專利名稱：開關電容器管線模擬數(shù)字轉換器的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及采用單元級聯(lián)的開關電容管線模擬數(shù)字轉換器，每個單元包括-比較裝置，用來將一個接收到的模擬信號與至少一個預定的比較電平相比較，并輸出表示比較結果的一個和多個數(shù)字位，-乘法和移位裝置，將模擬信號乘以一個因數(shù)2，并根據(jù)比較結果將模擬輸入信號移動一個移位電平，-輸出裝置，輸出乘以2和位移的模擬信號，用于單元級聯(lián)中的下一個單元，-乘法和移位裝置，比較第一個和第二個電容器，兩者都是被切換用來在輸入模式期間接收模擬信號。
在當今的電子技術中，模擬數(shù)字轉換器起著十分重要的作用。因為與模擬信號處理相比，數(shù)字信號處理是很容易設計和重放效果好，因此在數(shù)字領域中趨于使用更多的信號處理。這就要求具有更高轉換率和更高分辨率，最好是功耗更低，而且可以用低成本的CMOS技術來實現(xiàn)的模擬數(shù)字轉換器。管線模擬數(shù)字轉換器是實現(xiàn)這些要求的很好的選擇。
上面描述的現(xiàn)有技術的管線模擬數(shù)字轉換器的單元可以利用模擬輸入信號的最大幅距一半的一個比較電平來實現(xiàn)。而后，該比較確定信號電平是在其幅距的上一半還是下一半。如果信號是在上半部分，比較器產(chǎn)生一個“1”位，信號被向下移動最大幅距的一半。另一方面，如果信號處于其幅距的下半部分，則產(chǎn)生一個“0”位，信號不移位。結果是，信號被乘以2，用于下一個單元。級聯(lián)單元產(chǎn)生的位共同組建一個數(shù)字字，其中最重要的位是由第一個單元產(chǎn)生的，最不重要的位是由最后一個單元產(chǎn)生的。這一數(shù)字字形成了模擬輸入信號的數(shù)字表示。
但是，采用這種方法，不能夠獲得高分辨率的模擬數(shù)字轉換器，因為第一個單元的比較電平的精度應該高于級聯(lián)的最后一個單元產(chǎn)生的最不重要位所表示的精度。換句話說當產(chǎn)生一個10位的字時，第一個單元比較的精度應當高于1/1024。為了避免這一不便，管線模擬數(shù)字轉換器的每個單元可以有兩個比較器電平，如在最大信號電平的3/8和5/8處。這兩個比較器的每一個都是在模擬信號低于比較電平時產(chǎn)生一個“0”位，當模擬信號高于比較電平時產(chǎn)生一個“1”位。由單元的低電平比較器產(chǎn)生的位共同形成一個數(shù)字位，由單元的高電平比較器產(chǎn)生的位共同形成另一個數(shù)字位。當這兩個字完成時，將其相加，共同產(chǎn)生構成模擬數(shù)字轉換器最終結果的數(shù)字字。這種情況下，當輸入信號電平接近于幅距的中間電平時，并因此落入最大幅距的3/8和5/8之間最重要位值的確定被延遲。僅當后面單元結果可以被獲得而且兩個數(shù)字字被相加時，最重要位的值才被最終確定。其它位的確定也是一樣的。這種方法的效果是比較器電平的值不像僅用一個比較器的轉換器的情況時那么重要。
另一方面，在每個管線單元中，模擬信號必須乘以因數(shù)2，來產(chǎn)生下一個管線單元的輸入信號，為了得到一個模擬數(shù)字轉換器要求的高分辨率，這一因數(shù)必須是非常精確的。在現(xiàn)有技術的開關電容器管線模擬數(shù)字轉換器中，這一因數(shù)受到乘法和移位裝置的電容器值的嚴重影響。本發(fā)明的一個主要目的是切實改進乘法因子的精度，因此，本發(fā)明的開關電容器管線模擬數(shù)字轉換器的特征是，在輸出模式期間，第一個和第二個電容器進行開關切換，以保持相應的電荷，并將其電壓相加，來產(chǎn)生下一個單元的輸入信號。
