專利名稱：負載電容補償緩沖器,其設備及方法
技術領域：
本發(fā)明總體上涉及輸出緩沖器，特別是負載電容補償輸出緩沖器。
背景技術：
眾所周知，在半導體工業(yè)中要通過控制信號的轉換速率來限制信號的瞬時效應。未經(jīng)調節(jié)的緩沖器的轉換速率依負載電容而變。使用驅動器輸出的反饋路徑控制驅動器輸入，并使用諸如蛇形柵極(snakedgates)之類的布圖技術，可以控制轉換速率的負載依賴性。瞬時效應，比如傳輸線效應反射、節(jié)點間串擾和過沖/振蕩效應，可以通過利用反饋來控制各輸出節(jié)點的轉換速率而減小。
例如，轉換速率可以通過在控制電壓和輸出級的輸出信號間連接一個電容器來控制。電容器用來提供緩和輸出瞬變電流必需的反饋。與這種電路的輸出級相關的一個缺點是在克服前置驅動器的驅動電流時需要大電容來驅動一個輸出上拉和/或下拉柵極(output pull-upand/or pull-down gates)。為了確保前置驅動器的驅動電流能夠不受過程變化影響地被平衡，可使用一般需要特殊加工的精密串聯(lián)電阻。
另一種轉換速率控制的實現(xiàn)是使用開關差動放大器來比較輸出信號和一個偏置(Pulling)參考電容器的一個端子的晶體管產(chǎn)生的信號。這個實施方案使用單個驅動器，其輸出依賴于這個驅動器的輸出信號和與參考電容器相關的信號之間的關系。因為每個差動對的放大器的一個引線會直接驅動上拉或下拉驅動器(pull-up or pull-down driver)的末級輸出晶體管，通常需要大的開關放大器(switched amplifier)，而大開關放大器的缺點是速度慢。
常規(guī)的轉換速率控制器在達到預先設定的電壓對時間的微分值(dV/dt)時對信號轉換作出響應，從而對dV/dt作出限制。然而，盡管這種轉換速率控制器一般是通過控制dV/dt來影響轉換速率，它對直接控制電流對時間的微分值(dI/dt)卻幾乎不起作用。一般，不同負載的dI/dt波形的初始成分基本上相同，且為在常規(guī)轉換速率控制器響應dV/dt時就已經(jīng)產(chǎn)生的脈沖的形式。這樣，盡管dV/dt可用常規(guī)方法控制，而dI/dt中的初始脈沖卻基本不受影響，因為dI/dt的增加先于dV/dt大小的增加。
初始dI/dt成分的相似性表明它們實際上是獨立于負載的，不像dV/dt是與負載相關的。在緩沖器的一次信號轉換過程中，一個相對較大的負載(例如在一個實施例中為30pF)的dV/dt波形一般是平滑地從零V/S變化到最大值然后又回到零，而一個相對較小的負載(例如在一個實施例中為5pF)的dV/dt波形的幅度一般會更加急劇地增加，因為電容小。相比較而言，dI/dt初值主要是輸出晶體管電流驅動和輸出晶體管控制電壓通過接通閾值時的速率的函數(shù)。對集成電路上一組常規(guī)驅動器中的每一個而言，在信號轉換期間，dI/dt值一般在基本上同一瞬時達到峰值，其幅度與負載基本上無關。這樣，當一組驅動器同時被接通時，產(chǎn)生的總的dI/dt初值就是各個驅動器的dI/dt初值的和。這個總的dI/dt通常是產(chǎn)生電磁干擾(EMI)和其他不受歡迎的瞬時效應的關鍵因素。
現(xiàn)有技術還有需要在半導體上用特殊工藝制造驅動器等其他缺點。例如，根據(jù)所需晶體管尺寸，需要雙重多工藝(double polyprocesses)或者需要能提供精密電阻的工藝。
因此，需要有負載電容輸出緩沖器來控制基線過程中的dV/dt和dI/dt。


參見附圖可以更好地理解本發(fā)明的下述實施例，附圖中圖1用示意圖和方框圖說明本發(fā)明一個驅動器的一部分的具體實施例。
圖2用方框圖說明本發(fā)明的一個驅動器。
圖3用方框圖詳細說明圖2中驅動器的一部分。
圖4用示意圖和方框圖詳細說明圖2和圖3的一部分。
