專利名稱：產生具有相互90°相差的兩個信號的制作方法
在很多領域中，一般都希望能產生相互有90°相差的兩個信號，這兩個信號都與一個輸入信號基本相同。需要這一信號組合的領域的例子比如有電視調諧器、移動電話(GSM，NMT)、無線電話(DECT)等等。眾所周知，在如電視調諧器中將正交信號用于鏡象抑制。
現(xiàn)有幾種技術可用于產生上述這種信號組合。這些現(xiàn)有技術中每種都有一些缺點。這些已知技術的一個例子是用門電路、觸發(fā)電路等分頻。這種已知技術的缺點是輸入信號的頻率必須選為是期望的0°和90°信號的頻率的至少兩倍。另一種技術是使用單獨的振蕩器產生兩個具有90°相差的輸出信號，該振蕩器通過鎖相環(huán)耦合到原始輸入信號。這種技術的缺點是它涉及相對多的電子電路和相對大的能量耗散。
本來就已知的另一種技術是使用相移網(wǎng)絡。相移網(wǎng)絡產生與輸入信號相同的、具有可設為90°的固定相位延遲的一個輸出信號。然而，迄今為止的相移網(wǎng)絡的缺點是它們要求輸入信號是正弦形的。更具體而言，盡管上述例子中的多數(shù)本地振蕩器可產生方波信號，但是迄今為止的相移網(wǎng)絡無法產生具有相互90°相差且都與方波形輸入信號至少基本相同的兩個輸出信號。
本發(fā)明旨在提供一種方法，該方法允許使用相移網(wǎng)絡產生具有相互90°相差的兩個輸出信號，卻沒有輸入信號需要是正弦形的限制。為此，本發(fā)明提供了一種方法和設備用于產生具有相互90°相差的兩個信號，如獨立權利要求所定義的那樣。從屬權利要求定義了有利的實施方案。在優(yōu)選的實施方案中，本發(fā)明提供了一種相移網(wǎng)絡，該相移網(wǎng)絡能接收方波信號并能輸出具有相互90°相差且都與輸入信號至少基本相同的兩個方波信號。
本發(fā)明基于這樣一個認識，即諸如由本地振蕩器產生的方波信號可近似為基波和有限數(shù)目的奇次諧波的傅立葉級數(shù)，這些波每個都是正弦形的。實際中，需要考慮的奇次諧波的數(shù)目取決于基波的頻率基波的頻率越高，則重要的奇次諧波數(shù)目越小。
因此，基于這一認識，本發(fā)明提出了一種相移網(wǎng)絡，該相移網(wǎng)絡可對輸入信號的基本傅立葉分量和至少三次諧波傅立葉分量，并且優(yōu)選地也可對五次諧波傅立葉分量這樣操作，使得這些分量偏移的時間量相同，都等于基本傅立葉分量周期的四分之一。
在優(yōu)選實施方案中，本發(fā)明的相移網(wǎng)絡包含無源多相濾波器。該濾波器具有將通帶內所有頻率分量偏移相同角度的固有特性。假設期望的偏移角度等于90°，則該固有特性對于五次諧波傅立葉分量來說是正確的，但對三次諧波傅立葉分量來說是錯誤的，后者應該偏移270°，等價于偏移-90°。本發(fā)明基于進一步的認識，即這等價于有負頻率的三次諧波傅立葉分量的+90°偏移。因此，按照本發(fā)明在這個優(yōu)選實施方案中，相移網(wǎng)絡具有一種頻率特征，它使有負頻率的三次諧波傅立葉分量通過而抑制有正頻率的三次諧波傅立葉分量。
通過下面對按照本發(fā)明的網(wǎng)絡的典型實施方案的描述將進一步闡明本發(fā)明的這些和其它方面、特征和優(yōu)點。
在附圖中，相同的參考序號表示相等或類似的部分，

圖1概念性地示意了多相濾波器；圖2A-C示意了多相濾波器是如何用來基于單相輸入信號而產生有正頻率的雙相輸出信號的；圖3A-C示意了傅立葉分量的偏移；圖4是概念性示意了按照本發(fā)明的設備的實施方案的框圖；圖5A-C示意了多相濾波器是如何用來基于單相輸入信號產生有負頻率的雙相輸出信號的；圖6示意了按照本發(fā)明的多相濾波器的頻率特征；以及圖7概念性示意了按照本發(fā)明的多相濾波器的簡單實施方案。
圖1概念性示意了多相濾波器10，它具有第一輸入端11、第二輸入端12、第一輸出端13和第二輸出端14。更具體而言，該多相濾波器10是雙相濾波器。多相濾波器本來就已為人熟知。比如，可參考J.Crols等在IEEE Press(IEEE出版社)1995年的ISSCC Digest of TechnicalPapers(ISSCC技術論文文摘)Vol.38 p.136-137(卷38第136-137頁)上的文章“A Full Integrated 900MHz CMOS Double QuadratureDownconvertor”(完全集成的900MHz CMOS雙正交下變頻器)。因此，這里不必對多相濾波器10的設計和操作作詳細解釋。然而，為了引入一些符號和表達式，這里要介紹多相濾波器10(雙相濾波器)操作的某些方面。
