專利名稱：用于移動站的多帶寬放大器控制系統(tǒng)及其方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明一般涉及控制系統(tǒng)，更具體涉及通信設(shè)備中發(fā)射器的控制電路、其組合以及其方法。
背景技術(shù)：
功率控制系統(tǒng)通常是公知的。在模擬控制電路中，通過連接到積分器上的峰值檢測電路來檢測放大器的輸出功率。積分器的輸出通過趨向于將峰值檢測電路的輸出與積分器的參考信號相匹配的方式來控制放大器。
與本發(fā)明共同轉(zhuǎn)讓的、題為“Adaptive Power Control Circuit(自適應(yīng)功率控制電路)”的美國專利4,458,209公開了一種雙帶模擬控制回路，其具有一個含可變響應(yīng)時(shí)間的積分器，其可變響應(yīng)時(shí)間是通過切換RC時(shí)間常數(shù)的第一和第二電阻來提供的。更快的時(shí)間常數(shù)應(yīng)用于瞬態(tài)工作，而更慢的時(shí)間常數(shù)應(yīng)用于穩(wěn)態(tài)工作。也可參見題為“Dual Rate Power Control Loop For a Transmitter(發(fā)射器的雙速功率控制回路)”的美國專利5,697,074。
在數(shù)字控制電路中，峰值檢測電路的輸出在輸入到處理器中之前將被濾波并轉(zhuǎn)換成為數(shù)字形式，處理器將基于對數(shù)字化的輸入信號與參考信號的比較而提供輸出控制信號。類似于上述的模擬控制電路，數(shù)字控制電路通過趨向于將數(shù)字化的峰值檢測電路信號與參考信號相匹配的方式來控制放大器。但是，數(shù)字處理通常會在比峰值檢測電路信號的調(diào)制速率更低的速率下工作，因此很難追蹤或者根本無法追蹤包絡(luò)的變化。已知數(shù)字控制電路的另一個局限之處在于，處理器輸出端的D/A轉(zhuǎn)換器最初是寫入了一個估計(jì)值，為達(dá)到可接受的性能，這需要發(fā)射序列的開始處增益的知識。此外，這個估計(jì)值容易受到溫度、電壓、負(fù)載和其它條件變化的影響。在這里，將題為“Power ControlCircuitry for A TDMA Radio Frequency Transmitter(TDMA射頻發(fā)射器的功率控制電路)”的美國專利5,287,555的主題通過引用結(jié)合進(jìn)來。
通過結(jié)合下述附圖對下面的本發(fā)明的詳細(xì)描述的仔細(xì)考慮，本領(lǐng)域普通技術(shù)人員將更加全面地認(rèn)識到本發(fā)明的各種方面、特點(diǎn)和優(yōu)點(diǎn)。


圖1是根據(jù)本發(fā)明的第一典型實(shí)施例的控制電路的模擬實(shí)現(xiàn)。
圖2是為不同的輸出功率電平存儲估計(jì)模式工作參考信號的查找表。
圖3是一個具有數(shù)字控制電路的典型的TDMA發(fā)射器。
圖4是圖示說明根據(jù)本發(fā)明的典型實(shí)施例的TDMA脈沖操作的時(shí)序信號圖。
圖5是一個具有數(shù)字控制電路的典型的EDGE發(fā)射器。
圖6是圖示說明根據(jù)本發(fā)明的典型實(shí)施例的EDGE脈沖操作的時(shí)序信號圖。
圖7是一個具有數(shù)字控制電路的典型的GSM發(fā)射器。
圖8是圖示說明根據(jù)本發(fā)明的典型實(shí)施例的GSM脈沖操作的時(shí)序信號圖。
具體實(shí)施例方式
本發(fā)明涉及控制系統(tǒng)和電路及其方法，其適用于移動通信設(shè)備發(fā)射器的實(shí)現(xiàn)，例如蜂窩式電話手機(jī)、尋呼機(jī)、無線使能個人數(shù)字助理以及其它無線通信設(shè)備。