在大多數(shù)的現(xiàn)有技術的電路中，在輸出模式期間，第一個和第二個電容器都是連接到一個運算放大器的倒相輸入端子上，即一個連接在運算放大器的倒相輸入和輸出之間，而另一個是連接在倒相輸入和參考電位之間。然后，由于在輸出模式期間第二個電容器的電荷被傳輸?shù)降谝粋€電容器上，與其原有的電荷相加，實現(xiàn)乘2的操作。如果兩個電容器是完全相同的，用這種方法就實現(xiàn)了乘2的操作。但是，在CMOS技術標準中，很難做到兩個電容器充分精確地相同。
本發(fā)明的要點是，在輸出模式期間，在輸入模式期間充入電容器的電荷保留在相應的電容器中，通過將兩個電容器的電壓相加來實現(xiàn)乘2的操作。就是說，電容器可以具有不同的值，而不會影響該乘法因子。寄生電容，特別是運算放大器輸入端的寄生電容，會導致第一個和第二個電容器不等，仍會對乘法因子的值產(chǎn)生一些影響，但是這一影響要遠低于現(xiàn)有技術中的情況，現(xiàn)有技術中是將一個電容器的電荷傳輸?shù)搅硪粋€電容器上，以實現(xiàn)乘法因子2。本發(fā)明的模擬數(shù)字轉換器的其它優(yōu)勢是-通常在第一個和第二個開關電容器之一上增加所需的位移電平。本發(fā)明的這種方法使得該位移電平受這些電容器值的影響更小。
-電荷的傳輸意味著能量的消耗，運行頻率越高，消耗的能量越大。通過避免在輸出模式期間進行電荷傳輸，切實減小了所需的功率。
-電荷傳輸需要時間。通過避免在輸出模式期間進行電荷傳輸，加快了模擬數(shù)字轉換器的運行速度，因此可以實現(xiàn)更高的運行頻率。
通過在輸出模式期間將兩個電容器串聯(lián)，無需在兩個電容器之間進行電荷傳輸即可實現(xiàn)乘法。但是，寄生電容仍會從電容器中吸取一些電荷，因此不能夠達到所要求的乘法因子2。依照本發(fā)明的另一個特征，在輸出模式期間，將第一個電容器切換到一個差動放大器的輸出和倒相輸入之間，而將第二個電容器切換到差動放大器的非倒相輸入和一個參考電壓之間，即可實現(xiàn)一個簡單可靠的配置。采用這種配置，即可實現(xiàn)差動放大器的一個輸入端寄生電容的有害作用被該差動放大器的另一個輸入端的寄生電容所抵消。
依照本發(fā)明的一個優(yōu)選的管線模擬數(shù)字轉換器的特征還在于，在輸入模式期間，乘法和移位裝置的第一個電容器接收差動輸入信號的部分信號，而乘法和移位裝置的第一個電容器接收另外部分的信號。通常采用差動輸入信號，使得差動放大器的輸入端的寄生電容彼此之間更加一致因此可以改善對不利作用的抵消。另一個優(yōu)勢是在輸出模式期間，要求位移電平是可以獲得的，這樣在輸入模式期間可以實現(xiàn)輸入信號與預定的比較電平的比較。
當一個管線單元具有一個差動信號輸入時，為了能夠通過差動輸入與下一個單元相連，這種單元還應有一個差動輸出。但是，采用一個單差動放大器具有兩個反饋差動輸出的對稱配置是不可能的，因為放大器的兩個輸入端已經(jīng)被用于產(chǎn)生一個單目標輸出信號。因此，本發(fā)明的管線模擬數(shù)字轉換器的進一步的特征在于，通過兩個相同的乘法和移位裝置反相接收差動輸入信號，另外反相接收開關切換的位移電平，可以實現(xiàn)差動輸出。
為了提高模擬數(shù)字轉換器的速度，進而提高采樣率和/或分辨率，依照本發(fā)明的開關電容器模擬數(shù)字轉換器特征還在于乘法和開關切換裝置包括兩個相同的開關電容器電路組，其中的一組具有輸入和輸出端子，與另一組的相應輸入和輸出端子互聯(lián)，切換這些組，使得一組運行在輸入模式，而另一組運行在輸出模式，或者相反。