假設兩個輸入信號X11(ω)和X12(ω)分別加到兩個輸入端11和12，兩個輸入信號X11(ω)和X12(ω)是正弦形且頻率相同均為ω，但有90°的相差。這可寫為|φ11-φ12|＝90°[mod 360°]，其中φ11是加到第一輸入端11的第一輸入信號X11(ω)的相位，而φ12是加到第二輸入端12的第二輸入信號X12(ω)的相位?？蓞^(qū)分兩種情況1)X11(ω)超前，即φ11-φ12＝+90°2)X12(ω)超前，即φ11-φ12＝-90°正弦形的信號可用復數(shù)記法表示為X(ω)＝X·ejωt，記住實際物理信號是復表達式的實部。然后，上述φ11-φ12＝+90°和φ11-φ12＝-90°兩種情況可寫為X11(ω)＝X·ejωt和X12(ω)＝jX·ejωt使用X＝|X|·ejφ，可得Re(X11)＝|X|cos(ωt+φ)和Re(X12)＝|X|cos(ωt+φ+π/2)以致于ω＜0對應φ11-φ12＝+90°的情況，而ω＞0對應φ11-φ12＝-90°。
多相濾波器10在其輸出端13和14分別產生正弦形輸出信號Y13(ω)和Y14(ω)，這兩個信號具有與兩個輸入信號X11(ω)和X12(ω)相同的頻率ω。
還假設多相濾波器10具有的轉移特性H(ω)在X12(ω)＝jX11(ω)的情況下可表示為H(ω)＝Y13/X11＝Y14/X12(1)如果多相濾波器10的(歸一化)轉移特性H(ω)對于特定的正頻率ωX有下面等式(2)成立H(ωX)＝1和H(-ωX)＝0(2)則多相濾波器10可用來只基于一個輸入信號X11產生兩個輸出信號Y13和Y14＝jY13，正如將參考圖2A-C解釋的那樣。
圖2A中，第一輸入信號X11A＝X(ωX)被加到第一輸入端11，而第二輸入信號X12A＝jX11A＝jX(ωX)被加到第二輸入端12。由上式(1)和(2)得出，多相濾波器10接著分別在其兩個輸出端13和14產生第一輸出信號Y13A＝Y(ωX)和第二輸出信號Y14A＝jY13A＝jY(ωX)。
圖2B中，第一輸入信號X11B＝X(ωX)被加到第一輸入端11而第二輸入信號X12B＝-jX11B＝-jX(ωX)被加到第二輸入端12。由上式(1)和(2)得出，多相濾波器10接著分別在其兩個輸出端13和14產生零輸出信號Y13B＝0和Y14B＝0。
多相濾波器10是線性濾波器，這意味著如果兩個輸入信號相加，則對應的輸出信號也相加。圖2C中，圖2A和圖2B中分別使用的兩個輸入信號相加。
換言之，第一輸入端11接收到X11C＝X11A+X11B＝2X(ωX)，而第二輸入端12(未連接)接收到X12C＝X12A+X12B＝jX(ωX)+(-jX(ωZ))＝0然后，圖2A和圖2B的兩個輸出信號也相加；因此，多相濾波器10則在其兩個輸出端13和14分別產生第一輸出信號Y13C＝Y(ωX)和第二輸出信號Y14C＝jY(ωX)。
換言之，如果第一輸入端11接收到實值輸入信號X(ωX)而第二輸入端12為0，則多相濾波器10產生的第一和第二輸出信號為Y13(ωX)＝1/2·X(ωX)和Y14(ωX)＝1/2·jX(ωX)。這是具有90°相差的兩個實值輸出信號，也可表示為具有正頻率的正弦形雙相輸出信號。上面忽略了Y13(ωX)和X(ωX)間任何可能的相差。
應該指出上述解釋也可應用到Y14A的符號相反的情況。在這種情況下，雙相輸出信號可表示為具有負頻率。然而，也可將輸出端14視為“第一”輸出而輸出端13視為“第二”輸出。
因而，用多相濾波器就可基于一個輸入信號X(ωX)產生相互間有90°相差的兩個信號Y13(ωX)和Y14(ωX)。
上面作了兩個假設。一個假設是輸入信號X(ωX)是正弦形的。第二個假設是輸入信號X(ωX)的頻率ωX在式(2)成立的頻率區(qū)域內。此后這一頻率區(qū)域也表示為相反符號濾去通過區(qū)域，縮略為OSR通過區(qū)域，這表示區(qū)域內的頻率可通過而帶有相反符號的相等頻率被濾去或至少受到抑制。
迄今，至少出于所有實用目的，寬帶多相濾波器存在于OSR通過區(qū)域范圍從0到非常高的頻率，接近無限大的場景。多相濾波器也可設計來與工作于中心頻率為ωLO且?guī)挒锽WLO的特定頻帶的特定本地振蕩器協(xié)作；這些多相濾波器具有的OSR帶通區(qū)域與本地振蕩器的工作頻帶相符，對于其它所有頻率，轉移函數(shù)H(ω)為零。
然而，如果輸入信號是二進制信號而輸出信號也要求是二進制信號，則這種現(xiàn)有技術的多相濾波器不可能采用相同的簡單方法來基于一個輸入信號產生具有相互90°相差的兩個信號。更具體而言，在很多應用中，本地振蕩器會產生50％占空比的方波信號；上述的技術無法用于這種情況。下面會解釋這一點。
假設本地振蕩器產生的輸出信號A是有50％占空比、周期為T1的方波信號，如圖3A所示。眾所周知，這種方波信號A可展開為正弦形信號分量(傅立葉級數(shù))。這些正弦形信號分量包含基頻為ω1＝1/T1的基波，如圖3B表示為A1(ω1)。傅立葉級數(shù)還包含奇次諧波A3(ω3)，A5(ω5)，…，A2n+1(ω2n+1)，其中n＝1，2，3……。這里的頻率分量A2n+1(ω2n+1)是對于基波A1的(2n+1)次諧波，其頻率ω2n+1等于基頻ω1的(2n+1)倍。圖3B也示意了3次和5次諧波的一部分。