圖5、6和8用曲線圖說明本發(fā)明一個實施例的電壓、電流和電流對時間的微分的曲線。
圖7用流程圖說明本發(fā)明的一個方法。
圖9用方框圖說明本發(fā)明驅動器的另一個實施例。
具體實施例方式
以下試圖詳細描述本發(fā)明的至少一個實施例，但該實施例不得視為對本發(fā)明的限制。相反，有無數(shù)種變化可能落入本發(fā)明的由權利要求限定的范圍。
激勵主驅動器來驅動輸出信號以響應輸入信號。響應該輸入信號生成參考信號。將該輸出信號與參考信號作比較。當輸出信號落后于參考信號一個預定量時，輔助驅動器就會被激活。
在一個實施例中，設備，比如集成電路、微處理器、無線通訊設備、計算機系統(tǒng)等，含有驅動輸出信號到輸出端子的驅動電路。輸出信號對應于在驅動電路輸入端接收的輸入信號。驅動器電路含有主、輔驅動器和轉換速率控制電路。主驅動器與驅動器電路的輸入和輸出端子連接。轉換速率控制電路與驅動器電路輸入端連接。輔驅動器與轉換速率控制電路和輸出端子連接。轉換速率控制電路控制對輔驅動器的激勵。例如，轉換速率控制電路可以含有在激活主驅動器后激活輔驅動器的電路(進一步的例子是，基于參考信號和輸出信號的比較，其中，參考信號和輸出信號相比至少相差一個信號幅度和/或時滯閾值)。轉換速率控制電路還可以含有將輸出信號的轉換增強到一定程度的電路，該程度取決于輸出信號和參考信號的差的大小。轉換速率控制電路還可以含有確定(例如提前或延遲)輔驅動器的去激勵時間的電路。
另一個實施例中，設備含有主、輔驅動器和電壓變化測量電路。連接該電壓變化測量電路連接是為了提供取決于主驅動器輸出的電壓對時間的變化的控制信號。輔驅動器連到該電壓變化測量電路和主驅動器，輔驅動器是否激活依賴于控制信號。
另一個實施例中，需要時用輔驅動能力驅動輸出信號的方法包括如下步驟響應對輸入信號的接收，激活主驅動器而驅動輸出信號；響應對該輸入信號的接收而生成參考信號；比較所述輸出信號和參考信號；如果輸出信號比參考信號滯后一個時滯閾值，則激活輔驅動器。
在另一個實施例中，利用條件輔驅動能力驅動輸出信號的方法包括下列步驟響應主驅動器對輸入信號的接收，啟動對輸出信號的轉換的驅動；響應于輸出信號，由輔驅動器增強對輸出信號的轉換的驅動。
圖2為本發(fā)明的含有負載電容補償緩沖器205的系統(tǒng)201。該系統(tǒng)201可以是分立緩沖器元件，微處理器的一部分或者是含有緩沖器的計算機系統(tǒng)的一部分。圖示的緩沖器205的實施例含有前置驅動器210和230、上拉驅動器(pull-up driver)220、下拉驅動器(pull-downdriver)240和端子250。
當啟用緩沖器205輸出到端子250時，前置驅動器210和230將被設置來接收公共信號或類似信號(未示出)，分別向節(jié)點211和231提供信號IN 1和IN 2。上拉驅動器220接收信號IN 1，該驅動器220接下來驅動端子250。下拉驅動器240會接收信號IN 2，接著驅動端子250。
前置驅動器210和230用來調節(jié)公共信號，使之能達到分別由驅動器220和240利用的要求。這種前置驅動器調節(jié)包括定時控制，以保證上拉驅動器220和下拉驅動器240不被同時激活，以及信號IN 1和IN 2的電壓和電流的調節(jié)，以保證與驅動電路220和240內部組件的正確耦合。
上拉驅動器220在上拉轉換過程中控制端子250處的信號的轉換速率(dV/dt)和dI/dt。上拉驅動器220含有主驅動器和輔驅動器。主驅動器提供相對于端子250處的負載具有相對穩(wěn)定的峰值的初始dI/dt。輔驅動器提供幅度的峰值相對于主驅動器的dI/dt峰值延遲的初始dI/dt(例如圖6中波形的正值部分)，然而，輔驅動器的初始dI/dt峰值可能會根據(jù)端子250上的負載電容而變化。下拉驅動器240以相似的方式提供主、輔驅動器。
