專利名稱：有效放大寬頻帶包絡(luò)信號(hào)的裝置與方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明一般涉及放大器，更具體地說，涉及高頻寬頻帶放大器。
盡管有過各種嘗試試圖解決這個(gè)問題，仍難以設(shè)計(jì)能夠線性放大寬帶信號(hào)的高效功率放大器。這是因?yàn)橥ǔ７糯笃鞯拿芴匦裕幢憩F(xiàn)為與其效率成反比的寬頻帶特性。對(duì)于諸如碼分多址(CDMA)信號(hào)(其一般具有高的峰值/平均值的信號(hào)幅度比值)，這類擴(kuò)頻信號(hào)的放大難以(如果不是不可能)在飽和狀態(tài)連續(xù)運(yùn)行功率放大器，因而進(jìn)一步降低了功率放大器的效率。
已提出的解決此問題的一種方法包括采用包絡(luò)抑制與恢復(fù)(envelope elimination and restorationEER)，這是一種技術(shù)，通過它可以把高效射頻功率放大器組合成高效線性放大器系統(tǒng)。此方法中，調(diào)制的輸入信號(hào)分為兩路幅度通路，通過它處理輸入端調(diào)制信號(hào)的包絡(luò)；相位通路，通過它處理輸入端調(diào)制信號(hào)的相位調(diào)制載波。輸入端調(diào)制信號(hào)的包絡(luò)由高效放大器放大，所述放大器工作在較窄的調(diào)制帶寬，即包絡(luò)信號(hào)的帶寬，從而產(chǎn)生放大的包絡(luò)信號(hào)。然后，高頻、高效的放大器用來利用包絡(luò)放大信號(hào)調(diào)制高頻的相位調(diào)制載波，從而產(chǎn)生調(diào)制的輸入信號(hào)的放大的復(fù)制信號(hào)。具體地說，產(chǎn)生包絡(luò)放大信號(hào)的放大器是作為高頻放大器的直流電源。這種EER放大器系統(tǒng)的效率可以通過兩個(gè)放大器的效率相乘來計(jì)算。例如，如果每個(gè)放大器的效率是50％，則ERR放大器系統(tǒng)的整體效率將是25％。
盡管采用EER放大器系統(tǒng)來放大寬頻帶調(diào)制信號(hào)通常是有利的，但是其效率和最大調(diào)制帶寬依賴于電源放大器的效率和帶寬。
因而，需要提供用于提高不同目的的放大器的效率和帶寬的裝置和方法，它可以包括提供EER放大器系統(tǒng)內(nèi)的從直流功率到射頻功率的放大器。
根據(jù)本發(fā)明的第一方面，可以采用一個(gè)方法來放大輸入信號(hào)(例如，從CDMA信號(hào)得到的包絡(luò)信號(hào))，所述信號(hào)呈現(xiàn)一個(gè)或多個(gè)較低頻率分量以及一個(gè)或多個(gè)較高頻率分量。應(yīng)把“較低”和“較高”理解為相對(duì)術(shù)語，而僅僅表示頻率分量之間的區(qū)別。還要把較低頻率分量理解成可以包含直流分量。所述方法包括通過放大所述輸入信號(hào)產(chǎn)生第一信號(hào)；檢測(cè)所述第一信號(hào)(如電流)；以及通過放大包含在所述第一信號(hào)中的一個(gè)或者多個(gè)較低頻率的分量中的功率，產(chǎn)生第二信號(hào)。包含在所述第一信號(hào)的一個(gè)或者多個(gè)較低頻率分量中的功率隨所述第二信號(hào)反向變化。事實(shí)上，處于第一指定放大時(shí)對(duì)包含在輸入信號(hào)的一個(gè)或者多個(gè)較低頻率的分量中的功率的放大倍數(shù)降到最小，而處于第二指定放大時(shí)放大倍數(shù)最大。然后組合第一和第二信號(hào)以產(chǎn)生放大的輸入信號(hào)。從檢測(cè)的第一信號(hào)向第二信號(hào)的放大提供的正反饋提供放大的輸入信號(hào)的穩(wěn)定性。任選地，檢測(cè)第二信號(hào)(如電壓)，而輸入信號(hào)隨檢測(cè)的第二信號(hào)反向變化，例如，以便把在第二指定放大時(shí)另外產(chǎn)生的噪音降到最低。
輸入信號(hào)的帶寬可以相當(dāng)寬，例如，在0MHz到10MHz之間。在這種情況下，一個(gè)或多個(gè)較低頻率分量會(huì)在所述帶寬形成相當(dāng)窄的范圍，如，在0MHz到1MHz之間，而一個(gè)或多個(gè)較高頻率分量會(huì)在所述帶寬形成相對(duì)較大的范圍，如，在1MHz到10MHz之間。在這種情況下，放大一個(gè)或多個(gè)高頻分量最好以第一功率效率完成，而放大一個(gè)或多個(gè)低頻分量最好以第二較高功率效率來完成。其結(jié)果是，有效放大了較窄的低頻范圍內(nèi)的功率，而又基本上不失真地放大較寬的高頻范圍內(nèi)的功率。