下面將結合附圖對本發(fā)明做進一步的解釋。附圖中

圖1為管線模擬數(shù)字轉換器的一個單元的示意圖，圖2為用于管線模擬數(shù)字轉換器的現(xiàn)有技術的乘法和移位單元的示意圖，圖3和4為依照本發(fā)明的用于管線模擬數(shù)字轉換器的乘法和移位單元的示意圖，圖5為依照本發(fā)明的管線模擬數(shù)字轉換器的一個單元的示意圖，圖6為圖5中的用于模擬數(shù)字轉換器的修正的乘法和移位單元的示意圖。
在圖1中，管線模擬數(shù)字轉換器的一個單元S包括一個輸入端子I，其上施加的是由轉換器的前面單元產(chǎn)生的輸入信號V。信號V被施加到兩個比較器P1和P2上。比較器P1將信號V與一個比較電平，例如信號的最大幅距的3/8(3/8Vm)，相比較。類似地，比較器P2將信號V與一個比較電平，如該最大幅距的5/8(5/8Vm)相比較，比較器P1產(chǎn)生一個位d，當V＜3/8Vm時，d為“0”，當V＞3/8Vm時，d為“1”；同樣，比較器P2產(chǎn)生一個位e，當V＜5/8Vm時，e為“0”，當V＞5/8Vm時，e為“1”。信號V還被施加于一個乘法和移位單元M。該單元提供級聯(lián)中的單元S的模擬信號輸出Vo，用作級聯(lián)的下一個單元的輸入信號。此外，d和e位還控制一個邏輯單元L，其反過來控制乘法和移位單元M的運行?？偟慕Y果如下-當輸入信號V的電平低于3/8Vm時，位d和e都位“0”，信號V在單元M中被放大2倍。沒有信號位移發(fā)生。
-當輸入信號V的電平介于3/8Vm和5/8Vm之間時，位d位“1”而位e位“0”。信號V被放大2倍，并且放大的信號被向下移動最大幅距Vm的一半。
-當輸入信號V的電平高于5/8Vm時，位d和e都位“1”，信號V被再次放大2倍，并且放大的信號被向下移動整個的最大幅距Vm值。
在級聯(lián)的其它單元中進行同樣的操作，下面的每一個單元都比其前一個單元遲一個時鐘周期。所有單元的位d被收集到寄存器裝置(沒有顯示)中，并進行延遲。級聯(lián)中一個特定單元的位d比級聯(lián)的下一個單元多延遲一個時鐘周期，這樣，一個采樣的所有的位d同時可用來組建一個數(shù)字字。對于位e也是一樣，這樣，最后同時存在一個包括所有的位d的數(shù)字字和一個包含所有位e的數(shù)字字。然后，這兩個數(shù)字字相加，構成模擬數(shù)字轉換器的輸出。
圖2顯示的是圖1配置中的乘法和移位單元的現(xiàn)有技術實現(xiàn)的一個例子。該單元分別包括第一個和第二個電容器C1和C2和一個運算放大器A。兩個雙極開關Sa和Sb，和一個單極開關Sc在一個輸入模式和一個輸出模式間同步切換；在圖2中所描繪的是它們在輸入模式期間的位置。通過邏輯L(圖1)控制一個三極開關Sd，來提供所需的位移電平Vs，0，或1/2Vm，或Vm，如已經(jīng)參照圖1所解釋的一樣。在圖2中，為了便于理解，開關Sa、Sb和Sc被顯示為二極或三極開關，然而，在特定的實施方案中，雙極開關Sa最好由兩個單極開關組成，三極開關Sd和雙極開關Sb最好由四個單極開關組成。
開關Sa在輸入模式期間將電容器C1的一個端子與輸入信號V相連，在輸出模式期間與放大器A的輸出相連。開關Sb在輸入模式期間將電容器C2的一個端子與輸入信號V相連，在輸出模式期間與開關Sd相連。電容器C1和C2的其它端子都連接到運算放大器A的倒相輸入(-)。在輸入模式期間，開關Sc將運算放大器的輸出端與其倒相輸入相連。運算放大器的非倒相輸入端(+)與地相連。