通過提供作為例如每個上拉驅動器220和下拉驅動器240的一部分的多個驅動器時，初始dI/dt值基于電容性負載在時間上分散開，且dI/dt的大小隨負載而變。因此，各個緩沖器的初始dI/dt峰值就減小了。當集成電路上的數(shù)個I/O驅動器同時打開時，集成電路總的初始dI/dt值與常規(guī)電路總的初始dI/dt值相比也減小。
圖3圖示了圖2中的下拉驅動器240的更詳細的視圖。下拉驅動器240含有轉換速率控制器320、可選擇的過濾器350、輔驅動器340及主驅動器360。另外，圖3圖示了由下拉驅動器240驅動的端子250。本領域的技術人員可以認識到可以存在一個對應的擁有與圖3所示及此處所述類似和/或互補的元件和功能的上拉驅動器220。
端子250由主驅動器360及輔驅動器340驅動。主驅動器360接收來自前置驅動器的信號IN 2。作為響應，主驅動器360驅動端子250。轉換速率控制器320接收信號IN 2和代表輸出端子250的信號?；谶@兩個信號，轉換速率控制器320向輔驅動器340提供控制信號，后者又驅動端子250。調節(jié)供轉換速率控制器320使用的輸出信號的可過濾器350接收端子250處的信號。
除控制主驅動器360外，信號IN 2還用于產(chǎn)生轉換參考信號，后者是主驅動器360產(chǎn)生的輸出信號的理想表示。由主驅動器360產(chǎn)生的輸出信號的理想表示是指基于信號IN 2(該信號也控制控制主驅動器360)由轉換參考信號發(fā)生器322產(chǎn)生的隨時間變化的參考信號。另外，該表示之所以被認為是理想的，是因為它與負載變化無關?；谵D換參考信號和來自輸出端子250的信號，轉換速率控制器320控制是否激活輔驅動器。
一般地，如果輸出信號電壓滯后某個預先確定的差值或者可以是固定值的Δ值，輔驅動器就會被激活。如果這樣，就表明端子250的輸出信號的轉換速率可以得到額外的驅動。因此，轉換速率控制器320產(chǎn)生一個控制信號來驅動輔驅動器的柵極，從而增強主驅動器360。
除了轉換參考信號發(fā)生器322，轉換速率控制器320還含有一個延時斷開部件326和一個比較器324。比較器324從端子250接收可以被可選過濾器350過濾的輸出信號的表示和來自轉換參考信號發(fā)生器322的轉換參考信號。當來自端子250的信號是一個電壓閾值或者高于轉換參考信號的電壓時，一個控制信號就通過延時斷開部件326驅動輔驅動器。延時斷開部件326在比較器停止驅動后擴展或者保持輔驅動器的所述控制信號。
轉換參考信號發(fā)生器322和比較器324的組合與轉換參考信號相比延遲了控制信號的產(chǎn)生。在一種實施方式中，延遲是與比較器326相關的閾值電壓的結果。在另一個實施方式中，例如由轉換參考信號發(fā)生器在比較器324之前產(chǎn)生延時。產(chǎn)生的延時量決定了在主、輔輸出驅動器初始dI/dt峰值間存在多少時間間隔。這有助于通過主、輔輸出晶體管的組合源降低總的dI/dt值。
圖5圖示了對于各種電容值，端子250的電壓和輔驅動器340上的控制信號電壓的曲線圖。特別的，曲線520代表了端子250處當負載分別是5pF、20pF、35pF和50pF時的電壓。曲線510表示對各種負載電容，驅動輔驅動器340的柵極的信號電壓。曲線510表明，對較低的電容負載，輔驅動器340的柵極并沒有象在較高的電容負載時那樣飽和。一旦輔驅動器的柵極開始轉換，曲線520代表的端子電壓就被輔驅動器改變。從圖5中可以看出，520那組中的每條曲線的斜率基本上是接近的，這表明轉換速率相近。