根據(jù)本發(fā)明第二方面，提供一種放大電路，用于放大輸入信號(hào)、例如從CDMA信號(hào)提取的包絡(luò)信號(hào)。放大電路包括AB類放大器，它配置成接收輸入信號(hào)；以及同步降壓(buck)DC/DC變換器，其輸入端通過正反饋回路連接到放大器輸出端。電阻負(fù)載并聯(lián)連接在所述AB類放大器和DC/DC變換器的對(duì)應(yīng)輸出端之間。在本優(yōu)選實(shí)施例中，所述正反饋回路包括連接到AB類放大器輸出端的電流傳感器以及連接在所述電流傳感器和DC/DC變換器的輸入端之間的脈寬調(diào)制器。由于反饋處理的緣故把檢測(cè)的電流值驅(qū)動(dòng)到較低值、使得大部分較高頻率分量保持在檢測(cè)的電流中。任選地，在DC/DC變換器的輸出端和AB類放大器的輸入端之間可連接負(fù)反饋回路。所述負(fù)反饋回路可以包括差分運(yùn)算放大器，其輸出端連接到AB類放大器的輸入端、反向輸入端連接到變換器的輸出端、而非反向輸入端用來接收所述輸入信號(hào)。
根據(jù)本發(fā)明第三方面，提供一種放大電路，用于放大輸入信號(hào)。放大電路包括非獨(dú)立電壓源，如AB類射頻放大器，它工作在第一帶寬和第一功率效率；以及非獨(dú)立電流源，如同步降壓DC/DC變換器，它工作在比所述第一帶寬窄的第二帶寬并且工作在比所述第一功率效率高的第二功率效率。所述非獨(dú)立電壓源配置成產(chǎn)生隨所述輸入信號(hào)變化的第一電壓，而所述非獨(dú)立電流源配置成產(chǎn)生隨所述獨(dú)立電壓源產(chǎn)生的第一電流而變化的第二電流。負(fù)載并聯(lián)連接在所述非獨(dú)立電壓源和非獨(dú)立電流源之間，其中所述第一電壓出現(xiàn)在所述負(fù)載兩端，而所述第一和第二電流流過所述負(fù)載。
任選地，這樣配置所述非獨(dú)立電壓源、使得第一電壓隨所述電流源產(chǎn)生的第二噪聲電壓反向變化。在本優(yōu)選實(shí)施例中，第一頻帶包含第二頻帶，第二頻帶在第一頻帶的較低端。例如，第一頻帶范圍可以從0MHz到10MHz，第二頻帶范圍從0MHz到1MHz。
本發(fā)明的其它目的和特征會(huì)在以下結(jié)合附圖的說明中變得清楚明了。
功率分配器106把輸入信號(hào)RFIN分開送入幅度通路和相位通路。在幅度通路，包絡(luò)檢測(cè)器108從輸入信號(hào)RFIN中檢測(cè)包絡(luò)，并對(duì)此作出響應(yīng)而產(chǎn)生包絡(luò)信號(hào)SENV。包絡(luò)信號(hào)SRNV代表輸入信號(hào)RFIN的幅度信息。正如在圖3所示包絡(luò)信號(hào)SRNV的典型波形圖能夠看到的那樣，輸入信號(hào)RFIN中相對(duì)地高頻的分量已被消除，留下相對(duì)地低頻的包絡(luò)信號(hào)SENV，它等于時(shí)變幅度調(diào)制系數(shù)A(t)。下面將會(huì)詳細(xì)討論到，通過緩沖放大電路110有效放大包絡(luò)信號(hào)SENV，產(chǎn)生放大的包絡(luò)信號(hào)SENV′。因?yàn)榘j(luò)信號(hào)SENV具有相對(duì)低的頻率，所以緩沖放大電路110運(yùn)行在相對(duì)低的帶寬，因而改善了效率。
在相位通路，延時(shí)元件112產(chǎn)生延時(shí)的輸入信號(hào)RFINΔt，其延時(shí)選定為等于在幅度通路中緩沖放大電路110產(chǎn)生的延時(shí)。當(dāng)然，如果幅度通路內(nèi)產(chǎn)生的延時(shí)減少到最小限度或者不存在，可以不要延時(shí)元件112。限幅器114限定輸入端延時(shí)信號(hào)RFINΔt的幅度，產(chǎn)生代表輸入信號(hào)RFIN相位調(diào)制載波的相位信號(hào)Sφ。正如在圖4所示相位信號(hào)Sφ的典型波形圖能夠看到的那樣，輸入信號(hào)RFIN的幅值變化消失了，留下均勻幅值的相對(duì)地高頻的信號(hào)，它等于相位調(diào)制載波cos[ωc*t+φt]。通過射頻功率放大器116放大相位信號(hào)Sφ，其效率因相位信號(hào)幅值的一致性而得以改善。因此，相位信號(hào)Sφ的幅值最好選定為使射頻功率放大器116工作在飽和狀態(tài)。