圖1是典型的RF放大器和控制電路100，其通常包括放大器110和矢量調(diào)制器120，該矢量調(diào)制器120的輸出通過RF調(diào)制器130連接到放大器的輸入，RF調(diào)制器130可以將矢量調(diào)制從調(diào)制器轉(zhuǎn)換到放大器的RF工作頻率。放大器110通常包括控制輸入，如本領(lǐng)域技術(shù)人員所知，其也可包括一個鏈或者幾個級。
控制電路通常還包括比例控制電路和積分控制電路。在一個實(shí)施例中，比例控制電路包括連接到第一參考信號源上的輸入和連接到放大器的控制輸入上的輸出。積分控制電路將放大器的輸出相對于參考信號進(jìn)行積分，該電路包括連接到放大器的控制輸入上的積分器控制信號輸出。
在圖1的典型實(shí)施例中，運(yùn)算放大器140具有連接到放大器110的控制輸入上的輸出，其可以被分別配置作為統(tǒng)一增益緩沖電路和作為積分器電路，這二者分別構(gòu)成了比例和積分控制電路。
在圖1中，放大器的輸出通常連接到運(yùn)算放大器140的輸入上，例如通過一個非線性器件連接。在圖1中，峰值檢測電路150將放大器的輸出連接到運(yùn)算放大器的輸入。
在工作的初始模式(這里指“估計(jì)模式”)中，比例控制電路通過將第一參考信號施加到比例增益控制電路從而將初始控制信號施加到放大器的控制輸入上。
在估計(jì)模式期間，施加到比例控制電路的參考信號是對積分控制電路輸出(或放大器的控制輸入)所需值的估計(jì)，以使放大器的輸出在矢量調(diào)制器處于其全輸出水平時(shí)獲得其所需的輸出功率。由于矢量調(diào)制器的輸出較低，所以估計(jì)期間的實(shí)際功率輸出相對較低，如下面所討論的。
在估計(jì)模式期間，矢量調(diào)制器120并不處于全輸出并且可以或者不可以激活。根據(jù)調(diào)制形式，矢量調(diào)制器的輸出可以是0或者可以在0到一個低電平輸出之間波動。這后者的條件是，在調(diào)制器輸出增加到全功率之前的時(shí)間里，調(diào)制器為普通的根升余弦響應(yīng)(Root RaisedCosine Response)矢量調(diào)制器。
在一種實(shí)施例中，相應(yīng)的放大器功率輸出的估計(jì)模式參考信號值被預(yù)先編程并存儲在內(nèi)存中，例如存儲在如圖2所示的查找表內(nèi)或無線邏輯單元內(nèi)。在某些應(yīng)用中，也可以通過在后來的斜上升工作模式后對積分控制電路進(jìn)行采樣，從而獲得特定輸出功率電平的估計(jì)模式參考信號電平，下面將會進(jìn)行討論。
在圖1的典型實(shí)施例中，通過閉合開關(guān)SW1將運(yùn)算放大器配置作為統(tǒng)一增益緩沖，從而使運(yùn)算放大器的輸出遵循施加到其正相輸入端上參考信號。在估計(jì)模式期間，在圖1的典型實(shí)施例中，開關(guān)SW2、SW3和SW4也都閉合。在圖1中，基帶處理器的幅度模塊160產(chǎn)生相等于Vest的估計(jì)模式參考信號Vref，其將作為運(yùn)算放大器增益電路的輸入。在圖1的典型實(shí)施例中，開關(guān)SW1、SW2、SW3和SW4以及基帶處理器都是由處理器170所控制的。
在一種實(shí)施例中，在參考信號源和比例控制電路的輸入之間有一個濾波器，用來在估計(jì)期間控制比例增益控制電路的參考輸入端的信號變化的帶寬并且降低瞬態(tài)帶外功率。