圖6圖示了代表端子250處的信號的dI/dt的曲線，這些dI/dt曲線與圖5的曲線520是相聯(lián)系的(注意，產(chǎn)生圖6的電流曲線包含在圖8中，在此不再詳述)。曲線610在615處有一個基本上相同的dI/dt值，它是主驅動器360的初始dI/dt。主驅動器的該初始dI/dt并不隨電容負載顯著變化。然而，與輔驅動器340相聯(lián)系的初始dI/dt成分隨著電容負載而變化。
輔驅動器的初始dI/dt相對于主驅動器的dI/dt成分有偏移(大約1ns)。這是轉換參考信號發(fā)生器322和比較器324引起的延遲。輔驅動器的初始dI/dt值取決于端子250處的負載電容。例如，對一個50pF的負載，輔驅動器340產(chǎn)生的初始dI/dt分量的觀測值約為28MA/s(兆安/秒)；對35pF的負載，可歸因于輔驅動器340的初dI/dt分量的觀測值約為20MA/s；對20pF的負載，輔驅動器340的初始dI/dt分量的觀測值約為18MA/s；對5pF的負載，輔驅動器340的初始dI/dt分量的觀測值與主驅動器360產(chǎn)生的分量相比是可以忽略的。
延遲輔驅動器電流的產(chǎn)生是有好處的，因為這使與驅動器240相聯(lián)系的總的dI/dt分布到較長的時間段中，從而降低了dI/dt的大小。另外，允許輔驅動器初始dI/dt隨電容變化也防止了過激勵(overdriving)。這就比一些常規(guī)設計有優(yōu)勢，常規(guī)設計用基于最大期望負載和最大允許傳播延遲的dI/dt特征值驅動所有輸出端子。此等設計不能限制與dI/dt相關的EMI。
圖4更詳細地描述了圖3方框圖的一個具體實施例。具體地，圖4含有具體說明圖3中的一個具體實施例的電路和方框圖元件。圖7描述了一個與此處描述的電路的功能相關的方法的流程圖。
在工作時，換向電平移動器410和前置驅動器405收到所述信號IN(參見圖7中的步驟710)。圖2中的前置驅動器230與圖4中的前置驅動器405是類似的。電平移動器410是可選部件，一般用于在核心正電源電壓和一個不同的(一般是更高的)與驅動器240(IO-VDD)相聯(lián)系的正電源電壓之間提供一個接口。在這個實施例中，電平移動器用于確保p型MOSFET424能被完全截止。前置驅動器405之輸出驅動作為主驅動器的n型晶體管460的控制極(見圖7的步驟720)和作為轉換參考信號發(fā)生器422的n型晶體管420的控制極。這樣，晶體管420就用作晶體管460的電流反射鏡(current mirror)。
在圖4描述的實施例中，轉換參考信號發(fā)生器422與圖三中的轉換參考信號發(fā)生器322類似。轉換參考信號發(fā)生器422含有一個反射(mirror)主驅動器晶體管460的n型晶體管420、一個p型晶體管和一個電容器430。反射晶體管420有一個與前置驅動器405相連的控制電極、一個第一電流電極和一個與參考電壓Vss電壓相連的第二電流電極。p型晶體管424有一個與下拉驅動器240(IO-VDD)的固定參考電壓相連的第一電流電極，與晶體管420的第一電流電極相連的第二電流電極及一個與反向電平移動器410相連的控制電極。電容器430含有一個與IO-VDD相連的第一電極，還有一個與晶體管420的第一電極相連的第二電極。
在工作時，轉換參考信號發(fā)生器422的晶體管420提供反射(mirror)主驅動器460的電流(見圖7中的步驟730)。在一個實施例中，晶體管420大約是主驅動器460的選通脈沖寬度的十分之一。這個反射電流在電極425處產(chǎn)生一個隨時間變化的信號。
來自電極425的信號被提供給晶體管429的控制電極，該晶體管429作為轉換參考信號發(fā)生器422從所述電極425輸出的信號和端子250的信號的比較器。晶體管429有一個第一電流電極與端子250相連，還有一個第二電流電極提供控制信號。