相位放大信號(hào)Sφ用包絡(luò)放大信號(hào)SENV′調(diào)制，以產(chǎn)生射頻輸入信號(hào)的放大信號(hào)RFOUT。具體地講，偏壓(對(duì)基于結(jié)柵場(chǎng)效應(yīng)晶體管的射頻功率放大器，其漏極偏壓)隨包絡(luò)放大信號(hào)SENV′而變化，所述信號(hào)作為時(shí)變直流電源電壓VDD加到射頻功率放大器116的直流電源接線端。因此，直流電源電壓VDD出現(xiàn)在射頻功率放大器116的輸出端，事實(shí)上，是用電源電壓VDD調(diào)制相位信號(hào)Sφ。輸出信號(hào)RFOUT的波形示例于圖5。如圖所見，輸出信號(hào)RFOUT是輸入信號(hào)RFIN的放大的復(fù)制信號(hào)，由等式RFOUT＝A′(t)cos[ωc*t+φt]表示，其中A′等于放大的幅值調(diào)制系數(shù)。
因?yàn)镋ER系統(tǒng)100的效率和帶寬性能取決于用于幅度通路的緩沖放大電路110的效率和帶寬性能，所以，通過具有相對(duì)高功率效率和相對(duì)窄帶寬的性能的部件，來放大包含在包絡(luò)信號(hào)SENV中較低頻率分量的功率，并且通過具有中等功率效率和相對(duì)寬帶寬的性能的部件，來放大包含在包絡(luò)信號(hào)SENV中較高頻率分量的功率，這樣來配置緩沖放大電路110，以便有效地線性放大包絡(luò)信號(hào)SENV。
因此，參見圖6，說明緩沖放大電路110，其中輸入端118出現(xiàn)包絡(luò)信號(hào)SENV，而輸出端120出現(xiàn)放大的包絡(luò)信號(hào)SENV′。放大電路110通常包括AB類射頻功率放大器122，它是具有高帶寬能力的中等功率效率部件；以及同步降壓DC/DC變換器124，它是具有低帶寬能力的高效率部件。因此，用于放大電路110的AB類放大器適合于放大包含在包絡(luò)信號(hào)SENV較高頻率分量中的功率，從而獲得寬帶寬性能的放大電路110。用于放大電路110的DC/DC變換器124適合于放大包絡(luò)信號(hào)SENV中較低頻率分量中的功率，從而獲得提高了功率效率的放大電路110。
另外，放大電路110包括電流正反饋回路126，它連接在AB類放大器122的輸出端132和DC/DC變換器124的輸入端134之間；放大電路110還包括電壓負(fù)反饋回路128，它連接在DC/DC變換器124的輸出端136和AB類放大器122的輸入端130之間。正如以下要詳細(xì)說明的那樣，電流和電壓反饋回路126、128適合于在AB類放大器122和DC/DC變換器124之間建立均勻?qū)ΨQ的反饋，從而確保放大電路110產(chǎn)生完全穩(wěn)定和不失真的包絡(luò)放大信號(hào)SENV′。
現(xiàn)在更進(jìn)一步詳細(xì)說明放大電路110的結(jié)構(gòu)。為說明上的簡(jiǎn)短，圖6只圖示為說明放大電路110而必需的元件和接線。事實(shí)上，放大電路110可以包含比圖6所示多的元件和接線。
AB類放大器122可以是降壓電壓跟隨器。為此，AB類放大器包括上晶體管和下晶體管Q1和Q2，如實(shí)施例所示，分別包括N溝道和P溝道金屬氧化物場(chǎng)效應(yīng)晶體管。晶體管Q1和Q2的源極連接到一起以形成AB類放大器122的輸出端132，同時(shí)，上晶體管Q1的漏極連接到正的直流電壓源，如11伏，而下晶體管Q2的漏極連接到負(fù)的直流電壓源(如-1伏)或地。注意，如果需要，負(fù)的直流電壓允許AB類放大器122的輸出端132下拉到0伏，而否則，如果晶體管Q2的漏極改為接地，如果不是不可能下拉到0伏，也會(huì)很困難。這樣，上晶體管Q1提供AB類放大器122的電壓上拉能力，而下晶體管Q2提供AB類放大器122的電壓下拉能力。
AB類放大器還包括偏壓電路，它連接在直流電壓源(如18伏)和晶體管Q1和Q2的柵極之間。具體地說，包括并聯(lián)晶體管Q3和Q4(本處是結(jié)柵場(chǎng)效應(yīng)晶體管)的電流源，從直流電壓源向晶體管Q1和Q2的柵極提供電流，同時(shí)，電阻R1、R2和R3為晶體管Q1和Q2建立可選的偏置點(diǎn)。作為非限定性例子，電阻R1、R2和R3的值可以分別選為2KΩ、10Ω和2Ω。
