專利名稱：改進的電流控制數(shù)/模變換的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明一般涉及改進的電流控制數(shù)/模變換，具體地說，涉及使用電流控制數(shù)/模變換的一種改進的方法以及數(shù)/模變換器。該方法和數(shù)/模變換器具體包括對數(shù)/模變換器中線性漸變電流源失配引起的確定性誤差的補償。
有關(guān)技術(shù)的說明及發(fā)明背景數(shù)/模變換通常用在由CMOS技術(shù)制成的集成電路中，但也可用在其它類型的技術(shù)中。
數(shù)/模變換器可由多種方法實現(xiàn)。出于技術(shù)和精確度的原因，多數(shù)變換器使用并聯(lián)電流源，電流源的輸出或被引向變換器的輸出、或被引向參考終端。電流源一般由復式電流反射鏡形成，其輸出晶體管最好完全相同。
這種數(shù)/模變換器在例如美國專利5,870,044，5,162,800，5,870,044和5,105,193中已有說明。
在高速和高分辨率的應用中，電流源的失配是電流控制的數(shù)/模變換器中的關(guān)鍵問題。如今，復雜的布局式樣或隨機化或動態(tài)元件匹配(DEM)技術(shù)已用來解決此問題。
本發(fā)明在這方面的具體目的就是提供一種簡易、快速、精確、精密、有效、可靠、易于安裝而且特別價廉的方法。
本發(fā)明還有一個目的就是提供一種能用最少的元件就可實現(xiàn)的方法。
這些以及其他目的，按照本發(fā)明的一個方面，是用以下方法實現(xiàn)的，即在數(shù)/模變換時，用最大電流源SIN-1中的電流IN-1來代替電流 其中I~N-1=(Σk=0N-2Ik)+Iunit]]>IK為來自電流源SIK的電流，Iunit為來自附加單位電流源的電流。這種方法稱為簡單MSB(最高位)校準，因為它僅僅補償來自最大電流源SIN-1中的電流IN-1。使用這種方法時最好是在進行數(shù)/模變換前校準數(shù)/模變換器。校準過程包括測量IN-1和 形成并儲存測量的電流差ΔI。變換時進行的替代包括從最大電流源的電流IN-1減去電流差ΔI得到 這些以及其他目的，按照本發(fā)明的第二方面，是用以下方法實現(xiàn)，即在數(shù)/模變換時，用c(c為大于1的正整數(shù))個最大電流源SIN-1SIN-2，…，SIN-C的電流IN-1，IN-2，…，IN-C代替電流I~N-1,I~N-2,]]>…， 其中I~N-1=(Σk=0N-c-1Ik)+(Σj=N-cN-2I~j)+Iunit]]>I~N-2=(Σk=0N-c-1Ik)+(Σj=N-cN-3I~j)+Iunit]]>…I~N-c=(Σk=0N-c-1Ik)+Iunit]]>
式中IK為來自電流源SIK的電流，Iunit為來自附加單位電流源的電流。這種方法稱為廣義MSB校準，因為它補償了來自c個最大電流源SIN-1，SIN-2，…，SIN-C的電流IN-1，IN-2，…，IN-C。
該方法也可用與本發(fā)明第一方面的方法同樣的方式實現(xiàn)，但最好通過在數(shù)/模變換前進行以下校準步驟來實現(xiàn)測量電流IN-1，IN-2，…，IN-C以及 得出電流差ΔIN-1=IN-1-I~N-1]]>以及以ΔIN-1的形式提供電流差ΔIN-2=IN-2-I~N-2,]]>…，ΔIN-C=IN-C-I~N-C,.]]>變換時，進行的替代包括從各電流IN-1，IN-2，…，IN-C中減去各電流差ΔIN-1，ΔIN-2，…，ΔIN-C得出各電流I~N-1,I~N-2,]]>…， 最好，這些分數(shù)是利用N個二進制加權(quán)電流源之間的相對失配的原有知識提供的。