運行中，在輸入模式期間，通過閉合的開關Sc對運算放大器進行反饋，這樣，認為倒相輸入端(-)與非倒相輸入端(+)基本上具有相同的電位(地電位)。而且，通過開關Sa和Sb，兩個電容器C1和C2都通過輸入信號V充電。在輸出模式期間，邏輯L將開關Sd置于提供所需的位移電平Vs的位置，Sa和Sc都變化位置，這樣，電容器C1現(xiàn)在是連接在運算放大器的輸出和倒相輸入之間，電容器C2連接在位移電平Vs和運算放大器的倒相輸入之間。這就意味著，電流是從運算放大器的輸出端流出，經(jīng)過電容器C1和C2，流向Vs源。該電流導致兩個電容器間的電荷傳輸，使得運算放大器的倒相輸入端的電壓等于非倒相輸入端的電壓(地電壓)。當這些電容器的電容相等(＝C)時，傳輸?shù)碾姾搔＝(V-Vs)C，而運算放大器的輸出電壓Vc＝2.V-Vs，這樣實現(xiàn)了所需的乘以2的放大和所需的電壓位移。但是，當電容器C1和C2不等同時，傳輸?shù)碾姾搔＝(V-Vs)C，而輸出信號Vo＝V.(1+C2/C1)-Vs.C2/C1。放大因數(shù)和電壓位移都是不正確的，取決于電容器的值。
可以注意到，實際上，當運算放大器具有差動輸出而電路的其它部分是鏡像，圖2的配置可以擴展用于差動信號，由此，運算放大器的輸入端子(+)用作信號Vo的差動對應信號的倒相輸入端。
圖3的乘法和移位單元減小了乘法因子對電容C1和C2的相關性。在該圖中，與圖2中對應的元件采用相同的參考符號。開關S1在輸入模式期間將電容器C1的一個端子與輸入信號相連，在輸出模式期間與運算放大器A的輸出端相連。開關S2在輸入模式期間將電容器C1的另外一個端子與參考電位(在下面的計算中設為0)相連，在輸出模式期間與放大器的倒相輸入(-)相連。開關S3在輸入模式期間將電容器C2的一個端子輸入信號V相連，在輸出模式期間與放大器的非倒相輸入端(+)相連。開關S4在輸入模式期間將電容器C2的另外一個端子與上述參考電位相連，在輸出模式期間移位電平Vs相連。現(xiàn)在，在輸入模式期間，電容器C1被再次充電至輸入信號V，電容器C2被充電至輸入信號V減去移位電平Vs；因此電容器C2上的電壓為V-Vs。在輸出模式期間，電容器C2被連接與運算放大器A的非倒相輸入端和地之間，這樣該非倒相輸入端(+)的電壓為V-Vs。而且，運算放大器通過電容器C1進行反饋，由此，倒相輸入端(-)采用非倒相輸入端的電位V-Vs，運算放大器的輸出電壓Vo為電容器C1的電壓，高于倒相輸入端(-)的電壓V-Vs。因此，運算放大器的輸出為Vo＝2.V-Vs。這一結果是與電容器C1和C2的值無關的，因為在輸出模式期間沒有電流流過這些電容器，在此期間也就沒有兩個電容器之間的電荷傳輸。
可以看出，上述的電壓都是以“地”為參照的，即相對與移位電平信號Vs的0電位的。實際中，該地電位通常是建立在電路的負電源電壓之上的。標準CMOS技術標準中的實際配置可以具有一個高于負電源電壓0.7伏的“地”電位和Vm＝1.4伏，信號V可以在高于負電源電壓0.7和2.1伏之間變化。其它圖表的配置也是一樣的。
理論上講，還可以通過簡單地將兩個電容串聯(lián)，在輸出模式期間避免兩個電容之間的電荷傳輸。如圖4中所示。在輸入模式期間，電容器C1和C2被分別充電V和V-Vs，在輸出模式期間串連，由此提供2.V-Vs的輸出信號。在輸出端，運算放大器被連接作為阻抗變換器，以便防止在兩個電容器上流過很大的輸出電流。但是，當考慮不可避免的寄生電容時，可以看出，在輸出模式期間，電容C1和C2相對于地間的寄生電容的互聯(lián)，和電容C1和運算放大器的非倒相輸入端(+)相對于地間的寄生電容的互聯(lián)，造成了輸出電壓的衰減，這樣就不能實現(xiàn)理想的放大因數(shù)2。在圖3的配置中，放大器的非倒相輸入端(+)對地的寄生電容產(chǎn)生了一個衰減，但是放大器的倒相輸入端(-)對地的寄生電容卻產(chǎn)生了一個放大。理想情況下，這兩種情況可以平衡掉，可以實現(xiàn)最佳的乘法因子2。