放大電路110的輸入端118通過差分運(yùn)算放大器U1連接到AB類放大器122的輸入端130。為達(dá)到下面就要詳細(xì)說明的目的，運(yùn)算放大器U1確定在包絡(luò)電壓(從包絡(luò)信號(hào)SENV獲取的)VENV和噪聲電壓(從DC/DC變換器124的輸出端136獲取的)VNOISE之間的差，在其輸出端產(chǎn)生包絡(luò)電壓差VΔENV。包絡(luò)電壓差VΔENV通過電容C1和偏壓電路加到晶體管Q1和Q2的柵極。AB類放大器122響應(yīng)包絡(luò)電壓差VΔENV，產(chǎn)生第一信號(hào)S1，用電壓V1和電流I1表示。
第一信號(hào)S1是包絡(luò)信號(hào)SENV的放大形式，它由AB類放大器122自己獲得，它將因AB類放大器122的寬帶寬能力而成為包絡(luò)信號(hào)SENV的放大的復(fù)制信號(hào)。然而，正如下面就要詳細(xì)說明的，配置放大電路110，使得AB類放大器122放大包含在包絡(luò)信號(hào)S1的高頻分量中的功率，同時(shí)很少或者沒有包絡(luò)信號(hào)S1的低頻分量中的功率被AB類放大器122放大。
DC/DC變換器124通常包括上開關(guān)晶體管和下開關(guān)晶體管Q5和Q6、電感元件L1以及控制裝置U2。在圖示實(shí)施例中，晶體管Q5和Q6包含結(jié)柵場(chǎng)效應(yīng)晶體管，而電感元件L1有合適的電感值(如10μH)。在圖示實(shí)施例中，控制裝置U2用集成電路實(shí)施，該裝置可以從Clifornia的Santa Clara的National Semiconductor公司獲得。當(dāng)然，優(yōu)選集成部件時(shí)，如果可以獲得本發(fā)明的功能，也可以采用任何模擬或數(shù)字電路、分立或集成、或者其組合電路。
在控制裝置U2的控制下，如圖實(shí)施例包含N溝道結(jié)柵場(chǎng)效應(yīng)晶體管的晶體管Q5和Q6，以開關(guān)的方式對(duì)電感元件L1交替充電和放電。具體地說，晶體管Q5的源極和晶體管Q6的漏極連接在一起，同時(shí)，上晶體管Q5的漏極連接到直流電壓源(如11伏)，而下晶體管的源極連接到地。上晶體管和下晶體管Q5、Q6的柵極分別連接到控制裝置U2的DRVH和DRVL端子。以這種方式，通過從控制裝置U2的DRVH端分別傳送高和低信號(hào)，上晶體管Q5可以交替接通(即，代表虛擬短路電路)和斷開(即，代表虛擬斷開電路)。同樣，通過從控制裝置U2的DRVL端分別傳送高和低信號(hào)，下晶體管Q6可以交替接通和斷開。
為確保開關(guān)晶體管Q5和Q6或者是完全接通、或者是完全斷開，即不存在不確定模式，開關(guān)晶體管Q5和Q6被恰當(dāng)偏置。具體地說，通過電容C2和齊納二極管D1的并聯(lián)組合，電流源，在此處是晶體管Q7(如結(jié)柵場(chǎng)效應(yīng)晶體管)，向開關(guān)晶體管Q5和Q6的漏極饋加偏壓。偏壓電平可以通過控制裝置U2的BST及SW端子調(diào)節(jié)。
控制裝置U2根據(jù)輸入到VIN端的控制電壓VPULSE對(duì)晶體管Q1和Q2實(shí)行切換。即，當(dāng)控制電壓VPULSE高時(shí)，控制裝置U2接通上晶體管Q5而斷開下晶體管Q6，從而使電感元件L1充電。相反，當(dāng)控制電壓VPULSE低時(shí)，控制裝置U2斷開上晶體管Q5而接通下晶體管Q6，從而使電感元件L1放電。隨著電感L1的充放電，DC/DC變換器產(chǎn)生第二信號(hào)S2，用電壓V2和電流I2表示。
正如以下就要詳細(xì)說明的那樣，控制電壓VPULSE得自第一放大信號(hào)S1，隨之，得自包絡(luò)信號(hào)SENV。從這個(gè)意義上說，第二信號(hào)S2是包絡(luò)信號(hào)SENV的放大形式。然而，因?yàn)镈C/DC變換器124的窄帶寬性能，只有包絡(luò)信號(hào)SENV的低頻分量包含的功率通過DC/DC變換器被放大。
正如以下就要詳細(xì)說明的那樣，出自AB類放大器122的第一信號(hào)S1和出自DC/DC變換器124的第二信號(hào)S2疊加在放大電路110的輸出端120，以產(chǎn)生放大的包絡(luò)信號(hào)SENV′，這是包絡(luò)信號(hào)SENV的放大的復(fù)制信號(hào)。
如上簡(jiǎn)短討論的，電流反饋回路126連接在AB類放大器122的輸出端132和DC/DC變換器124的輸入端之間，以提供包絡(luò)放大信號(hào)SENV′的穩(wěn)定性。因此，電流反饋回路126通常包括電流檢測(cè)器138，所述檢測(cè)器產(chǎn)生誤差電壓VERROR，所述電壓表示流出AB類放大器122的輸出端132的第一電流I1。電流反饋回路126還包括脈寬調(diào)制器140，它產(chǎn)生控制電壓VPULSE，后者隨出自電流檢測(cè)器138的誤差電壓VERROR而變。