本發(fā)明一個更進一步的目的是提供電流控制的N位數(shù)/模變換器，它包括N個數(shù)字輸入端，每個都接收一個數(shù)字輸入位bi，i＝0，1，…，N-1，bN-1是最高位(MSB)；一個模擬輸出端；以及N個可連接到所述模擬輸出端的二進制加權(quán)電流源SIk，k＝0，1，…，N-1，每個電流源SIk包括等強度并聯(lián)的2k個單位電流源SIuni，其中數(shù)字輸入位表示哪個對應電流源SIk，k＝0，1，…，N-1，連接到模擬輸出端，這樣按本發(fā)明第一和第二方面的方法就可實現(xiàn)。
于是，按本發(fā)明的第三方面，還提供了一種數(shù)/模變換器，它還包括附加單位電流源和用于以最大電流源SIN-1的電流IN-1代替電流 的裝置，其中I~N-1=(Σk=0N-2Ik)+Iunit]]>式中IK為來自電流源SIK的電流，Iunit為來自所述附加單位電流源的電流。
按照本發(fā)明的第四方面，還提供了一種數(shù)/模變換器，它包括附加單位電流源和用于以來自c(c為大于1的正整數(shù))個最大電流源SIN-1，SIN-2，…，SIN-C的電流IN-1，IN-2，…，IN-C代替電流I~N-1,I~N-2,]]>…， 的裝置，其中I~N-1=(Σk=0N-c-1Ik)+(Σj=N-cN-2I~j)+Iunit]]>I~N-2=(Σk=0N-c-1Ik)+(Σj=N-cN-3I~j)+Iunit]]>…I~N-c=(Σk=0N-c-1Ik)+Iunit]]>式中IK為來自電流源SIK的電流，Iunit為來自所述附加單位電流源的電流。
該發(fā)明的數(shù)/模變換器可包括一個電流反射鏡以形成上述電流差，這些電流差可在由一個電容器和并聯(lián)晶體管組成的網(wǎng)絡中儲存和恢復。晶體管最好包括NMOS和PMOS晶體管。而且，電流源最好也是MOS晶體管。
本發(fā)明的一個主要優(yōu)點在于它可完全以模擬方式實施，而不必引入任何模/數(shù)(A/D)變換。
本發(fā)明進一步的特性及其優(yōu)點從以下對本發(fā)明實施例的具體說明中顯而易見。


圖1a為電流控制的數(shù)/模變換器的示意圖，圖1b為帶有對應匹配誤差的單位電流源。
圖2a為具有規(guī)定的方向和位置的單位電流源陣列的示意圖，圖2b是一個6位數(shù)/模變換器將單位源指定到具體位的實例。
圖3a是圖2b的6位數(shù)/模變換器，其匹配特性常數(shù)kX＝0和kY＝0.1，未進行本發(fā)明的簡單MSB校準時的斜坡響應圖，圖3b是同一變換器進行本發(fā)明的簡單MSB校準后的斜坡響應圖。
圖4a是如何以純模擬方式進行簡單MSB校準的實例的示意圖，圖4b示出在數(shù)模變換時如何進行相應的補償。
圖5a和圖5b是圖2b的6位數(shù)/模變換器，其匹配特性常數(shù)kX＝0和kY＝0.1，在使用了本發(fā)明的廣義MSB校準時的斜坡響應圖。圖5a是將c設(shè)為1(符合簡單MSB校準)的實例，圖5b是將c設(shè)為2的實例。
圖6a是如何以純模擬方式進行廣義MSB校準(c＝2)的實例的示意圖，圖6b示出在數(shù)模變換時如何進行相應的補償。
圖7示出匹配特性常數(shù)為kX＝0.0001和kY＝0.0001的14位數(shù)/模變換器對于不同的校準位數(shù)(c分別等于0，1，2，3)的四個單音頻譜圖。
如圖1a所示的電流控制CMOS數(shù)/模變換器適合于高速和高分辨率的應用。其基本結(jié)構(gòu)不需要反饋回路，沒有運算放大器，故帶寬較大。功率效率幾乎是100％，因為全部電流都導向輸出端，在輸出端終止在電阻性負載上(通常為50歐姆)。圖1a所示的N位數(shù)/模變換器是由N個二進制加權(quán)電流源SIk(k＝0，1，…，N-1)構(gòu)成，電源SIk產(chǎn)生電流Ik。
為改善匹配，每個電流源SIk利用2K個并聯(lián)單位電流源SIunit，每個單位電流源產(chǎn)生一個單位電流Iunit。數(shù)字輸入位bi(i＝0，1，…，N-1)選擇哪個電流源連接到輸出。b0是最低位(LSB)，bN-1是最高位(MSB)。因此總輸出電流以下式表示Iout(n)＝(bN-1(n)·2N-1+…+b1(n)·2+b0(n))·Iunit＝X(n)·Iunit(1)式中X(n)是在取樣瞬間n的二進制輸入代碼X(n)＝{bn-1(n)，…，b0(n)}。