應該指出，盡管傅立葉級數(shù)一般是具有無窮數(shù)目的頻率分量的無窮級數(shù)，但在多數(shù)實際環(huán)境下可通過有限數(shù)目如五的傅立葉項來很好地近似來自本地振蕩器的輸出信號A。
如果多相濾波器用來基于這種方波本地振蕩器信號A產生正交信號，則多相濾波器可以上述方式對每個該正弦形傅立葉分量進行操作。因而，如果多相濾波器具有的相對較窄的OSR帶通特征只能容納本地振蕩器的基頻ω1，則多相濾波器只產生相互90°相差的兩個正弦形輸出信號Y13(ω1)和Y14(ω1)。盡管可以基于這種正弦形輸出信號構造方波信號，比如可通過使用有較大增益的放大器以致于信號會被削去，但這將還必需其它電路，而正弦形輸出信號中的另外的較小偏差會導致所構造的方波信號中的較大的時間偏差。為了提高零交叉的精確度，應考慮更多的傅立葉項。
另一方面，如果多相濾波器具有的相對較寬的OSR通過特征也能容納諧波頻率ω3，ω5，ω7等等，則多相濾波器不會以正確方式產生90°輸出信號，此后將參考圖3C解釋這一點。
第一，應該指出，兩個輸出信號Y13和Y14間要求的90°相差涉及到基頻ω1。因而實際上要求兩個輸出信號Y13和Y14相同，而在時間上相互間存在T1/4[mod T1]的時間距離的偏移。
第二，應該指出，為了達到第二輸出信號Y14等于第一輸出信號Y13偏移T1/4[mod T1]的目的，必需在創(chuàng)建第二輸出信號Y14時將輸入信號A的每個頻率分量A2n+1(ω2n+1)都偏移T1/4[mod T1]的時間距離。然而，如上所述，多相濾波器10具有使其通帶內所有頻率分量A2n+1(ω2n+1)都偏移90°相角的固有特性，測量這個90°的相移總是參照所考慮的信號分量的對應頻率ω2n+1。這個相移并不對應于所有頻率分量要求的時間偏移。
比如，對于基波A1和五次諧波A5、九次諧波A9等，T1/4的時間偏移分別對應于90°、450°、810°等相移，它們全都等價于各個+90°[mod 360°]相移；換言之，這些都是“匹配的”偏移。
然而，對于三次[七次]{十一次}諧波A3[A7]{A11}等，要求的T1/4的時間偏移分別對應于270°[630°]{990°}的相移，每種情況都等價于要求的-90°[mod 360°]相移。如前所述，傳統(tǒng)的多相濾波器無法傳遞這種相移。實際上，如果傳統(tǒng)的多相濾波器具有的相對較寬的OSR通過特征也可容納諧頻ω3，ω7，ω11等，則這些諧波同樣也錯誤地偏移+90°，即180°。
按照本發(fā)明的重要方面，如果對三次[七次]{十一次}諧波A3[A7]{A11}等施加額外的180°相移，則可克服這個問題。進行的方式例如可以是單獨選擇分離的諧波，比如借助于適當?shù)膸V波器，然后單獨處理每個諧波以致于每個單獨的諧波都能獲得所要求的+90°或-90°[mod 360°]偏移，并隨后組合該偏移的諧波。
圖4示意了一種實施方案，其中組合需要偏移+90°的諧波，并且使用一個單一寬帶多相濾波器10A來對所有那些諧波共同實施+90°偏移，而也要組合需要偏移-90°的諧波，并且使用一個單一寬帶多相濾波器10B來對所有那些諧波共同實施-90°偏移。圖4示意了電路1，該電路有用于接收來自本地振蕩器2的輸出信號A的輸入端3和用于產生同相輸出信號I和正交輸出信號Q的兩個輸出端8和9，I和Q都與輸入信號A相同。如上所示，本地振蕩器信號A是50％占空比、周期為T1的方波信號。如上所述，本地振蕩器信號A可展開為正弦形信號分量A1(ω1)，A3(ω3)，A5(ω5)，…，A2n+1(ω2n+1)，其中n＝0，1，2，3……。圖4的電路1設計來處理四個傅立葉分量，并且適合于從本地振蕩器輸出的信號A可用四個傅立葉分量來近似的情況。由下面的描述，本領域內的技術人員會明白，為了考慮較高階的傅立葉分量應如何對此實施方案進行補充。
電路1包含第一傅立葉分量選擇部分4，該部分選擇正交輸出信號Q中需要偏移+90°的那些傅立葉分量。它們是傅立葉分量A1(ω1)，A5(ω5)，A9(ω9)，…，A2n+1(ω2n+1)，其中n＝0，2，4，6……。對于其中每個傅立葉分量，第一傅立葉分量選擇部分4包含對應的帶通濾波器602n+1。在本實施方案中，第一傅立葉分量選擇部分4預定選擇基波A1(ω1)和五次諧波A5(ω5)。因而，第一傅立葉分量選擇部分4包含具有ω1-BW1/2到ω1+BW1/2間的頻率范圍內的通帶611的第一帶通濾波器601和具有ω5-BW5/2到ω5+BW5/2間的頻率范圍內的通帶615的第二帶通濾波器605。
這些帶通濾波器的輸入端子與輸入端3相連接，而這些帶通濾波器的輸出端子耦合到第一加法器71，第一加法器71的輸出耦合到第一多相濾波器10A的第一輸入端11A。因而，第一多相濾波器10A的第一輸入端11A接收到輸入信號X11A＝A1(ω1)+A5(ω5)。此第一多相濾波器10A的第二輸入端12A接收到零信號。