在圖1的典型實(shí)施例中，濾波器位于運(yùn)算放大器140的正相輸入端，其包括電阻Rp1和電容Cp。典型的RC時(shí)間常數(shù)在估計(jì)模式期間為Rp1*Cp＝0.2Ts，其中Ts為“符號(symbol)時(shí)間”，它是后來的矢量調(diào)制系統(tǒng)中的調(diào)制符號之間的時(shí)間。這種典型估計(jì)模式RC時(shí)間常數(shù)值僅僅是示例性的，而并非要限制本發(fā)明。
估計(jì)模式通常持續(xù)比例控制電路所需的足夠時(shí)間間隔，以到達(dá)穩(wěn)態(tài)。在一種實(shí)施例中，估計(jì)模式時(shí)間周期持續(xù)大約5個RC估計(jì)模式時(shí)間常數(shù)，當(dāng)然時(shí)間也可能更長些或更短些。
在估計(jì)模式之后，矢量調(diào)制器120的輸出在斜上升模式中斜上升到其全輸出功率。一般地，在斜上升期間，估計(jì)模式期間施加于放大器上的初始控制信號通過將放大器的輸出相對于第二參考信號進(jìn)行積分從而得到校正。第二參考信號通常正比于矢量調(diào)制器的斜上升輸出，并且可以通過所需的輸出功率來標(biāo)度(scale)。
在圖1中，斜上升模式開始于抬起開關(guān)SW1和SW2并配置幅度模塊160以產(chǎn)生與矢量調(diào)制器的斜上升輸出成比例的參考信號Vref。在這種結(jié)構(gòu)中，運(yùn)算放大器140被配置作為積分器。
斜上升模式期間的RC時(shí)間常數(shù)通常比估計(jì)模式期間的RC時(shí)間常數(shù)大。一般地，斜上升模式比估計(jì)模式持續(xù)得更長。在一種實(shí)施例中，反饋電容Cm與Cp相等，Rm1與(Rp1+Rp2)相等。典型的斜上升模式RC時(shí)間常數(shù)大約為0.7Ts，它比估計(jì)模式的典型RC時(shí)間常數(shù)慢0.2Ts。在一種實(shí)施例中，斜上升模式持續(xù)大約3到3.5Ts。
在一種實(shí)施例中，在斜上升模式期間，通過使用延時(shí)裝置162將施加于積分控制電路的參考信號延時(shí)，從而對參考信號和放大器輸出進(jìn)行相位匹配。該延時(shí)裝置162可以是延時(shí)電路或信號控制的軟件延時(shí)。
在斜上升模式期間，參考信號Vref與矢量調(diào)制器的斜上升輸出成比例地增加，其通過任何所需輸出功率來標(biāo)度，如檢測到的放大器輸出信號的時(shí)間平均所表示。斜上升模式通常持續(xù)足夠長的時(shí)間，以允許瞬態(tài)在斜上升模式結(jié)束之前得到平穩(wěn)。
如果參考信號Vest在估計(jì)模式期間完全正確并且如果峰值檢測信號是放大器輸出功率的完全表示的話，參考信號和峰值檢測輸出就會完全地進(jìn)行互相追蹤。在這樣的情況下，積分運(yùn)算放大器140的輸入在整個斜上升模式期間都是相同的(Vref和峰值檢測電壓完全追蹤，時(shí)間常數(shù)是相同的)，并且積分器輸出電壓保持與施加到放大器控制輸入上的估計(jì)輸出相同。控制電路將校正放大器的輸出到一定程度，在此程度下，在不引發(fā)瞬態(tài)的情況下估計(jì)的輸出不正確。
在斜上升模式期間，瞬態(tài)帶外功率譜是由積分控制電路的帶寬控制的。在一種實(shí)施例中，斜上升模式期間的積分控制電路的帶寬相對估計(jì)模式期間的比例控制電路的帶寬降低了。但是，如果斜上升模式帶寬太低，積分控制電路就將不會充分地響應(yīng)。因此，在瞬態(tài)帶外功率譜控制和積分控制電路響應(yīng)性之間存在一個折中。
在斜上升模式之后，控制電路工作在“調(diào)制模式”中。在調(diào)制模式期間，施加在放大器上的、根據(jù)估計(jì)值的準(zhǔn)確性而確定可以或不可以在斜上升模式期間進(jìn)行校正的校正控制信號將通過將第三參考信號施加到積分控制電路上而得到保持。第三參考信號通常與放大器的平均輸出成比例。