伴隨加權(quán)電流源Ik的匹配誤差可以用圖1b所示的幅度為ΔK的并聯(lián)附加電流源為模型。
另外，單位電源排成陣列，在x方向上有2M個源，在y方向上有2N-M個源，編排如圖2a所示。
現(xiàn)進一步說明匹配誤差的模型。如前所述，伴隨加權(quán)電流源Ik的匹配誤差可以用幅度為ΔK的并聯(lián)附加電流源為模型。單位電流源可用于二進制加權(quán)電源同樣的方式模型化，于是得到具有誤差源的并聯(lián)標稱電流源，i(a，b)＝Iunit+δ(a，b)(2)用此標志，可得 根據(jù)“MOS晶體管的匹配特性”一文(M.J.M.Pelgrom等，IEEE J.of Solid-State Circuits，Vol.24，No.5，pp.1433-9，Oct.1989)，集成MOS晶體管的失配可以看作是兩類參數(shù)變化的效果。第一類參數(shù)變化是隨機的，沒有晶體管間的相關(guān)性，第二類是決定性的變化，來自于以下事實，即氧化物厚度，離子注入等常在晶片上呈圓形分布。
對電流控制的數(shù)/模變換器的研究(例如，文章“數(shù)字聲頻用低功率立體聲16位CMOS D/A變換器”，H.J.Schouwenaars等，IEEE J.of Solid-State Circuits，Vol.23，No.6，pp.1290-7，Dec.1988)表明誤差在芯片區(qū)域上十分近似于線性變化。假定是這種情況，則可將誤差源表示為δ(a,b)=kx·(a-12sgn(a))+ky·(b-12sgn(b))---(4)]]>式中kx和ky為描述單位源陣列的線性漸變匹配特性的常數(shù)。(1/2)sgn(a)和(1/2)sgn(b)項對于在a＝0或b＝0時沒有單位源的事實進行補償。結(jié)合方程(3)和(4)，就可得到以kx和ky表示的Δk’的值。這些表達式當然取決于哪個單位源被選擇來構(gòu)成某一個二進制加權(quán)電流源。
圖2b是如何為6位數(shù)/模變換器指定單位源的實例，一般認為這是一種在抑制決定性的線性漸變失配方面并不好的方式。但在這種方案中，不同的Δk很容易以ΔN-1項來表示，即MSB的誤差，至少對于N-M MSB是如此，N和M的標志如圖2a所示，是可以用來簡化誤差的估算的。
現(xiàn)在，參閱圖3和圖4以簡單MSB校準的方式來說明本發(fā)明的校準技術(shù)。
由于在MSB中有大量的單位源，這就可能是具有最大誤差的位。簡單MSB校準的概念就是用以下替換來消除此誤差I(lǐng)N-1↔I~N-1=(Σk=0N-2Ik)+Iunit---(5)]]>用圖2b所示的虛假單位源就可獲得Iunit。在實際中，芯片上可能有好幾個單位源可用于此目的。
圖3a是圖2b的6位數(shù)/模變換器，其匹配特性常數(shù)kX＝0和kY＝0.1，未進行本發(fā)明的簡單MSB校準時的斜坡響應圖，圖3b是同一變換器進行本發(fā)明的簡單MSB校準后的斜坡響應圖。
可以看出，當在2N-1-1＝011…11二進制和2N-1＝100…00二進制間轉(zhuǎn)換中的大誤差被消除時，數(shù)/模變換器的線性度大大增加。MSB校準雖然引入了增益誤差，從圖3a和3b可以看出(不同的斜度)，但這不影響數(shù)/模變換器的性能。
不需測量任何電流就可進行方程(5)的替換。既然IN-1和 二者都可求出，利用如圖4a和4b所示的電流反射鏡就可構(gòu)成電流差I(lǐng)N-1-I~N-1.]]>電流ΔI存儲在電流存儲器中，工作時從IN-1中減去ΔI，形成MSB電流源的輸出，亦如圖4a和4b所示。
這種方法的一個局限在于電流存儲器很可能必須是一個為保持晶體管有適當?shù)臇艠O電壓的電容器(如圖6a和6b所示)，該電容器會有電荷泄漏，這樣過了一定時間后就需要重新校準該數(shù)/模變換器。