類似地，電路1還包含第二傅立葉分量選擇部分5，該部分選擇正交輸出信號Q中需要偏移-90°的那些傅立葉分量。它們是傅立葉分量A3(ω3)，A7(ω7)，A11(ω11)，…，A2n+1(ω2n+1)，其中n＝1，3，5……。對于其中每個傅立葉分量，第二傅立葉分量選擇部分5都包含對應的帶通濾波器602n+1。在本實施方案中，第二傅立葉分量選擇部分5預定選擇三次諧波A3(ω3)和七次諧波A7(ω7)。因而，第二傅立葉分量選擇部分5包含具有ω3-BW3/2到ω3+BW3/2間的頻率范圍內的通帶613的第三帶通濾波器603和具有ω7-BW7/2到ω7+BW7/2間的頻率范圍內的通帶617的第四帶通濾波器607。
這些帶通濾波器的輸入端子與輸入端3相連接，而這些帶通濾波器的輸出端子耦合到第二加法器72，第二加法器72的輸出耦合到第二多相濾波器10B的第二輸入端12B。因而，第二多相濾波器10B的第二輸入端12B接收到輸入信號X12B＝A3(ω3)+A7(ω7)。此第二多相濾波器10B的第一輸入端11B接收到零信號。
兩個多相濾波器10A和10B是寬帶多相濾波器，該濾波器至少對于實際頻率具有按照下式(3)的(歸一化)轉移特性H(ω)H(ω)＝1對于ω≥0和H(ω)＝0對于ω＜0 (3)實際上，兩個多相濾波器10A和10B可相同。
由上面對多相濾波器操作的解釋，很顯然，第一多相濾波器10A在其第一輸出端13A提供按照2Y13A＝X11A＝A1(ω1)+A5(ω5)的第一輸出信號Y13A，而在其第二輸出端14A輸出按照Y14A＝jY13A的第二輸出信號Y14A。也許第一輸出信號YA相對于輸入信號X11A具有特定時延ΔTA。
更進一步，由上面對多相濾波器操作的解釋，很顯然，第二多相濾波器10B在其第二輸出端14B提供按照2Y14B＝X12B＝A3(ω3)+A7(ω7)的第三輸出信號Y14B，而在其第一輸出端13B輸出按照Y13B＝-jY14B＝-jX14B的第四輸出信號Y13B。也許第三輸出信號Y14B相對于輸入信號X12B具有特定時延ΔTB；兩個多相濾波器10A和10B應該匹配以致于這兩個時延ΔTA和ΔTB相等。
第一多相濾波器10A的第一輸出端13A和第二多相濾波器10B的第二輸出端14B耦合到第三加法器73，第三加法器73的輸出端耦合到電路1的第一輸出端子8以提供第一輸出信號I＝Y13A+Y14B＝(A1(ω1)+A3(ω3)+A5(ω5)+A7(ω7))/2類似地，第一多相濾波器10A的第二輸出端14A和第二多相濾波器10B的第一輸出端13B耦合到第四加法器74，第四加法器74的輸出端耦合到電路1的第二輸出端子9以提供第二輸出信號Q＝Y14A+Y13B＝j(A1(ω1)-A3(ω3)+A5(ω5)-A7(ω7))/2圖4中提出的電路能令人滿意地運轉。然而，它需要兩個多相濾波器。優(yōu)選地，有在一個輸入端接收所有諧波的一個單一多相濾波器進行使隨后的諧波交替偏移+90°和-90°的步驟。
按照本發(fā)明，這樣的設計是可能的，因為額外的180°相移等效于使用多相濾波器中有負頻率-ω3，-ω7，-ω11等的傅立葉分量，將參考圖5A到5C解釋這一點。
假設，對于特定的正頻率ωX，多相濾波器10的轉移特性H(ω)服從下式(4)H(ωX)＝0和H(-ωX)＝1 (4)圖5A中，第一輸入信號X11A＝X(ωX)被加到第一輸入端11，而第二輸入信號X12A＝jX11A＝jX(ωX)被加到第二輸入端12。由上式(1)和(4)得出，多相濾波器10接著在其兩個輸出端13和14分別產生零輸出信號Y13(ωX)＝0和Y14(ωX)＝0。
圖5B中，第一輸入信號X11B＝X(ωX)被加到第一輸入端11，而第二輸入信號X12B＝-jX11B＝-jX(ωX)被加到第二輸入端12。由上式(1)和(4)得出，多相濾波器10接著在其兩個輸出端13和14分別產生第一輸出信號Y13B＝Y(ωX)和第二輸出信號Y14B＝-jY13B＝-jY(ωX)。
圖5C中，圖5A和圖5B中使用的兩個輸入信號分別相加。換言之，第一輸入端11接收到X11C＝X11A+X11B＝2X(ωX)，而第二輸入端12接收到X12C＝X12A+X12B＝jX(ωX)+(-jX(ωX))＝0。然后，圖5A和圖5B的兩個輸出信號也相加；因此，多相濾波器10就在其兩個輸出端13和14分別產生第一輸出信號Y13C＝jY(ωX)和第二輸出信號Y14C＝-jY13C＝-jY(ωX)。
換言之，對于式(4)應用的這些頻率ωX，如果第一輸入端11接收到實值輸入信號X(ωX)而第二輸入端12為零，則多相濾波器10產生第一和第二輸出信號Y13(ωX)＝1/2·X(ωX)和Y14(ωX)＝-1/2·jX(ωX)＝-jY13(ωX)。這是有-90°相差的兩個實值輸出信號，也表示為具有負頻率的正弦形雙相輸出信號。