在一種實(shí)施例中，在調(diào)制模式中，積分控制電路的帶寬比起其在斜上升模式中的帶寬更小。在調(diào)制模式中，積分控制電路對諸如供應(yīng)線下降和熱增益變化的慢現(xiàn)象進(jìn)行校正，但是很難或根本無法對調(diào)制變化進(jìn)行追蹤。
在圖1的典型實(shí)施例中，在調(diào)制模式期間，開關(guān)SW3和SW4是抬起的。幅度模塊160產(chǎn)生并施加到運(yùn)算放大器140的輸入上的參考信號Vref是基于所需放大器功率輸出的平均峰值檢測器輸出的，或與之成比例。幅度模塊忽略了來自Vest和來自矢量調(diào)制器120的輸出的輸入。調(diào)制模式中的典型的積分增益電路RC時(shí)間常數(shù)大約在40到400Ts之間。開關(guān)SW3和SW4是由處理器170控制的。
在某些工作模式中，例如TDMA工作模式，調(diào)制會周期性地結(jié)束。在一種實(shí)施例中，當(dāng)調(diào)制結(jié)束時(shí)允許矢量調(diào)制器自然地斜下降。在調(diào)制模式中積分控制電路的相對慢的帶寬將不會對相對快的功率縮減作出反應(yīng)。不考慮頻譜，一旦矢量調(diào)制斜下降，控制電路就可能被禁用。
本發(fā)明的放大器控制電路也可以通過數(shù)字電路元件來實(shí)現(xiàn)。圖3的典型實(shí)施例是具有發(fā)射器300的移動TDMA通信設(shè)備的一部分，該發(fā)射器300具有通常包括接口310的數(shù)字控制系統(tǒng)，接口310將數(shù)字矢量調(diào)制信號I/Q從基帶處理器發(fā)送到數(shù)字I/Q處理電路312，數(shù)字I/Q處理電路312通過模擬重構(gòu)濾波器313連接到放大器電路314。
包括移位寄存器320的數(shù)字比例控制電路提供了穩(wěn)定性。數(shù)字積分控制電路包括移位寄存器330和累加器332。在數(shù)字實(shí)現(xiàn)中，在估計(jì)模式期間，初始控制信號直接加載到累加器的寄存器輸出。通過模擬處理電路350處理峰值檢測電路340的輸出，然后由A/D轉(zhuǎn)換器360進(jìn)行數(shù)字化。
接口310通過寄存器316將數(shù)字參考信號從基帶處理器提供到比例控制電路和積分控制電路。寄存器316至少使比例和積分控制電路的某些參考信號延時(shí)。峰值檢測電路340的數(shù)字化輸出與基帶處理器所提供的數(shù)字參考信號相加，從而將誤差信號提供給積分控制電路。
寄存器334并非TDMA形式所需，提供了可容忍的延時(shí)。處理器和D/A電路370對比例和積分控制電路的輸出進(jìn)行處理和轉(zhuǎn)換。生成的模擬控制信號在連接到放大器電路314的控制輸入之前由模擬處理電路380進(jìn)行處理。
圖4圖示說明了具有上述工作模式的示例的IS-136 TDMA應(yīng)用的時(shí)序圖。TDMA估計(jì)模式工作開始于DMCS信號的上升沿。在由PAC_DLY所設(shè)置的延時(shí)間隔之后，殘留偏差將減小檢測到的RF輸出電壓。在此時(shí)沒有放大器輸出。設(shè)置RAMP_DLY信號以使斜上升波形與調(diào)制RF波形對齊。
接下來，延時(shí)INIT_DLY對將累加器(及因此出現(xiàn)的圖3的AOCD/A)設(shè)置在ACC_INIT的估計(jì)值的點(diǎn)進(jìn)行設(shè)置。在圖3中，由AOC D/A輸入上的數(shù)字濾波器370和AOC D/A輸出上的模擬濾波器380平滑放大器的控制輸出，因此該控制輸出不包含所示的累加器輸出的中斷。放大器輸出將與檢測到的電壓成比例。