延時斷開部件426與圖3中的延時斷開部件326相似，含有電容器427和電阻元件428。該電容器427有一個第一電極與晶體管429的第二電流電極相連，還有一個第二電極與Vss相連。所述電阻元件428有一個第一電極與電容器427的第一電極相連，另有一個第二電極與Vss相連。在工作中，延時斷開部件426的電容器427在比較晶體管429接通時充電。結果是在晶體管429截止后輔驅動器440的控制電極會被驅動一段預定的時間。
晶體管440與圖3中的輔驅動器340相似。晶體管440有一個第一電流電極與端子250相連，一個第二電流電極與Vss相連及一個控制電極與電容器427的第一節(jié)點相連。運行時，晶體管429作為一個電壓差測量電路，判斷端子250的電壓和轉換參考信號在節(jié)點425處的電壓之間的電壓差6值何時大于預定的Δ值。在圖示的具體實施例中，Δ值等于晶體管429的閾值電壓(見圖7的步驟740)。因此，當δ值大于閾值電壓Δ時，晶體管429導通，導致輔驅動器440有效驅動端子250(見圖7的步驟750)?；诰w管429的閾值電壓，晶體管429的輸出信號相對于在其柵極收到的轉換參考信號被延遲。一旦激活，晶體管429就增強輸出信號的電流驅動(見圖7的步驟760)。
注意，電阻元件428一般是選作有源裝置。通過使用有源裝置，過程、溫度和電壓的變化可以降到最小，因為可以選擇有源器件，使之總體上跟蹤與輔驅動器440相關聯(lián)的變化。結果，可以對各種過程和工作條件維持相對一致的電流性能。另外，元件428使用有源器件，使制造高精度的電阻器的特殊工藝不再是必需的了。
圖9圖示了本發(fā)明的另一實施例，其中用到了多個輔驅動器940和941。這種實施方式使得EMI和dI/dt的其它效應可以得到進一步的控制和消除。例如，通過進一步延遲驅動器電流的生成，使得與驅動器相關聯(lián)的總的dI/dt分布到更長的時間段上，從而減小dI/dt的值。
圖1圖示了本發(fā)明的另一個實施例，其中，響應輸入信號而激活主驅動器去驅動輸出信號，響應該輸入信號的相似但有相移(例如延遲)的信號而激活輔驅動器去驅動所述輸出信號。盡管輔驅動器在該實施例中接收的是延時信號，但在另外的實施例中，主驅動器也可以接收延時信號。當輸出信號上升到預定閾值時，輔驅動器又回到非激活狀態(tài)。在圖1的實施例中，IO-VDD和核心VDD(core VDD)基本上是相同的正電源電壓。
在工作中，前置驅動器1010收到所述信號。前置驅動器1010的輸出驅動主下拉驅動器1030的控制電極。延時電路1050產(chǎn)生IN2D，它是表示相對于IN延遲預定時間間隔的IN信號的信號。IN2D信號接下來被輔前置驅動器1020接收。輔前置驅動器1020的輸出驅動輔下拉驅動器1040的控制電極。圖4中的前置驅動器405與圖1的前置驅動器1010是相似的。圖4的主下拉驅動器460和圖1的主下拉驅動器1030是相似的。圖4中的轉換參考信號發(fā)生器422和比較器429在本實施例中由圖1中的延時部分1050和前置驅動器1020的p型晶體管取代。圖4中的延時斷開部分426在本實施例中被圖1中的反相器1070和前置驅動器1020的n型晶體管取代。
在該實施例中，反相器1070的輸入端接收來自端子1090的可由可選過濾器1060過濾的輸出信號的表示信號(representation)。在這個例子中，這樣確定反相器1070中的n型和p型晶體管的規(guī)格，使反相器1070的斷路點(trip point)是一個低于VDD的p-MOSFET閾值。這樣，當輸出端子1090被拉到低于VDD的閾值或更高時，反相器1070的輸出使得輔前置驅動器1020恢復非激活狀態(tài)，后者又使輔下拉驅動器1040恢復非激活狀態(tài)。