基于這一認識，本發(fā)明提出了具有圖6所示的新頻率特征40的多相濾波器10，它適合與具有中心振蕩器頻率為ωLO和帶寬為BWLO的本地振蕩器一起使用。此頻率特征40具有正中心頻率為ω1＝ωLO和帶寬為BW1的第一OSR帶通區(qū)域41，該帶寬BW1基本上等于本地振蕩器的帶寬BWLO。更具體而言，圖6表示了在-ω1-BW1/2與-ω1+BW1/2之間的濾去范圍51中H(ω)＝0，即-ω1左右的頻率被有效地抑制。頻率特征40還具有負中心頻率為ω42＝-3ω1和帶寬為BW42的第二OSR帶通區(qū)域42，該帶寬BW42基本上等于第一OSR帶通區(qū)域41的帶寬BW1的三倍。更具體而言，圖6表示了在3ω1-3BW1/2與3ω1+3BW1/2之間的濾去范圍52中H(ω)＝0，即+3ω1左右的頻率被有效地抑制。鑒于此第二OSR帶通區(qū)域42(和對應的濾去區(qū)域52)，多相濾波器10可正確地處理三次諧波A3(ω3)。
優(yōu)選地，多相濾波器10也設計來正確處理五次諧波A5(ω5)。為此，頻率特征40還具有正中心頻率為ω43＝+5ω1和帶寬為BW43的第三OSR帶通區(qū)域43，該帶寬BW43基本上等于第一OSR帶通區(qū)域41的帶寬BW1的五倍。更具體而言，圖6表示了在-5ω1-5BW1/2與-5ω1+5BW1/2之間的濾去范圍53中H(ω)＝0，即-5ω1左右的頻率被有效地抑制。
優(yōu)選地，多相濾波器10也設計來正確處理七次諧波A7(ω7)。為此，頻率特征40還具有負中心頻率為ω44＝-7ω1和帶寬為BW44的第四OSR帶通區(qū)域44，該帶寬BW44基本上等于第一OSR帶通區(qū)域41的帶寬BW1的七倍。更具體而言，圖6表示了在+7ω1-7BW1/2與+7ω1+7BW1/2之間的濾去范圍54中H(ω)＝0，即+7ω1左右的頻率被有效地抑制。
一般而言，多相濾波器10具有N個OSR帶通區(qū)域，每個區(qū)域具有一個取決于ωn＝(-1)(n+1)·(2n-1)·ω1的中心頻率，n＝1，2，3，4，……N，而帶寬BWn基本等于第一OSR帶通區(qū)域41的帶寬BW1的(2n-1)倍。
實際中，若N＝2可能就足夠了，盡管優(yōu)選地N至少等于3。更優(yōu)選地，N≥5。
已經觀察到，對于最佳操作質量，N應該盡可能大。然而，考慮到連續(xù)的帶通區(qū)域帶寬會增加的事實，N不能選得無限大；如果相鄰的帶通和濾去區(qū)域相切就達到可能性的極限，這就是若N＝ω1/BW1+1的情況。
圖7示意了具有上述頻率特征40的多相濾波器110的相對簡單的實施方案，其中N＝2，即圖7的多相濾波器110對基波和三次諧波進行操作。多相濾波器110有四個輸入端子111、112、113、114和四個對應輸出端子121、122、123、124。第一(第二)[第三]{第四}輸出端子121(122)[123]{124}經過包含第一電阻R11(R12)[R13]{R14}和第二電阻R21(R22)[R23]{R24}串聯(lián)連接的第一(第二)[第三]{第四}傳送信道連接到第一(第二)[第三]{第四}輸入端子111(112)[113]{114}，所有的第一電阻R1i相互之間基本都相等，且所有的第二電阻R2i相互之間基本都相等。
在第一(第二)[第三]{第四}傳送信道的第一電阻R11(R12)[R13]{R14}和第二電阻R21(R22)[R23]{R24}之間的第一(第二)[第三]{第四}節(jié)點表示為N1(N2)[N3]{N4}。
第一(第二)[第三]{第四}輸入端子111(112)[113]{114}經過第一(第二)[第三]{第四}第一級電容C12(C23)[C34]{C41}耦合到第二(第三)[第四]{第一}節(jié)點N2(N3)[N4]{N1}，而第二(第三)[第四]{第一}節(jié)點N2(N3)[N4]{N1}經過第一(第二)[第三]{第四}第二級電容C21(C32)[C43]{C14}耦合到第一(第二)[第三]{第四}輸出端子121(122)[123]{124}。
第一和第三輸入端子111和113定義了第一信號輸入。圖7中，在第一信號輸入111、113以平衡的方式接收到來自本地振蕩器102的輸入信號A。
第二和第四輸入端子112和114定義了第二信號輸入。圖7中，這些端子并未連接到任何信號源或電壓源，即它們是浮動的。可替代地，它們也可連接到零。
第一和第三輸出端子121和123定義了第一信號輸出。圖7中，同相輸出信號I取自于這兩個輸出端子121和123。第二和第四輸出端子122和124定義了第二信號輸出。圖7中，正交輸出信號Q取自于這兩個輸出端子122和124。
圖7的多相濾波器110可設計用于基波ω1大約等于如GSM中使用的910MHz而窄帶帶寬大約為40MHz，而ω3大約為2730MHz，這是通過選擇如下參數(shù)近似值R11(R12)[R13]{R14} ＝22ΩR21(R22)[R23]{R24} ＝210.26ΩC12(C23)[C34]{C41} ＝2.568pFC21(C32)[C43]{C14} ＝820pF設計多相濾波器的本領域內的技術人員很清楚怎樣改動這些值才能獲得不同的ω1和ω3值。此外，設計多相濾波器的本領域內的技術人員也很清楚怎樣擴展圖7的電路才能處理五次諧波、七次諧波等等。