在時(shí)間間隔EST_DLY之后，TDMA斜上升模式開始，累加器的輸入切換到檢測到的信號與斜上升波形之間的誤差信號。在這期間，積分控制電路回路閉合并配置以ERRGainl的第一帶寬設(shè)置。在圖3中，由于不再需要帶寬控制并可能損害回路的穩(wěn)定性，所以D/A輸入上的數(shù)字濾波器就會被旁路。
在圖3中，當(dāng)CDET_DLY正好在隨后的TDMA脈沖的斜上升模式結(jié)束時(shí)期滿或者在此之前，就會儲存輸出寄存器334的值。
一旦時(shí)間間隔BW_DLY期滿，就會開始TDMA調(diào)制模式。積分控制電路配置以ERRGain2的帶寬設(shè)置。
最后，在放大器輸出隨著I/Q調(diào)制整形到0而下降之后，DMCS信號將變低以表示I/Q數(shù)據(jù)的結(jié)尾。在延時(shí)DN_DLY之后，圖3中的AOC部分370將斷電。本實(shí)例假設(shè)零延時(shí)，因此DN_DLY示為0。在實(shí)踐中，DMCS將在DN_DLY期滿之前下降。
圖5的示例實(shí)施例是具有發(fā)射器500的移動EDGE通信設(shè)備的一部分，發(fā)射器500具有通常包括相位圖輸出510的數(shù)字控制系統(tǒng)，該相位圖輸出510將數(shù)字矢量調(diào)制信號從基帶處理器發(fā)送到數(shù)字I/Q處理電路512，該數(shù)字I/Q處理電路512通過模擬重構(gòu)濾波器513連接到放大器電路514。
包括移位寄存器520的數(shù)字比例控制電路提供了穩(wěn)定性。數(shù)字積分控制電路包括移位寄存器530和累加器532。在數(shù)字實(shí)現(xiàn)中，在估計(jì)模式期間，初始控制信號直接加載到累加器的寄存器輸出。通過模擬處理電路550處理峰值檢測電路540的輸出，然后由A/D轉(zhuǎn)換器560進(jìn)行數(shù)字化。
在圖5中，在基帶處理器的控制下，提供參考信號給比例控制電路和積分控制電路。斜上升值儲存在表516中，并通過所需功率輸出的因子PWR來標(biāo)度。這可能是因?yàn)椋贓DGE形式中，斜上升值不是從屬數(shù)據(jù)(data dependent)。因此，每次發(fā)送都可以使用相同的斜上升模式。這消除了通過數(shù)字接口發(fā)送斜上升值的需要，而這在圖3的TDMA系統(tǒng)中是所需的。峰值檢測電路540的數(shù)字化輸出與基帶處理器所提供的數(shù)字參考信號相加，從而將誤差信號提供給積分控制電路。
比例和積分控制電路的數(shù)字輸出通過D/A電路570轉(zhuǎn)換成模擬的形式。生成的模擬控制信號在連接到放大器電路514的控制輸入之前也將由模擬處理電路580進(jìn)行處理。
圖6圖示說明了具有上述工作模式的示例的EDGE應(yīng)用的時(shí)序圖。EDGE估計(jì)模式工作開始于DMCS信號的上升沿。在由PAC_DLY所設(shè)置的延時(shí)間隔之后，殘留偏差將減小檢測到的RF輸出電壓。在此時(shí)沒有放大器輸出。設(shè)置RAMP_DLY信號以使斜上升波形與調(diào)制RF波形對齊。
接下來，延時(shí)INIT_DLY對將累加器(及因此出現(xiàn)的圖5的AOCD/A)設(shè)置在ACC_INIT的估計(jì)值的點(diǎn)進(jìn)行設(shè)置。在圖5中，由AOC D/A輸出上的模擬濾波器580平滑放大器的控制輸出，因此該控制輸出不包含所示的累加器輸出的中斷。放大器輸出將與檢測到的電壓成比例。