具體地說，電流檢測(cè)器138包括電阻R4，它連接到AB類放大器122的輸出端132；以及差分運(yùn)算放大器U3，其非反向和反向輸入端跨連接在電阻R4兩端。因此，第一電流I1流過電阻R4，隨后通過運(yùn)算放大器U3放大，作為誤差電壓VERROR輸出到其輸出端。運(yùn)算放大器U3的正接線端和負(fù)接線端分別連接到直流電源電壓(如15伏)和地。電阻R5、R6和R7用來選擇運(yùn)算放大器U3的差分放大倍數(shù)。作為非限定性例子，電阻R5、R6和R7的阻值可以分別是397歐姆、397歐姆和10歐姆，從而提供運(yùn)算放大器U3的25倍差分增益。因要誤差電壓VERROR保持在正電平，所以運(yùn)算放大器U3的輸出端由電阻R8和R9及直流電源電壓偏置。作為非限定性例子，電阻R8和R9的阻值可以是316歐姆和953歐姆，同時(shí)電源電壓值是2.5伏，從而對(duì)運(yùn)算放大器U3的輸出端提供2.5伏的偏置。電阻R10用于緩沖運(yùn)算放大器U3的反向輸入端。
應(yīng)當(dāng)示出，為了將電流反饋回路126的功耗降到最小，電阻R4的阻值最好盡可能地小(如0.01歐姆)。在這種情況下，運(yùn)算放大器U3配置成對(duì)電阻R4產(chǎn)生的小電壓相當(dāng)敏感，這樣，運(yùn)算放大器U3的差分增益和偏置應(yīng)盡可能精確。
脈寬調(diào)制器140包括比較器U4，它把誤差電壓VERROR和閾值比較，當(dāng)誤差電壓VERROR高于閾值時(shí)輸出高信號(hào)，而當(dāng)誤差電壓VERROR低于閾值時(shí)輸出低信號(hào)。具體地說，比較器U4的非反向輸入端通過緩沖電阻R11連接到運(yùn)算放大器U3的輸出端，電阻R11有合適的值(如50歐姆)。比較器U4的反向輸入端連接到直流參考電壓(如2.5伏)。比較器U4的正接線端和負(fù)接線端分別連接到直流電源電壓(如15伏)和地。
因此，當(dāng)誤差電壓VERROR大于參考電壓時(shí)，比較器U4輸出高電壓，而當(dāng)誤差電壓VERROR小于參考電壓時(shí)，比較器U4輸出低電壓。比較器U4的輸出端連接到直流電源電壓(如5伏)，以便把高輸出電壓電平轉(zhuǎn)換成所述直流電源電壓。因此，如果所述直流電源電壓是5伏，比較器U4的輸出將在0和5伏之間翻轉(zhuǎn)。
為了向比較器U4提供滯后作用，電阻R12連接在電源電壓和比較器U4的輸出端之間，而電阻R13連接在比較器U4的輸出端和非反向輸入端之間。這樣，如果比較器U4的輸出為高，為使比較器U4的輸出從高變到低，誤差電壓VERROR必須低于參考電壓一個(gè)預(yù)先確定的值。同樣，如果比較器U4的輸出為低，為使比較器U4的輸出從低變到高，誤差電壓VERROR必須高于參考電壓一個(gè)預(yù)先確定的值。這個(gè)預(yù)先確定的值通過選擇電阻R12和R13的值來確定。作為非限定性例子，電阻R12和R13的阻值可以分別是1k歐姆和49.9k歐姆，所述預(yù)先確定的值將是0.1伏(假定電源電壓是5伏)。
這樣，從比較器U4輸出的交替的高和低電壓作為控制電壓VPULSE輸入到DC/DC變換器124的控制裝置U2。如上所述，電感元件L1響應(yīng)控制電壓VPULSE中的高值而充電，從而增加第二信號(hào)S2的能量；而電感元件L1響應(yīng)控制電壓VPULSE中的低值而放電，從而減少第二信號(hào)S2的能量。以這種方式，從DC/DC變換器124輸出的第二信號(hào)S2不連續(xù)地跟蹤從AB類放大器122輸出的第一信號(hào)S1，從而提供在放大電路110的輸出端120產(chǎn)生的包絡(luò)放大信號(hào)SENV′的穩(wěn)定性。
如上簡(jiǎn)短討論的，電壓反饋回路128連接在DC/DC變換器124的輸出端136和AB類放大器122的輸入端118之間，以防止或減少包絡(luò)放大信號(hào)SENV′出現(xiàn)噪音，噪音可以產(chǎn)生于其它異常，如DC/DC變換器124輸出端的電壓尖峰。因此，電壓反饋回路128通常包括先前說明過的差分運(yùn)算放大器U1，它響應(yīng)(從包絡(luò)信號(hào)SENV得到的)包絡(luò)電壓VENV以及(從DC/DC變換器124輸出端的)第二電壓V2，產(chǎn)生包絡(luò)電壓差VΔENV。