因而，本發(fā)明成功地提供了一種方法和設備用于產生每個都與來自本地振蕩器2的方波輸入信號A基本相同的兩個輸出信號I；Q，其中第一輸出信號I對于輸入信號A可有特定時間偏移，并且其中第二輸出信號Q對于第一輸出信號I偏移T1/4[mod T1]，T1是輸入信號A的周期。為了產生第一輸出信號I，對輸入信號A的傅立葉分量S1(ω1)，S3(ω3)，S5(ω5)，S7(ω7)，S9(ω9)，S11(ω11)等進行合并。
為了產生第二輸出信號Q，輸入信號A的傅立葉分量S1(ω1)，S5(ω5)，S9(ω9)等相移+90°而輸入信號A的傅立葉分量S3(ω3)，S7(ω7)，S11(ω11)等相移-90°，并且對輸入信號A的這樣偏移的傅立葉分量進行合并。
本領域內的技術人員應當清楚，本發(fā)明的范圍并不局限于上述的實例，但在不脫離如附帶的權利要求中所定義的本發(fā)明范圍的情況下，可以有幾種改動和修改。比如，圖4的實施方案中，具有的寬帶歸一化轉移特性為H(ω)＝1對ω≥0和H(ω)＝0對ω＜0的第二多相濾波器10B可替換為具有的寬帶歸一化轉移特性為H(ω)＝1對ω≤0和H(ω)＝0對ω＞0的多相濾波器，這種情況下第二加法器72的輸出可送到第一輸入端11B，第二輸入端12B接收到零信號，第一輸出端13B耦合到第一合并器73，而第二輸出端14B耦合到第二合并器74。
此外也有可能，為了產生第二輸出信號Q，輸入信號A的傅立葉分量S1(ω1)，S5(ω5)，S9(ω9)等被相移-90°而輸入信號A的傅立葉分量S3(ω3)，S7(ω7)，S11(ω11)等被相移+90°，并且對輸入信號A的這樣偏移的傅立葉分量進行合并。
還有，注意到上面對多相濾波器特征40的解釋只涉及±ω1，±ω3，±ω5，±ω7等左右的通帶或濾去帶，這些頻帶具有的帶寬分別為BW1，3BW1，5BW1，7BW1，BW1是本地振蕩器的期望帶寬。對于這些頻帶之間的頻率，還沒定義多相濾波器的特征。應該指出，原理上，這些頻帶外的多相濾波器的特征并非關鍵。畢竟，這些頻帶之間的頻率區(qū)域內不希望有頻率分量。因而，這些頻帶實際上可比提到的要寬；指示的帶寬應視為最小帶寬。另外，盡管圖6中特征40示意為通帶41、42、43、44與其間的零轉移函數(shù)的組合，但也可通過能描述為具有特定數(shù)目濾去區(qū)域51、52、53、54的寬帶帶通特征的一種特征來獲得期望的功能。
權利要求中，括號中的任何參考符號不應視為對權利要求的限制?！鞍边@個詞并不排除可能存在權利要求沒有列出的元件或步驟。每個元件前的“一個”并不排除可能存在多個這樣的元件。本發(fā)明的實現(xiàn)可通過包含幾個不同元件的硬件，和通過合適地編程的計算機來進行。在列舉了幾種裝置的設備權利要求中，有幾種裝置可通過一個且相同項的硬件來實施。在互不相同的從屬權利要求中引用了特定的措施，這個簡單事實并不表示不能使用這些措施的組合來獲益。
權利要求
1.用于產生對應于具有基頻(ω1)的輸入信號(A)的第一和第二輸出信號(I，Q)的方法，該輸出信號(I，Q)具有相互90°的相差，該方法包含提供(601，605)輸入信號(A)的預定數(shù)目的第一傅立葉分量A2n+1(ω2n+1)，n＝0，2，4，...，其中ω2n+1＝(2n+1)·ω1；對該第一傅立葉分量施加(10A)第一方向的90°相移(+90°)；提供(603，607)輸入信號(A)的預定數(shù)目的第二傅立葉分量A2n+1(ω2n+1)，n＝1，3，5，...；對該第二傅立葉分量施加(10B)相反方向的90°相移(-90°)；合并(73)該預定數(shù)目的第一傅立葉分量和該預定數(shù)目的第二傅立葉分量以提供該第一輸出信號(I)；以及合并(74)因而偏移的第一和第二傅立葉分量以提供該第二輸出信號(Q)。
2.按照權利要求1的方法，其中該第一傅立葉分量被送入適合于提供一致的輸出信號(Y13A)和+90°偏移的輸出信號(Y14A)的電路(10A)；其中該第二傅立葉分量被送入適合于提供一致的輸出信號(Y14B)和-90°偏移的輸出信號(Y13A)的電路(10B)；其中該一致輸出信號(Y13A；Y14B)相加(73)以提供該第一輸出信號(I)；以及其中該+90°偏移的輸出信號(Y14A)和該-90°偏移的輸出信號(Y13B)相加(74)以提供該第二輸出信號(Q)。
3.按照權利要求1的方法，其中通過使輸入信號(A)經過對應的帶通濾波器(60)以提供該第一傅立葉分量和該第二傅立葉分量。