在主下拉驅動器1030開始拉動(pulling)輸出端子1090后，輔下拉驅動器1040的關斷引起某種總反饋延遲。為方便起見，把這種總反饋延遲分為第一延遲和第二延遲。第一延遲系可歸因于輸出端子1090被拉到低于VDD的閾值的輸出轉換延遲。第二延遲是通過反相器1070和輔前置驅動器1020的信號傳播延遲。在一個實施例中，輸出轉換延遲與通過反相器1070和輔前置驅動器1020的傳播延遲是基本相當?shù)?。這樣，輔下拉驅動器1040的工作時間(duty time)基本上隨所述輸出轉換延遲而變化，后者又基于端子1090上的負載而變化。
本領域的普通技術人員可以對本發(fā)明輕易加以變化。例如，本領域的普通技術人員很容易修改圖3中的電路，以提供類似于討論過的下拉驅動器的上拉驅動器。
另外，電阻和電容元件可以是有源器件。而且，也可使用不同于已在此描述過的晶體管(無論是雙極的還是場效應的等)實施本發(fā)明的其他實施例。此外，盡管本發(fā)明的描述使用的是有控制電極和電流電極的晶體管，也可以使用其他術語，比如控制和電流端子、電流處理端子(current handling terminals)、電流節(jié)點等。而且，盡管本發(fā)明的描述使用的是場效應晶體管(FETs)，但應注意絕緣柵FETs(IGFETs)通常稱為MOSFET器件(Metal-Oxide-SemiconductorField Effect Transistor(金屬氧化物半導體場效應晶體管)的首字母縮寫)，盡管柵極材料可以是多晶硅或是除金屬外的其它材料，電介質可以是氮氧化合物、氮化物或除氧化物外的其它材料。除非上下文表明有此限制，使用如MOSFET這樣的慣用術語不得僅從字面上理解為具有氧化物電介質的金屬柵極FET。
因為上述詳細的描述只是舉例，當說到“一個實施例”時，是指一個舉例的實施例。相應地，在上下文中使用詞語“一個”時，并非指有且僅有一個實施例有所描述的特征。相反，有許多其他的實施例可以(而且通常是確實)有這個舉例的“一個實施例”的所描述的特征。按此使用方式，當針對一個實施例描述本發(fā)明時，它僅僅是本發(fā)明許許多多可行的實施例之一。
盡管上文詳細說明了說明書中詞語“一個實施例”的使用，本領域的技術人員可以理解，如果權利要求中的某要素為特定數(shù)目，應在權利要求中明示，否則不存在這樣的限制。例如，在權利要求中，當一個權利要求要素被描述成有“一個”(one)特征，其目的是說該要素限于所描述的一個特征而且僅有一個該特征。此外，當權利要求中的某要素描述成包括某(不定完詞a，中文中通常不譯出來)特征時，并不是說限于且僅限于一項所描述的特征。相反，舉例來說，權利要求包括某特征應理解為有關設備或方法包括一個或多個所述特征。也就是說，由于有關設備或方法包括某特征，該權利要求指的是不管這個設備或方法是否包括另一相同的特征。申請人在此將權利要求中某特征前的不定冠詞“a”用作非限定性的，這與過去被許多法院采納的解釋相同，盡管可以找到與此相反的在先判例法。類似的，當權利要求中的某要素被描述成包括或含有某一前面提過的特征(如“該(所述)”特征)時，那不是說該要素有且僅有一項所描述的特征。此外，權利要求中諸如“至少一個”和“一個或多個”的引導語的使用不應理解為用不定冠詞“a”和“an”引導另一權利要求要素就將任何包含該權利要求要素的權利要求限定為僅包含一個該要素的發(fā)明。即使在同一權利要求中包含引導語“至少一個”和“一個或多個”和不定冠詞“a”和“an”時，也應作上述理解。同樣，這也適用于定冠詞。
以上描述旨在描述至少一個本發(fā)明的實施例。以上描述并非在限定本發(fā)明的范圍。相反，本發(fā)明的范圍描述在下面的權利要求中。這樣，盡管圖示和描述的是本發(fā)明的特定實施例，基于以上的說明，對本領域的熟練技術人員來說，顯然可以使用不脫離本發(fā)明范圍的各種修改、替換結構和等同物。從而，權利要求的范圍涵蓋了一切落在本發(fā)明范圍和精神實質之內的變化、修改等。此外，應理解，本發(fā)明僅由所附權利要求限定。以上說明并非想窮盡本發(fā)明的所有實施例。除非另有明述，在此展示的例子均是非限定性和非排它的例子，無論“非限定性”、“非排它的”之類的術語是否針對每個例子進行了表述。盡管盡量列出了一些舉例的實施例及其變化，在權利要求所定義的本發(fā)明的范圍內仍有其他的實施例及其變化。