具體地說，運(yùn)算放大器U1的正接線端和負(fù)接線端分別連接到直流電源電壓(如15伏)和地。運(yùn)算放大器U1的非反向輸入端連接到放大電路110的輸入端118，以便接收包絡(luò)電壓VENV，而運(yùn)算放大器U1的反向輸入端連接到DC/DC變換器124的輸出端136，以便接收第二電壓V2。電阻R14、R15和R16用來選擇運(yùn)算放大器U1的差分放大倍數(shù)。作為非限定性例子，電阻R14、R15和R16的阻值可以分別是511歐姆、511歐姆和511歐姆，從而提供運(yùn)算放大器U1的2倍差分增益。如上所述，運(yùn)算放大器U1輸出端的包絡(luò)電壓差VΔENV反映在第二電壓V2。如以下就要詳細(xì)說明的那樣，從DC/DC變換器輸出的第二信號(hào)V2中的任何干擾都在AB類放大器122中被吸收，而不是在連接到放大電路110輸出端120的任何負(fù)載中被吸收。
現(xiàn)在將說明有效提供基本上無畸變放大的包絡(luò)信號(hào)SENV′的放大電路110的操作。放大電路110的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖7所示，同時(shí)以隨時(shí)間變化的電路符號(hào)的形式示出圖6的電路符號(hào)。具體地說，用非獨(dú)立電壓源表示AB類放大器122，它輸出第一電壓V1(t)，所述電壓直接根據(jù)包絡(luò)電壓差VΔENV(t)、即包絡(luò)電壓VENV(t)和檢測(cè)到的第二電壓V2′(t)之間的差而變化。用獨(dú)立電流源表示DC/DC變換器124，它輸出第二電流I2(t)，所述電流直接根據(jù)檢測(cè)到的第一電流I1′(t)而變化。在圖示說明的實(shí)施例中，負(fù)載電阻RL表示射頻功率放大器116(如
圖1所示)，它連接在電壓源V1(t)和電流源I1(t)之間，出現(xiàn)在負(fù)載電阻RL兩端的是放大的電壓VENV′(t)和放大的電流IENV′(t)。
假定電壓源V1(t)工作在與包絡(luò)信號(hào)SENV(t)的帶寬相稱的寬帶寬，電壓源V1(t)以及出現(xiàn)在負(fù)載電阻RL兩端的放大電壓VENV′(t)是包絡(luò)電壓VENV(t)的放大的復(fù)制信號(hào)，即，它將既包含有低頻又包含有高頻分量。因此，流過負(fù)載電阻RL的放大電流IENV′(t)是包絡(luò)信號(hào)SENV(t)的放大的復(fù)制信號(hào)，從而既包含有低頻又包含有高頻分量。
從這些假設(shè)得到的結(jié)果是，電壓源輸出端的第一電流I1(t)和電流源輸出端的第二電流I2(t)兩者之和等于放大電流IENV′(t)。假定電流源工作在窄帶寬的包絡(luò)信號(hào)SENV(t)的低頻范圍，電流源輸出端的第二電流I2(t)會(huì)包含與電流源帶寬相稱的低頻分量。因此，電壓源輸出端的第一電流I1(t)必須要包含高頻分量，使得第一和第二電流I1(t)、I2(t)之和等于放大電流IENV′(t)。因此，假定大部分功率包含在包絡(luò)信號(hào)SENV(t)的低頻分量中，在放大信號(hào)SENV′中的大部分功率將由功率效率高的電流源產(chǎn)生。
一般而言，第二電流I2(t)是包絡(luò)信號(hào)SENV低頻分量的放大的復(fù)制信號(hào)。然而，應(yīng)當(dāng)指出，因?yàn)殡娏髟词腔陔姼械?，所以，在包絡(luò)電流IENV(t)和第二電流I2(t)之間引入滯后。其結(jié)果是，第一電流I1(t)必須包含小部分的低頻分量，其范圍將取決于包絡(luò)信號(hào)SENV(t)的時(shí)變性。
因?yàn)榈谝缓偷诙娏鱅1(t)、I2(t)是互相依賴的(因如上所述的電流反饋回路126的作用)，所以提供了放大電路110的穩(wěn)定性。具體地說，第一電流I1(t)直接跟蹤第二電流I2(t)，即隨著第一電流I1(t)而增加和減小，第二電流I2(t)由于其直接依賴于檢測(cè)電流I2(t)的緣故，傾向于相應(yīng)地增加和減小。第二電流I2(t)反向跟蹤第一電流I1(t)，即隨著第一電流I1(t)增加和減小、第二電流I2(t)由于其反向依賴于檢測(cè)的第一電流I2(t)的緣故，傾向于相應(yīng)地減小和增加。因而，第一和第二電流I1(t)、I2(t)保持穩(wěn)定。