4.按照權利要求1的方法，還包含提供多相濾波器(10)，該濾波器對于(-1)n·ω2n+1，n＝0，1，2，3，...左右的對應OSR帶通區(qū)域(41，42，43，...)中每個頻率(ω)都具有轉移特性H(ω)＝1和H(-ω)＝0，每個帶通區(qū)域(41，42，43，...)具有的帶寬(BW2n+1)至少等于一部分第一帶通區(qū)域(41)的帶寬(BW1)的(2n+1)倍；將輸入信號(A)送入該多相濾波器(10)的第一輸入端(11)；將零輸入信號送入該多相濾波器(10)的第二輸入端(12)；從該多相濾波器(10)的第一輸出端(13)取出第一輸出信號(I)；以及從該多相濾波器(10)的第二輸出端(14)取出第一輸出信號(Q)。
5.用于產生對應于在網(wǎng)絡輸入端(3)的輸入信號(A)的兩個輸出信號(I，Q)的相移網(wǎng)絡(1)，該輸出信號有相互90°的相移，該網(wǎng)絡(1)包含耦合到輸入端(3)、用于從輸入信號(A)至少選擇基波A1(ω1)的第一傅立葉分量選擇裝置(4)；耦合到輸入端(3)、用于從輸入信號(A)至少選擇三次諧波A3(ω3)的第二傅立葉分量選擇裝置(5)；具有輸入端(11A)、第一輸出端(13A)和第二輸出端(14A)的第一裝置(10A)，輸入端(11A)耦合到第一傅立葉分量選擇裝置(4)的輸出端，該第一裝置(10A)適應用于在其第一輸出端(13A)提供包含在其輸入端(11A)接收到的傅立葉分量的第一輸出信號(Y13A)并且用于在其第二輸出端(14A)提供包含與第一輸出信號(Y13A)相同但偏移了+90°的傅立葉分量的第二輸出信號(Y14A)；具有輸入端(12B)、第一輸出端(13B)和第二輸出端(14B)的第二裝置(10B)，輸入端(12B)耦合到第二傅立葉分量選擇裝置(5)的輸出端，該第二裝置(10B)適應用于在其第二輸出端(14B)提供包含在其輸入端(12B)接收到的傅立葉分量的第三輸出信號(Y14B)并且用于在其第一輸出端(13B)提供包含與第三輸出信號(Y14B)相同但偏移了-90°的傅立葉分量的第四輸出信號(Y13B)；第一合并裝置(73)，該裝置具有分別與該第一裝置(10A)的第一輸出端(13A)和該第二裝置(10B)的第二輸出端(14B)耦合的兩個輸入端，并具有與網(wǎng)絡(1)的第一輸出端(8)耦合的輸出端；以及第二合并裝置(74)，該裝置具有分別與該第一裝置(10A)的第二輸出端(14A)和該第二裝置(10B)的第一輸出端(13B)耦合的兩個輸入端，并具有與網(wǎng)絡(1)的第二輸出端(9)耦合的輸出端。
6.按照權利要求5的相移網(wǎng)絡(1)，其中包含第一帶通濾波器(601)的第一傅立葉分量選擇裝置(4)，該第一帶通濾波器(601)具有中心頻率(ω1)和帶寬(BW1)，并具有耦合到該輸入端(3)的輸入端；以及包含第二帶通濾波器(603)的第二傅立葉分量選擇裝置(5)，該第二帶通濾波器(603)具有的中心頻率(ω3)基本等于第一帶通濾波器(601)的中心頻率(ω1)的三倍，并且具有的帶寬(BW3)基本等于第一帶通濾波器(601)的帶寬(BW1)的三倍，該第二帶通濾波器(603)具有耦合到該輸入端(3)的輸入端。
7.按照權利要求6的相移網(wǎng)絡(1)，其中第一傅立葉分量選擇裝置(4)還包含第三帶通濾波器(605)，該第三帶通濾波器(605)具有的中心頻率(ω5)基本等于第一帶通濾波器(601)的中心頻率(ω1)的五倍，并且具有的帶寬(BW5)基本等于第一帶通濾波器(601)的帶寬(BW1)的五倍，該第三帶通濾波器(605)具有耦合到該輸入端(3)的輸入端；以及第一加法器(71)，該第一加法器(71)具有耦合到第一和第三帶通濾波器(601；605)的輸出端的輸入端。
8.按照權利要求7的相移網(wǎng)絡(1)，其中第二傅立葉分量選擇裝置(5)還包含第四帶通濾波器(607)，該第四帶通濾波器(607)具有的中心頻率(ω7)基本等于第一帶通濾波器(601)的中心頻率(ω1)的七倍，并且具有的帶寬(BW7)基本等于第一帶通濾波器(601)的帶寬(BW1)的七倍，該第四帶通濾波器(607)具有耦合到該輸入端(3)的輸入端；以及第二加法器(72)，該第二加法器(72)具有耦合到第二和第四帶通濾波器(603；607)的輸出端的輸入端。
9.按照權利要求8的相移網(wǎng)絡(1)，其中第一傅立葉分量選擇裝置(4)還包含對于n＝2，4，6，...其它帶通濾波器(602n+1)，該其它帶通濾波器(602n+1)具有的中心頻率(ω2n+1)基本等于第一帶通濾波器(601)的中心頻率(ω1)的(2n+1)倍，并且具有的帶寬(BW2+1)基本等于第一帶通濾波器(601)的帶寬(BW1)的(2n+1)倍，每個該其它帶通濾波器(602n+1)都具有耦合到該輸入端(3)的輸入端和耦合到該第一加法器(71)的輸入端的輸出端；并且其中第二傅立葉分量選擇裝置(5)還包含對于n＝3，5，7，...其它帶通濾波器(602n+1)，該其它帶通濾波器(602n+1)具有的中心頻率(ω2n+1)基本等于第一帶通濾波器(601)的中心頻率(ω1)的(2n+1)倍，并且具有的帶寬(BW2n+1)基本等于第一帶通濾波器(601)的帶寬(BW1)的(2n+1)倍，每個該其它帶通濾波器(602n+1)都具有耦合到該輸入端(3)的輸入端和耦合到該第二加法器(72)的輸入端的輸出端。