現(xiàn)在來討論廣義MSB校準技術(shù)。在圖3a和3b中可以看出，用簡單MSB校準技術(shù)可以顯著增加數(shù)/模變換器的線性度，但在第二最高位，MSB-1和第三最高位，MSB-2等轉(zhuǎn)換中仍有誤差，這些誤差也應消除以得到數(shù)/模變換器的所需性能。假定c位校準(簡單MSB校準對應于c＝1)，方程(5)可概括為IN-c↔I~N-c=(Σk=0N-c-1Ik)+Iunit]]>IN-c+1↔I~N-c+1=(Σk=0N-c-1Ik)+I~N-c+Iunit]]>…IN-3↔I~N-3=(Σk=0N-c-1Ik)+(Σj=N-cN-4I~j)+Iunit---(6)]]>IN-2↔I~N-2=(Σk=0N-c-1Ik)+(Σj=N-cN-3I~j)+Iunit]]>IN-1↔I~N-1=(Σk=0N-c-1Ik)+(Σj=N-cN-2I~j)+Iunit]]>在圖5a和5b中，示出了用和以前一樣的數(shù)/模變換器得到的斜坡響應，這次是用c＝1(與圖3b的實例相同)和c＝2校準的，可以看出校準MSB-1以及MSB進一步改善了數(shù)/模變換器的線性度。
以下將討論如何實現(xiàn)廣義MSB校準的兩個基本概念。一種途徑是校準cMSB，利用圖4a和4b同樣的電路進行方程(6)的算法，構(gòu)成不同的 這可能會消耗大量的復雜電路和大芯片面積，因此采用在以上失配模型一節(jié)中說明的失配知識就比較合適。由于線性漸變失配引起的誤差可以用MSN中的誤差來表示，至少對少數(shù)MSB來說是極好的近似，故僅需像在簡單MSB校準中進行的那樣構(gòu)成此誤差電流，并用此誤差電流來構(gòu)成所有其他補償電流。舉例來說，對以前在本說明中用做實例的6位數(shù)/模變換器作兩個MSB校準。用這種方法選擇單位源，可知在MSB-1轉(zhuǎn)換中的誤差，圖3a中標記為b，可以用MSB轉(zhuǎn)換中的誤差，圖3a中標記為a來表示，因為b＝a/4。用方程(6)，可得I~N-2=IN-2-b=IN-2-a4]]>I~N-1=IN-1-b-a=IN-1-5a4---(7)]]>在下面的圖6a和6b中示出實現(xiàn)方程(7)校準的建議電路。在校準階段，電容器充電，以使四個最左邊的NMOS晶體管保持電流a，即，每個晶體管有漏極電流a/4。在工作階段，電容器仍保持同樣的電荷，所以每個晶體管有漏極電流a/4。一個晶體管用來從IN-2中減去a/4，其他五個用來從IN-1中減去5a/4。為使圖6a和6b所示的電路工作，a必須是一個正數(shù)。如果a是負數(shù)，就不用NMOS晶體管，而用PMOS晶體管的同樣電路就可進行校準。由于a的符號未知，就需要兩個校準網(wǎng)絡，一個NMOS晶體管網(wǎng)絡，一個PMOS晶體管網(wǎng)絡，和一個比較器來確定a的符號，從而確定使用哪個網(wǎng)絡。
模擬利用對不同的c值作MSB校準的數(shù)/模變換器得到的頻域結(jié)果示于圖7。所用的數(shù)/模變換器的結(jié)構(gòu)是一個與圖2的6位數(shù)/模變換器構(gòu)造相同的14位數(shù)/模變換器，其M＝8，施加梯度為kx＝ky＝0.0001[LSB/單位源]。圖7示出了對不同c值，輸入端為滿刻度正弦(波)的數(shù)/模變換器的信號頻譜。圖7也示出了重要的頻域特性信(號)-噪(聲)-失真-比(SNDR)和雜散(頻率)-自然(頻率)-動態(tài)-范圍(SFDR)。對于14位數(shù)/模變換器，由于量化噪聲SNDR限于86dB，用c＝2校準數(shù)/模變換器得到SNDR＝78dB，對應于12.5的有效位數(shù)(ENOB)，與未補償?shù)臄?shù)/模變換器相比，有3位的改進。
用這種非常簡單的校準技術(shù)就可獲得具有高性能的數(shù)/模變換器。
用本說明的MSB校準，不必有其它地方使用的復雜的布局式樣，隨機化或DEM技術(shù)，就能獲得數(shù)/模變換器的高性能。