因?yàn)榈谝缓偷诙妷篤1(t)、V2(t)是互相依賴的(因如上所述的電壓反饋回路128的作用)，放大電路110內(nèi)的干擾被降到了最低。具體地說，第一電壓V1(t)反向跟蹤第二電壓V2(t)，即隨著第二電壓V2(t)增加和減小，第一電壓V1(t)由于反向依賴于檢測(cè)到的第二電壓V2′(t)緣故而傾向于相應(yīng)地減小和增加。第二電壓V2(t)直接跟蹤第一電壓V1(t)，即隨著第一電壓V1(t)增加和減小，第二電壓V2(t)由于其與第一電壓V1(t)并聯(lián)連接而傾向于相應(yīng)地增加和減小。因此，如果電流源124將干擾引入第二電壓V2(t)，那么，第一電壓V1(t)通過消除干擾而得到補(bǔ)償。實(shí)際上，干擾被電壓源122吸收，而不是由電阻負(fù)載RL吸收。
作為非限定性的例子，放大電路110可用于有效地放大圖8所示的典型的包絡(luò)信號(hào)SENV而沒有明顯的失真。具體地說，典型的包絡(luò)信號(hào)SENV包含范圍從0MHz到10MHz的10MHz帶寬，其大部分功率在0MHz到1MHz的范圍(對(duì)從CDMA信號(hào)提取的包絡(luò)信號(hào)大約為95％)。放大電路110利用功率上的不均衡，即以高效的DC/DC變換器124放大典型的包絡(luò)信號(hào)SENV中相對(duì)高功率的低頻分量，而以中等效率的AB類放大器122放大典型的包絡(luò)信號(hào)SENV中相對(duì)低功率的高頻分量。
因而，盡管AB類放大器122表現(xiàn)為相對(duì)的中等的效率(通常約為35％左右)，因?yàn)橄鄬?duì)小量的功率存在于典型的包絡(luò)信號(hào)SENV的高頻分量中，所以放大電路110的總效率并不受很大影響。相反，因?yàn)橄鄬?duì)的多數(shù)的功率存在于低頻分量中，所以DC/DC變換器124的高效率(通常約為90％左右)向放大電路110提供明顯改善的總效率。
例如，假定DC/DC變換器124和AB類放大器122的效率分別為90％、35％，并且工作在3dB帶寬，范圍分別是從0MHz到1MHz、從1MHz到10MHz，當(dāng)放大圖8所示的典型的包絡(luò)信號(hào)SENV時(shí)，放大電路110的總效率會(huì)接近(.95)(.9)+(.05)(.35)＝87.25％。
雖然本發(fā)明易于進(jìn)行各種修改，但是還是在附圖中示出其替換的形式、具體的實(shí)例并且在這里對(duì)其作了詳細(xì)說明。不管怎樣，應(yīng)當(dāng)指出，本發(fā)明并不受限于這里公開的具體形式和方法，而是相反，本發(fā)明將包括包含在所附權(quán)利要求書范圍內(nèi)的所有修改、等同物和替換。
權(quán)利要求
1.一種放大輸入信號(hào)的方法，所述信號(hào)呈現(xiàn)一個(gè)或者多個(gè)較低頻率的分量以及一個(gè)或者多個(gè)較高頻率的分量，所述方法包括通過放大存在于所述輸入信號(hào)中的一個(gè)或者多個(gè)較高頻率的分量以及一個(gè)或者多個(gè)較低頻率的分量中的功率，產(chǎn)生第一信號(hào)；檢測(cè)所述第一信號(hào)；通過放大存在于檢測(cè)的所述第一信號(hào)中的所述一個(gè)或者多個(gè)較低頻率的分量中的功率，產(chǎn)生第二信號(hào)；隨所述第二信號(hào)而反向變化所述第一信號(hào)中的所述一個(gè)或者多個(gè)較低頻率的分量；以及組合所述第一和第二信號(hào)以產(chǎn)生放大的輸入信號(hào)。
2.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于檢測(cè)所述第一信號(hào)的電流。
3.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于還包括檢測(cè)所述第二信號(hào)；以及隨所述檢測(cè)到的第一信號(hào)而反向變化所述第二信號(hào)。
4.如權(quán)利要求3所述的方法，其特征在于檢測(cè)所述第二信號(hào)的電壓。
5.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于所述第一信號(hào)的放大倍數(shù)包含第一功率效率，而所述第二信號(hào)的放大倍數(shù)包含比所述第一功率效率大的第二功率效率。
6.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于所述輸入信號(hào)包含從0MHz到10MHz的標(biāo)準(zhǔn)帶寬。
7.如權(quán)利要求6所述的方法，其特征在于所述低頻分量范圍從0MHz到1MHz，而所述較高頻率分量范圍從1MHz到10MHz。
8.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于所述輸入信號(hào)包含多個(gè)低頻分量和多個(gè)較高頻率分量。
