的信號(hào)，即其輸出電平超過(guò)D/A變換器的最大輸出電壓的信號(hào)，以抑制限幅噪聲。
19.按照權(quán)利要求18的基站，其特征在于，還包括一個(gè)電平檢測(cè)器，用于檢測(cè)群調(diào)制器的輸出和檢測(cè)條件，其中幅度電平超過(guò)D/A變換器的最大輸出電壓；以及一個(gè)控制器，用于按照電平監(jiān)測(cè)器的所檢測(cè)的電平控制減小多個(gè)信道的各個(gè)載波幅度。
20.按照權(quán)利要求5的基站，其特征在于，線性化電路包括一個(gè)RAM，該RAM用于存儲(chǔ)給出預(yù)失真的數(shù)據(jù)，以及外部的易失性存儲(chǔ)器，該存儲(chǔ)器存儲(chǔ)由預(yù)先進(jìn)行的測(cè)試所得出的給出預(yù)失真的數(shù)據(jù)以及在工作前把其所存儲(chǔ)的數(shù)據(jù)傳送到RAM。
21.按照權(quán)利要求20的基站，其特征在于，存儲(chǔ)在RAM中的內(nèi)容正好在實(shí)際工作后斷開電源前的一刻被傳送和存儲(chǔ)到非易失存儲(chǔ)器中。
22.按照權(quán)利要求5的基站，其特征在于，線性化電路被裝在具有發(fā)送天線的前置基站端，以及數(shù)字發(fā)送信號(hào)由數(shù)字的光纖傳輸路徑或微波傳輸路徑傳送到前置基站。
23.按照權(quán)利要求22的基站，其特征在于，上行信號(hào)由數(shù)字的光纖傳輸路徑或微波傳輸路徑傳送到基站。
24.按照權(quán)利要求22的基站，其特征在于，微波傳輸路徑是4到8GHz超高頻波路徑、8到40GHz亞毫米波頻道或40到80GHz毫米波路徑。
全文摘要
一種無(wú)線通信用基站，包括一個(gè)接收和發(fā)送天線；一個(gè)高頻功率放大器，用于放大并通過(guò)接收和發(fā)送天線發(fā)出傳輸信號(hào)；一個(gè)A/D變換器；一個(gè)線性化電路，裝在該高頻功率放大器的輸入一側(cè)，一個(gè)鏡頻干擾抑制型上變頻器，裝在線性化電路和高頻功率放大器之間，它包括一個(gè)第一移相電路，一個(gè)第一D/A變換器，一個(gè)第二D/A變換器，用于把線性化電路的輸出直接變換成相應(yīng)的模擬信號(hào)，以及第一和第二混頻電路，用于使用第一和第二D/A變換器的輸出作為I信道與Q信道正交信號(hào)，以及把I信道與Q信道正交信號(hào)和具有比第一與第二D/A變換器的輸出高的頻率的振蕩信號(hào)相混頻，其相位被各自移相90°。
文檔編號(hào)H03D7/16GK1395438SQ0113583
公開日2003年2月5日 申請(qǐng)日期2001年10月24日 優(yōu)先權(quán)日1995年8月18日
發(fā)明者高野健, 大石泰之, 福田英輔, 古川秀人, 長(zhǎng)谷和男 申請(qǐng)人:富士通株式會(huì)社