10.按照權利要求5的相移網(wǎng)絡(1)，其中該第一裝置(10A)包含多相濾波器，該多相濾波器具有寬帶歸一化轉移特性H(ω)＝1和H(-ω)＝0，并具有接收零輸入信號的另一輸入端(12A)；并且其中該第二裝置(10B)包含多相濾波器，該多相濾波器具有寬帶歸一化轉移特性H(ω)＝1和H(-ω)＝0，并具有接收零輸入信號的另一輸入端(11B)。
11.相移網(wǎng)絡(1；101)，包含用于接收來自本地振蕩器(2；102)的輸入信號(A)的輸入端(3；111，113)，該網(wǎng)絡適應用于在兩個輸出端(8，9；108，109)產生對應于輸入信號(A)并有相互90°相移的兩個輸出信號(I，Q)，網(wǎng)絡(1；101)包含具有第一輸入端(11；111，113)、第二輸入端(12；112，114)、第一輸出端(13；121，123)和第二輸出端(14；122，124)的多相濾波器(10；110)；多相濾波器(10；110)的第一輸入端(11；111，113)耦合到該輸入端(3)，而多相濾波器(10；110)的第二輸入端(12；112，114)耦合以接收零信號；多相濾波器(10；110)的第一輸出端(13；121，123)耦合到該第一輸出端(8)用于提供第一輸出信號(I)；多相濾波器(10；110)的第二輸出端(14；122，124)耦合到該第二輸出端(9)用于提供等于第一輸出信號(I)但偏移90°的第二輸出信號(Q)；其中多相濾波器(10；110)具有轉移特性(40)，該轉移特性(40)具有一個有中心頻率(ω1)和帶寬(BW1)的第一OSR帶通區(qū)域(41)和一個有中心頻率(-ω1)和帶寬(BW51)的相聯(lián)系的濾去區(qū)域(51)；以及其中轉移特性(40)包含具有基本等于-3ω1的中心頻率ω42和帶寬(BW42)的第二OSR帶通區(qū)域(42)和具有基本等于3ω1的中心頻率和帶寬(BW52)的相聯(lián)系的濾去區(qū)域(52)。
12.按照權利要求11的相移網(wǎng)絡(1)，其中該多相濾波器(10)的轉移特性(40)包含預定數(shù)目的其它OSR帶通區(qū)域和相聯(lián)系的濾去區(qū)域，每個這種其它OSR帶通區(qū)域具有基本等于(-1)n·(2n+1)ω1的中心頻率和帶寬BW2n+1，而該濾去區(qū)域具有基本等于(-1)n+1·(2n+1)ω1的中心頻率和帶寬BW2n+1。
13.按照權利要求11的相移網(wǎng)絡(1)，其中第一OSR帶通區(qū)域(41)的中心頻率(ω1)基本等于本地振蕩器(2；102)的預期傳輸頻帶的中心頻率(ωLO)，并且其中第一OSR帶通區(qū)域(41)的帶寬(BW1)至少等于本地振蕩器(2；102)的該預期傳輸頻帶的預期帶寬(BWLO)；并且其中該其它0SR帶通區(qū)域和對應濾去區(qū)域的帶寬BW2n+1至少等于本地振蕩器(2；102)的該預期傳輸頻帶的該預期帶寬(BWLO)的(2n+1)倍。
14.用于提供相互90°相差的兩個方波信號(I；Q)的設備，該設備包含按照權利要求5的網(wǎng)絡和耦合到網(wǎng)絡(1)的輸入端(3)的本地振蕩器(2；102)。
15.按照權利要求14的設備，其中本地振蕩器(2；102)和網(wǎng)絡(1)一起實現(xiàn)為單片集成電路。
16.按照權利要求14的設備，其中ω1基本等于本地振蕩器(2；102)的中心頻率(ωLO)，并且其中BW1基本等于本地振蕩器(2)的帶寬(BWLO)。
17.用于接收和處理已調制的載波的裝置，比如TV調諧器或電信設備，該裝置包含按照權利要求5的相移網(wǎng)絡，或者按照權利要求14的設備。
全文摘要
描述了用于產生兩個輸出信號(I；Q)的一種方法和設備，每個輸出信號都與來自本地振蕩器(2)的方波輸入信號(A)基本相同，其中第一輸出信號(I)對于輸入信號(A)可有一定的時間偏移，并且其中第二輸出信號(Q)對于第一輸出信號(I)偏移T1/4[mod T1]，T1是輸入信號(A)的周期。為了產生第一輸出信號(I)，對輸入信號的傅立葉分量(S1((1)、S3((3)、S5((5)、S7((7)、S9((9)、S11((11)等)進行合并。為了產生第二輸出信號(Q)，輸入信號的傅立葉分量(S1((1)、S5((5)、S9((9)等)相移+90°而輸入信號的傅立葉分量(S3((3)、S7((7)、S11((11)等)相移－90°，并對輸入信號的這樣偏移的傅立葉分量進行合并。
文檔編號H03K5/15GK1443394SQ01808173
公開日2003年9月17日 申請日期2001年11月29日 優(yōu)先權日2000年12月18日
發(fā)明者E·F·斯蒂克沃爾特 申請人:皇家菲利浦電子有限公司