該校準可完全是模擬的，由于失配誤差本性就是模擬的，最好不要使用模/數(shù)變換器在數(shù)字域進行校準，因為這些模/數(shù)變換器很難制造得具有高精確度，又占用芯片空間，還耗電。
利用上述線性漸變失配的知識，多位的誤差可以用一位，即MSB，來估算，且校準電路可進一步簡化。
該建議的校準技術(shù)的一個優(yōu)點是儲存和恢復的是相對較小的補償電流，而不是相對較大的MSB電流。當電流存儲器有電荷泄漏時，最壞的情況就是得到未校準的電流控制數(shù)/模變換器的性能。而如果是全部校準的MSB電流儲存在電流存儲器中，電荷泄漏就會對數(shù)/模變換器的性能造成壞得多的影響。
上述校準技術(shù)特別具有以下優(yōu)點。
●簡單有效。
●不需要復雜的布局式樣，隨機化或DEM技術(shù)。
●不需進行誤差測量或模/數(shù)變換。
●校準一般工作穩(wěn)定的模/數(shù)變換器的小補償電流，而不是校準全部MSB電流，這樣當因失配或電荷泄漏而使校準失敗時，所產(chǎn)生的誤差也較少。
另外，電流存儲器中的電荷泄漏可能需要重新校準，而且失配也會影響校準電路。
很明顯，本發(fā)明可有多種方式加以改變。這些改變不應認為是背離了本發(fā)明的范圍。所有這些改變，對于本專業(yè)的技術(shù)人員來說是顯而易見的，應包含在所附權(quán)利要求書的范圍之內(nèi)的。
權(quán)利要求
1.一種利用電流控制的N位數(shù)/模變換器的方法，所述數(shù)/模變換器包括N個可連接到共用輸出端端的二進制加權(quán)電流源SIk，k＝0，1，…，N-1，每個電流源SIk包括等強度并聯(lián)的2k個單位電流源SIunit，其中數(shù)字輸入位bi(i＝0，1，…，N-1，bN-1為最高有效位MSB)確定哪個電流源SIk，k＝0，1，…，N-1，連接到所述輸出端，所述方法的特征在于包括以下步驟在數(shù)/模變換時，用來自最大電流源SIN-1的電流IN-1代替電流 其中I‾N-1=(Σk=0N-2Ik)+Iunit]]>式中IK為來自電流源SIK的電流，Iunit為來自附加單位電流源的電流。
2.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于包括在數(shù)/模變換前校準所述數(shù)/模變換器，所述校準過程包括以下步驟測量所述電流IN-1和 以及建立所述測量的電流之間的電流差ΔI，其中所述替代步驟包括通過從所述最大電流源的所述電流IN-1減去所述電流差ΔI得到所述
3.如權(quán)利要求2所述的方法，其特征在于利用電流反射鏡建立所述電流差ΔI。
4.如權(quán)利要求2或3所述的方法，其特征在于把所述電流差ΔI存儲在電流存儲器中。
5.如權(quán)利要求4所述的方法，其特征在于通過對電容器充電來存儲所述電流差ΔI。
6.如權(quán)利要求2-5中任何一個所述的方法，其特征在于在預定時間之后重復所述校準。
7.如上述權(quán)利要求中任何一個所述的方法，其特征在于所述電流源是集成MOS晶體管。
8.一種利用電流控制的N位數(shù)/模變換器的方法，所述數(shù)/模變換器包括N個可連接到共用輸出端的二進制加權(quán)電流源SIk，k＝0，1，…，N-1，每個電流源SIk包括等強度并聯(lián)的2k個單位電流源SIunit，其中數(shù)字輸入位bi(i＝0，1，…，N-1，bN-1為最高有效位MSB)確定哪個電流源SIk，k＝0，1，…，N-1，連接到輸出端，其特征在于所述方法以下步驟在數(shù)/模變換時，用c(c為大于1的正整數(shù))個最大電流源SIN-1，SIN-2，…，SIN-C的電流IN-1，IN-2，…，IN-C代替電流I~N-1,I~N-2]]>，…， 其中I~N-1=(Σk=0N-c-1Ik)+(Σj=N-cN-2I~j)+Iunit]]>I~N-2=(Σk=0N-c-1Ik)+(Σj=N-cN-3I~j)+Iunit]]>…I~N-c=(Σk=0N-c-1Ik)+Iunit]]>式中IK為來自電流源SIK的電流，Iunit為來自附加單位電流源的電流。