9.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于所述輸入信號(hào)包括包絡(luò)信號(hào)。
10.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于所述輸入信號(hào)包括從CDMA信號(hào)獲得的包絡(luò)信號(hào)。
11.一種用于放大輸入信號(hào)的放大電路，它包括具有輸入端和輸出端的AB類射頻放大器，所述輸入端配置成接收所述射頻輸入信號(hào)；具有輸入端和輸出端的同步推挽DC/DC變換器；連接在所述放大器輸出端和所述變換器輸入端之間的正反饋回路；以及并聯(lián)連接在所述放大器和所述變換器的各自輸出端之間的電阻負(fù)載。
12.如權(quán)利要求11所述的放大電路，其特征在于所述反饋回路包括具有輸入端和輸出端的電流傳感器和具有輸入端和輸出端的脈寬調(diào)制器，其中，所述電流傳感器的輸入端連接到所述AB類放大器的輸出端，所述電流傳感器的輸出端連接到所述脈寬調(diào)制器的輸入端，而所述脈寬調(diào)制器的輸出端連接到所述DC/DC變換器的輸入端。
13.如權(quán)利要求11所述的放大電路，其特征在于還包括連接在所述DC/DC變換器的輸出端和所述AB類放大器的輸入端之間的負(fù)反饋回路。
14.如權(quán)利要求11所述的放大電路，其特征在于所述反饋回路包括差分運(yùn)算放大器，其輸出端連接到所述射頻放大器的輸入端、反向輸入端連接到所述DC/DC變換器的輸出端、而非反向輸入端配置成接收所述射頻輸入信號(hào)。
15.如權(quán)利要求11所述的放大電路，其特征在于所述射頻輸入信號(hào)是包絡(luò)信號(hào)。
16.如權(quán)利要求11所述的放大電路，其特征在于所述射頻輸入信號(hào)是從CDMA信號(hào)獲得的包絡(luò)信號(hào)。
17.一種用于放大輸入信號(hào)的放大電路，它包括非獨(dú)立電壓源，它工作在第一帶寬和第一功率效率，它配置成產(chǎn)生隨所述輸入信號(hào)變化的第一電壓，以及第一電流；電流源，它工作在比所述第一帶寬窄的第二帶寬，并且工作在比所述第一功率效率高的第二功率效率，所述電流源配置成產(chǎn)生隨所述第一電流變化的第二電流，以及第二電壓；以及并聯(lián)連接在所述電壓源和電流源之間的負(fù)載，其中，所述第一電壓出現(xiàn)在所述負(fù)載兩端，而所述第一和第二電流流過所述負(fù)載。
18.如權(quán)利要求17所述的放大電路，其特征在于所述電流源包括電感元件。
19.如權(quán)利要求17所述的放大電路，其特征在于所述第一電壓隨所述第二電壓而反向變化。
20.如權(quán)利要求17所述的放大電路，其特征在于所述第一帶寬范圍從0MHz到10MHz，而所述第二帶寬范圍從0MHz到低于1MHz。
21.如權(quán)利要求17所述的放大電路，其特征在于所述射頻輸入信號(hào)是包絡(luò)信號(hào)。
22.如權(quán)利要求17所述的放大電路，其特征在于所述射頻輸入信號(hào)是從CDMA信號(hào)獲得的包絡(luò)信號(hào)。
23.如權(quán)利要求17所述的放大電路，其特征在于所述電壓源是AB類放大器。
24.如權(quán)利要求17所述的放大電路，其特征在于所述電流源是同步降壓DC/DC變換器。
全文摘要
用于放大射頻輸入信號(hào)的系統(tǒng)和方法，它包括采用中等功率效率的寬帶部件例如AB類放大器來放大包含在輸入信號(hào)的高頻分量中的功率、以及采用高功率效率的窄帶寬部件例如同步推挽DC/DC變換器來放大包含在輸入信號(hào)的低頻分量中的功率。放大后的低頻分量和高頻分量隨后組合以產(chǎn)生射頻輸入信號(hào)的放大的復(fù)制信號(hào)。在AB類放大器的輸出端和DC/DC變換器的輸入端之間設(shè)置正反饋回路以提供射頻放大信號(hào)的穩(wěn)定性。在DC/DC變換器的輸出端和AB類放大器的輸入端之間設(shè)置負(fù)反饋回路以便把因DC/DC變換器引起的干擾減小到最小。
文檔編號(hào)H03F3/21GK1443395SQ01812328
公開日2003年9月17日 申請(qǐng)日期2001年4月30日 優(yōu)先權(quán)日2000年5月5日
發(fā)明者L·馬特, D·金巴爾, J·阿錢鮑爾特, W·哈利 申請(qǐng)人:艾利森電話股份有限公司