權利要求
1.一種包括響應在驅動器電路輸入端收到的輸入信號驅動輸出端子(250)上的輸出信號的驅動器電路的設備，該驅動器電路包括與驅動器電路輸入端和所述輸出端子相連的主驅動器(360)；耦合接收所述輸入信號和所述輸出信號的轉換速率控制電路(320)；及與所述轉換速率控制電路和所述輸出端子連接的輔驅動器(340)，其中，所述轉換速率控制電路控制所述輔驅動器的激活。
2.如權利要求1所述的設備，該轉換速率控制電路還包括與驅動器電路輸入端和輸出端子連接的比較器(324)，用于接通延遲，以將輔驅動器的激活一直延遲到主驅動器(360)激活之后。
3.如權利要求1所述的設備，該轉換速率控制電路還包括連接到所述驅動器電路輸入端，以至少部分提供參考信號的反射驅動器(420)；及連接到該反射驅動器電路，并耦合接收所述參考信號和所述輸入信號，并依據(jù)所述參考信號和所述輸出信號的比較提供控制信號去激活輔驅動器的比較器(429)。
4.如權利要求3所述的設備，響應與所述輸出信號相差至少一個閾值的參考信號，所述比較器提供所述控制信號去激活所述輔驅動器。
5.如權利要求3所述的設備，其中，所述轉換速率控制電路(320)控制輔驅動器(340)將輸出信號的轉換增大到某個程度，該程度取決于所述輸出信號和所述參考信號的差值的大小。
6.如權利要求1所述的設備，所述驅動器電路還包括下拉驅動器電路(240)，該下拉驅動器電路包括所述主驅動器、所述轉換速率控制電路和所述輔驅動器，其中，該轉換速率控制電路在輸入信號從高到低轉換時控制輔驅動器的激活；及上拉驅動器電路(220)，該上拉驅動器電路包括連接到所述驅動器電路輸入端和所述輸出端子的上拉主驅動器；連接到所述驅動器電路輸入端的上拉轉換速率控制電路；及連接到所述上拉轉換速率控制電路和所述輸出端子的上拉輔驅動器，該上拉轉換速率控制電路在輸入信號從低到高轉換時控制上拉輔驅動器的激活。
7.如權利要求1所述的設備，其中，主、輔驅動器之一耦合接收所述輸入信號，主、輔驅動器中的另一個耦合接收延遲的輸入信號；所述轉換速率控制電路包括反饋延遲電路，后者耦合提供響應所述輸出信號使所述輔驅動器停用的反饋信號。
8.一種包含一系列驅動器電路的集成電路，各驅動器電路包括主驅動器(360)；耦合提供取決于所述主驅動器的輸出的電壓隨時間的變化的控制信號的電壓變化測量電路(320)；及輔驅動器(340)，連接到所述電壓變化測量電路和所述主驅動器，該輔驅動器根據(jù)所述控制信號被激活。
9.一種用輔驅動能力在需要時驅動輸出信號的方法，該方法包括響應接收的輸入信號，激活主驅動器(360)去驅動輸出信號；響應接收的該輸入信號生成參考信號；比較該輸出信號和該參考信號；及如果該輸出信號比該參考信號滯后一個時滯閾值，則激活輔驅動器(340)。
10.一種用條件輔驅動能力驅動輸出信號的方法，該方法包括響應主驅動器360對輸入信號的接收，啟動對輸出信號的轉換的驅動；及響應該輸出信號，用輔驅動器340增強對該輸出信號的轉換的驅動。
全文摘要
響應輸入信號，激活主驅動器360來驅動輸出信號。響應該輸入信號產(chǎn)生一個參考信號。輸出信號與參考信號作比較。當輸出信號比參考信號滯后一個預定值時，輔助驅動器340被激活。
文檔編號H03K17/04GK1425220SQ01808215
公開日2003年6月18日 申請日期2001年3月2日 優(yōu)先權日2000年3月20日
發(fā)明者杰弗里·B·霍爾, 佩德羅·奧瓦勒, 德聰·T·特蘭 申請人:摩托羅拉公司