但是，圖3的實施方案的一個嚴重缺陷是，在輸入模式期間，移位電平Vs必須是已經(jīng)可以被獲得。因此，在給電容器C1和C2充電的輸入模式之前，必須引入一個額外的模式，其中，比較器P1和P2都是有效的。當然，這樣一個額外模式減小了模擬數(shù)字轉換器的采樣率。圖3的實施方案的另一個缺陷是電容器C2和開關S3之間互聯(lián)的寄生電容，造成放大器A的非倒相輸入端(+)的位移電平Vs的衰減。
圖5的實施方案可以克服這些缺陷，圖5顯示了一個具有差動信號輸入的管線單元。該實施方案包括兩個乘法和移位單元，分別為M和M’，其中與前面的圖中相對應的元件采用相同的參考數(shù)字。
該配置接收一個差動模擬輸入信號，包括兩個部分信號V和Vm-V。信號V在0和Vm之間變化，信號Vm-V與其反相，在Vm和0之間變化。這一配置的最根本的一點是，在輸入模式期間，部分信號(電源M中電源的Vm-V)中的一個被加載到電容器C1，另一個部分信號(單元M中的V)被加載到電容器C2。在輸出模式期間，開關S1和S2將電容器C1連接在運算放大器A的倒相輸入和輸出之間，而開關S3和S4將電容器C2連接在移位電平Vs和單元M的運算放大器A的非倒相輸入之間。因此，在輸出模式期間，運算放大器的非倒相輸入端(+)接收電壓Vs-V；反饋運算放大器導致其倒相輸入端(-)采用同樣的電壓Vs-V，該電壓加上電容器C1的電壓Vm-V，構成了單元M的輸出電壓Vo＝Vs-V+Vm-V＝Vs+Vm-2.V。
相應地，在單元M’中，在輸入模式期間，信號V被加載到電容器C1，信號Vm-V被加載到電容器C2。在輸出模式期間，開關S1和S2又將電容器C1連接在單元M’的運算放大器A的倒相輸入(-)和輸出之間，在這種情況中，開關S3和S4將電容器C2連接在移位電平Vs’和運算放大器的非倒相輸入(+)之間。因此，在輸出模式期間，運算放大器A的非倒相輸入端接收的電壓為Vs’減去Vm-V，即Vs’-Vm+V；反饋放大器導致其倒相輸入端采用同樣的電壓Vs’-Vm+V，該電壓加上電容器C1的電壓V，構成了單元M’的輸出電壓Vo’＝Vs’Vm+2.V。
可以注意到，雖然通過開關S5得到單元M的移位電平Vs，而通過與開關S5反向切換的開關S5’得到單元M的移位電平Vs’，這樣，兩個開關電平的和Vs+Vs’＝Vm。進一步可以看出，兩個輸出電壓Vo和Vo’是反相的，在0和Vm之間變化，其和Vo+Vo’也等于Vm(Vs+Vm-2.V)+(Vs’-Vm+2.V)＝Vs+Vs’＝Vm。因此，輸出信號Vo和Vo’適合用于下一個管線單元，該單元的結構與圖5中描繪的單元相同。
圖5中的實施方案顯示了兩個比較器P1和P2，和控制兩個開關S5和S5’的邏輯單元L。與圖1中對應的比較器相類似，比較器P1將模擬輸入信號V與3/8Vm的比較器電平相比較。比較器P2將信號Vm-V與3/8Vm的電平相比較，與圖1中電壓V和5/8Vm電平的比較是相同的。
上述圖中的每一個乘法和移位單元中，電容器(C1，C2)及其開關(S1，S2，S3，S4)可以通過相應的互聯(lián)的輸入和輸出端子方便地加倍，但是開關S1-S4反相運行，使得電容器組中，一組運行在輸入模式，而另一組運行在輸出模式，反之亦然。圖6中通過電容器C1’和C2’，和開關S1’-S4’，描繪了單元M的情況。采用這種方式，模擬數(shù)字轉換器的速度可以加倍。而且，避免了放大器的輸出電壓暫時變得不確定的情況。