9.如權(quán)利要求8所述的方法，其特征在于包括在數(shù)/模變換前校準數(shù)/模變換器，所述校準過程包括以下步驟測量電流IN-1，IN-2，…，IN-C以及I~N-1,I~N-2,….I~N-c;]]>建立電流差ΔIN-1=IN-1-I~N-1,ΔIN-2=IN-2-I~N-2,...,ΔIN-C=IN-C-I~N-C,]]>其中替代步驟包括從各電流IN-1，IN-2…，IN-C中減去各電流差ΔIN-1，ΔIN-2，…，ΔIN-C得出各電流I~N-1,I~N-2,]]>…，
10.如權(quán)利要求8所述的方法，其特征在于包括在數(shù)/模變換前校準所述數(shù)/模變換器，所述校準過程包括以下步驟測量電流IN-1，IN-2，…，IN-C以及 建立電流差ΔIN-1=IN-1-I~N-1;]]>以ΔiN-1的分數(shù)的形式提供電流差ΔIN-2=IN-2-I~N-2,]]>…，ΔIN-C=IN-C-I~N-C;]]>其中所述替代步驟包括從所述各電流IN-1，IN-2，…，IN-C中減去所述各電流差ΔIN-1，ΔIN-2，…，ΔIN-C得出所述各電流I~N-1,I~N-2,]]>…，
11.如權(quán)利要求10所述的方法，其特征在于利用N個二進制加權(quán)電流源之間相對失配的先有知識提供所述分數(shù)。
12.如權(quán)利要求9-11中任何一個所述的方法，其特征在于通過電流反射鏡建立所述電流差ΔIN-1。
13.如權(quán)利要求9-12中任何一個所述的方法，其特征在于把所述電流差ΔIN-1，ΔIN-2，…，ΔIN-C存儲在電流存儲器中。
14.如權(quán)利要求13所述的方法，其特征在于通過對電容器充電來存儲所述電流差ΔIN-1。
15.如權(quán)利要求14所述的方法，其特征在于利用電容器控制的并聯(lián)晶體管來恢復所述電流差ΔIN-1，ΔIN-2，...，ΔIN-C、以便形成所述各電流I~N-1,I~N-2,…,I~N-C.]]>
16.如權(quán)利要求15所述的方法，其特征在于所述電流差ΔIN-1，ΔIN-2，...，ΔIN-C為正時所述晶體管是NMOS晶體管。
17.如權(quán)利要求15所述的方法，其特征在于所述電流差ΔIN-1，ΔIN-2...，，ΔIN-C為負時所述晶體管是PMOS晶體管。
18.如權(quán)利要求10-17中任何一個所述的方法，其特征在于在預定時間之后重復所述校準。
19.如權(quán)利要求10-17中任何一個所述的方法，其特征在于所述電流源是集成MOS晶體管。
20.一種電流控制的N位數(shù)/模變換器，它包括N個數(shù)字輸入端，每一個數(shù)字輸入端接收數(shù)字輸入位bi，i＝0，1，…，N-1，bN-1為最高有效位(MSB)；模擬輸出端；N個可連接到所述模擬輸出端的二進制加權(quán)電流源SIk，k＝0，1，…，N-1，每個電流源SIk包括等強度并聯(lián)的2k個單位電流源，SIunit；其中所述數(shù)字輸入位表示確定哪個電流源SIk，k＝0，1，…，N-1，連接到所述模擬輸出端，其特征在于附加單位電流源和用來自所述最大電流源SIN-1的電流IN-1代替電流 的裝置，其中I~N-1=(Σk=0N-2Ik)+Iunit]]>在該表達式中，Ik為來自所述電流源SIk的電流，Iunit為來自所述附加單位電流源的電流。
21.如權(quán)利要求20所述的數(shù)/模變換器，其特征在于還包括用以校準所述數(shù)/模變換器的校準裝置，所述校準裝置包括測量電流IN-1和 的裝置，以及建立所述各測量的電流之間的電流差ΔI的裝置，其中所述數(shù)/模變換器包括在數(shù)/模變換時通過從所述最大電流源的電流IN-1減去所述電流差ΔI形成 的裝置。
22.如權(quán)利要求21所述的數(shù)/模變換器，其特征在于所述用于建立電流差ΔI的裝置包括電流反射鏡。