在時(shí)間間隔EST_DLY之后，EDGE斜上升模式開始，累加器的輸入切換到檢測到的信號與斜上升波形之間的誤差信號。在允許抑制主要(leading)的低分辨度信號的延時(shí)RAMP_DLY之后，斜上升信號開始。在這期間，積分控制電路回路配置以ERRGainl的第一帶寬設(shè)置。
一旦時(shí)間間隔BW_DLY和DIV_DLY期滿，就會開始EDGE調(diào)制模式。積分控制電路配置以ERRGain2的帶寬設(shè)置，其通常比TDMA調(diào)制模式的帶寬低得多。在圖5中，當(dāng)CDET_DLY期滿時(shí)，就會儲存輸出寄存器334的值用于隨后的脈沖。
在其它實(shí)施例中，輸出寄存器534在DIV_DLY期滿時(shí)保持。這防止了AOC控制電路對EDGE調(diào)制準(zhǔn)確度造成不利的影響。這相當(dāng)于用ERRGain2設(shè)置了低帶寬。最后，在放大器輸出隨著I/Q調(diào)制整形到0而下降之后，DMCS信號將變低以表示I/Q數(shù)據(jù)的結(jié)尾。在DN_DLY設(shè)置的延時(shí)之后，圖5中的AOC部分570將斷電。本示例假設(shè)零延時(shí)。
圖7的典型實(shí)施例是具有發(fā)射器700的移動GSM通信設(shè)備的一部分，該發(fā)射器700具有通常包括差分編碼器710的數(shù)字控制系統(tǒng)，差分編碼器710連接到數(shù)字I/Q處理電路712，數(shù)字I/Q處理電路712通過模擬I/Q重構(gòu)濾波器713連接到放大器電路714。
在圖7中，包括移位寄存器720的數(shù)字比例控制電路提供了穩(wěn)定性。數(shù)字積分控制電路包括移位寄存器730和累加器732。在數(shù)字實(shí)現(xiàn)中，在估計(jì)模式期間，初始控制信號直接加載到累加器的寄存器輸出。通過模擬處理電路750處理峰值檢測電路740的輸出，然后由A/D轉(zhuǎn)換器760進(jìn)行數(shù)字化。
在圖7中，在基帶處理器的控制下，將參考信號提供給比例控制電路720和積分控制電路730。斜上升值儲存在表716中，并通過所需功率輸出的因子PWR來標(biāo)度。這可能是因?yàn)椋贕SM形式中，通常的斜上升模式受到了每次發(fā)送的調(diào)制的影響。這消除了通過數(shù)字接口發(fā)送斜上升值的需要，而這在圖3的TDMA系統(tǒng)中是所需的。
峰值檢測電路740的已處理的且數(shù)字化的輸出與基帶處理器所提供的數(shù)字參考信號相加，從而將誤差信號提供給積分控制電路。寄存器734并非GSM形式所需，提供了可容忍的延時(shí)。處理器和D/A電路770對比例和積分控制電路的輸出進(jìn)行處理和轉(zhuǎn)換。模擬控制信號在連接到放大器電路714的控制輸入之前由模擬處理電路780進(jìn)行處理。
GSM形式中的相位信息是由電路710和I/Q斜上升信號加載的，I/Q斜上升信號包括幅度信息，包括GSM形式中的相位信息的數(shù)據(jù)互相同步、并與AOC斜上升開始信號同步，從而使得構(gòu)成施加于積分控制電路上的誤差信號的累加信號是相位匹配的。
圖8圖示說明了具有上述工作模式的示例的GSM應(yīng)用的時(shí)序圖。GSM估計(jì)模式工作開始于DMCS信號的上升沿。在由PAC_DLY所設(shè)置的延時(shí)間隔之后，殘留偏差將減小檢測到的RF輸出電壓。在此時(shí)沒有放大器輸出。接下來，延時(shí)INIT_DLY對將累加器(及因此出現(xiàn)的圖8的AOC D/A)設(shè)置在ACC_INIT的估計(jì)值的點(diǎn)進(jìn)行設(shè)置。
在圖7中，由AOC D/A輸出上的模擬濾波器780平滑放大器的控制輸出，因此該控制輸出不包含所示的累加器輸出的中斷。放大器輸出將與檢測到的電壓成比例。