可以修正圖5的配置，去掉開關S2和S4，電容器C1向前連續(xù)連接到放大器A的倒相輸入端(-)，在輸入模式期間，切換到放大器的輸出端(如圖2中的現(xiàn)有技術一樣)，電容器C2向前連續(xù)連接到放大器A的非倒相輸入端(+)，在輸入模式期間，切換到參考電壓，如1/2Vm。在這一修正中，在輸入和輸出模式期間，將運算放大器A用于一個部分輸出信號(Vo或Vo’)，由此使速度加倍，如前面參考圖6說解釋的，在這一配置中，是不可能的。
必須注意到，從輸入模式切換到輸出模式，或者相反，最好不同時操作所有的開關。為了避免不當?shù)倪B接，連接到運算放大器的輸入端的開關(如圖5中的開關S2和S4)應當在其它開關之前打開。而后開關的閉合不很關鍵，可以同時進行。
進一步注意，依照本發(fā)明的配置中的放大器最好是一個將兩個輸入端間的電壓轉換為一個輸出電流的跨導運算放大器(OTA)。
權利要求
1.一種采用單元級聯(lián)的開關電容器管線模擬數(shù)字轉換器，每個單元包括-比較裝置(P1，P2)，用來將一個接收到的模擬信號(V)與至少一個預定的比較電平相比較，并輸出表示比較結果的一個和多個數(shù)字位，-乘法和移位裝置(M)，將模擬信號乘以一個因數(shù)2，并根據(jù)比較結果將模擬輸入信號移動一個位移電平(Vs)，-輸出裝置，輸出乘以2和位移的模擬信號(Vo)，用于單元級聯(lián)中的下一個單元，乘法和移位裝置(M)包括第一個(C1)和第二個(C2)電容器，兩者都是被切換用來在輸入模式期間接收模擬信號，其特征在于在一個輸出模式期間，第一個(C1)和第二個(C2)電容器進行開關切換，以保持相應的電荷，并將其電壓相加，來產(chǎn)生下一個單元的模擬信號(Vo)。
2.如權利要求1的開關電容器管線模擬數(shù)字轉換器，其特征是在輸出模式期間，第一個電容(C1)在一個運算放大器(A)的輸出和倒相輸入之間進行開關切換，第二個電容器(C2)在運算放大器的非倒相輸入和一個參考電壓之間，進行開關切換。
3.如權利要求2的開關電容器管線模擬數(shù)字轉換器，其中每個單元接收一個包括兩個部分信號(V，Vm-V)的差動輸入信號，其特征是在輸入模式期間，乘法和移位裝置(M)的第一個電容器(C1)接收差動輸入信號的一個部分信號，乘法和移位裝置的第二個電容器(C2)接收另外的部分信號。
4.如權利要求3的開關電容器管線模擬數(shù)字轉換器，其特征是兩個同樣的乘法和移位裝置(M，M’)反相接收差動輸入信號(V/Vm-V，Vm-V/V)，此外還接收反相開關切換的移位電平(Vs，Vs’)。
5.如前面的權利要求之一的開關電容器管線模擬數(shù)字轉換器，其特征在于乘法和移位裝置包括兩個相同的開關電容器的電路組，其中一個開關電容器組(C1，C2，S1，S2，S3，S4)的輸入和輸出端子與另一個開關電容器組(C1’，C2’，S1’，S2’，S3’，S4’)對應的輸入和輸出端子相互連接，并且其特征在于開關切換這兩個組，使一組運行在輸入模式，而另一組運行在輸出模式，反之亦然。
全文摘要
一個開關電容器管線模擬數(shù)字轉換器，其單元包括將模擬輸入信號乘以因數(shù)2的裝置。該乘法裝置包括第一個和第二個電容器，由輸入信號進行充電。兩個電容器的電壓相加，產(chǎn)生單元的輸出信號，而不會出現(xiàn)電容器間的電荷傳輸。
文檔編號H03M1/44GK1535504SQ01803747
公開日2004年10月6日 申請日期2001年11月9日 優(yōu)先權日2000年11月16日
發(fā)明者A·J·J·布德維恩斯, A J J 布德維恩斯 申請人:皇家菲利浦電子有限公司