23.如權(quán)利要求21或22所述的數(shù)/模變換器，其特征在于所述電流差ΔI保持在電流存儲器中，尤其是保持在包括電容器的電流存儲器中。
24.如權(quán)利要求20-23中任何一個所述的數(shù)/模變換器，其特征在于所述電流源是集成MOS晶體管。
25.一種電流控制的N位數(shù)/模變換器，它包括N個數(shù)字輸入端，每一個數(shù)字輸入端接收數(shù)字輸入位bi，i＝0，1，…，N-1，bN-1為最高有效位(MSB)；模擬輸出端；N個可連接到所述模擬輸出端的二進制加權(quán)電流源SIk，k＝0，1，…，N-1，每個電流源SIk包括等強度并聯(lián)的2k個單位電流源，SIunit；其中所述數(shù)字輸入位表示確定哪個電流源SIk，k＝0，1，…，N-1，連接到所述模擬輸出端，其特征在于附加單位電流源和用c(c為大于1的正整數(shù))個最大電流源SIN-1，SIN-2，…，SIN-C的電流IN-1，IN-2，…，IN-C代替電流I~N-1,I~N-2]]>，…， 的裝置，其中I~N-1=(Σk=0N-c-1Ik)+(Σj=N-cN-2I~j)+Iunit]]>I~N-2=(Σk=0N-c-1Ik)+(Σj=N-cN-3I~j)+Iunit]]>…I~N-c=(Σk=0N-c-1Ik)+Iunit]]>在所述表達式中，IK為來自所述電流源SIK的電流，Iunit為來自所述附加單位電流源的電流。
26.如權(quán)利要求25的數(shù)/模變換器，其特征在于包括校準所述數(shù)/模變換器的校準裝置，所述校準裝置包括測量電流IN-1，IN-2，…，IN-C和I~N-1,I~N-2]]>，…， 的裝置，建立電流差ΔIN-2=IN-2-I~N-2]]>，…，ΔIN-C=IN-C-I~N-C]]>的裝置，其中所述替代裝置包括通過從所述各電流IN-1，IN-2，…，IN-C中減去所述各電流差ΔIN-1，ΔIN-2，…，ΔIN-C形成所述各電流I~N-1,I~N-2,]]>…， 的裝置。
27.如權(quán)利要求25的數(shù)/模變換器，其特征在于包括校準所述數(shù)/模變換器的校準裝置，所述校準裝置包括測量電流IN-1，IN-2，…，IN-C和 的裝置；建立電流差ΔIN-1=IN-1-I~N-1]]>的裝置，以及以ΔIN-1的分數(shù)的形式提供電流差ΔIN-2=IN-2-I~N-2,]]>，…，ΔIN-C=IN-C-I~N-C,]]>的裝置，其中所述替代裝置包括通過從所述各電流IN-1，IN-2，…，IN-C中減去所述各電流差ΔIN-1，ΔIN-2，…，ΔIN-C形成所述各電流I~N-1,I~N-2]]>…， 的裝置。
28.如權(quán)利要求27所述的數(shù)/模變換器，其特征在于所述提供分數(shù)的裝置是利用N個二進制加權(quán)電流源之間相對失配的先有知識構(gòu)成的。
29.如權(quán)利要求26-28中任何一個所述的數(shù)/模變換器，其特征在于所述用于建立電流差ΔI的裝置包括電流反射鏡。
30.如權(quán)利要求26-29中任何一個所述的數(shù)/模變換器，其特征在于所述形成裝置包括并聯(lián)的電容器和晶體管。
31.如權(quán)利要求30所述的數(shù)/模變換器，其特征在于所述晶體管包括NMOS晶體管。
32.如權(quán)利要求30或31所述的數(shù)/模變換器，其特征在于所述晶體管包括PMOS晶體管。
33.如權(quán)利要求25-32中任何一個所述的數(shù)/模變換器，其特征在于所述電流源是集成MOS晶體管。
全文摘要
本發(fā)明涉及利用電流控制N位數(shù)/模變換器的方法及數(shù)/模變換器，所述數(shù)/模變換器包括N個可連接到共用輸出端的二進制加權(quán)電流源SI
文檔編號H03M1/80GK1411629SQ0180609
公開日2003年4月16日 申請日期2001年2月28日 優(yōu)先權(quán)日2000年3月6日
發(fā)明者O·安德松 申請人:艾利森電話股份有限公司