在時(shí)間間隔EST_DLY之后，GSM斜上升模式開始，累加器的輸入切換到檢測到的信號與斜上升波形之間的誤差信號。在延時(shí)RAMP_DLY之后，斜上升信號開始。由于兩個查找表都是由相同的函數(shù)(function)定義的，G_IQ_DLY在大致相同的時(shí)刻期滿，以使RF輸入隨斜上升波形而上升。在這期間，積分控制電路回路閉合，并配置以ERRGainl的第一帶寬設(shè)置。
一旦時(shí)間間隔BW_DLY期滿，就會開始GSM調(diào)制模式。積分控制電路配置以ERRGain2的帶寬設(shè)置。當(dāng)CDET_DLY期滿時(shí)，就會儲存輸出寄存器的值。
一旦延時(shí)DIV_DLY期滿，積分控制電路就在調(diào)制結(jié)束之前進(jìn)入到保持模式。最后，在放大器輸出隨著I/Q復(fù)用器施加(impose)的斜上升模式下降之后，DMCS信號將變低以表示I/Q數(shù)據(jù)的結(jié)尾。在DN_DLY設(shè)置的延時(shí)之后，圖7中的AOC部分770將斷電。由于假設(shè)零延時(shí)，所以圖中所示的RAMP_DN_DLY為0。在實(shí)踐中，由于系統(tǒng)延時(shí)，其將會在DMCS的下降沿之后的某處發(fā)生。
盡管通過建立發(fā)明者所有權(quán)并使本領(lǐng)域普通技術(shù)人員能夠做出和使用本發(fā)明的方式對本發(fā)明及其現(xiàn)有的、被認(rèn)為最佳的實(shí)施方式進(jìn)行了描述，但是應(yīng)該理解并認(rèn)識到，這里公開的典型實(shí)施例有著許多的等價(jià)物，并且在不背離本發(fā)明范圍和精神的前提下，可以對本發(fā)明做出無數(shù)的修改和變化，本發(fā)明并非由典型實(shí)施例限制，而是由所附權(quán)利要求限制的。
權(quán)利要求
1.一種RF放大器控制電路，其包括放大器；矢量調(diào)制器，其輸出連接到所述放大器的輸入；將初始控制信號施加到所述放大器的控制輸入上的裝置，所述初始控制信號是所述放大器的控制輸入端所需的信號電平的估計(jì)，用來在所述矢量調(diào)制器輸出達(dá)到全輸出時(shí)提供特定的輸出；積分控制電路，其控制信號輸出連接到所述放大器的控制輸入，所述積分控制電路具有連接到第二參考信號源上的參考輸入，所述放大器的輸出連接到所述積分控制電路的輸入。
2.如權(quán)利要求1所述的電路，信號延時(shí)裝置位于所述第二參考信號源和所述積分控制電路的參考輸入之間。
3.如權(quán)利要求1所述的電路，非線性器件將所述放大器的輸出連接到所述積分控制電路的輸入。
4.如權(quán)利要求1所述的電路，其還包括用于在將所述初始控制信號施加到所述放大器的控制輸入之后，一旦第一延時(shí)周期期滿就使連接到所述放大器的輸入的所述矢量調(diào)制器的輸出斜上升的裝置；用于在斜上升期間，通過將所述放大器的輸出相對于所述第二參考信號進(jìn)行積分而校正施加到所述放大器上的所述初始控制信號的所述積分控制電路，所述第二參考信號與所述斜上升的矢量調(diào)制器輸出成比例。
5.如權(quán)利要求1所述的電路，其包括在斜上升期間，將所述第二參考信號與施加到所述積分控制電路上的所述放大器輸出進(jìn)行相位匹配的裝置。
6.如權(quán)利要求4所述的電路，其包括在斜上升期間控制瞬態(tài)帶外功率譜的裝置。
7.如權(quán)利要求4所述的電路，其包括在斜上升之后，將第三參考信號施加到所述積分控制電路上的裝置，所述第三參考信號與所述放大器的平均輸出成比例。
8如權(quán)利要求7所述的電路，其包括在將第三參考信號施加到所述積分控制電路時(shí)、防止所述積分控制電路追蹤到調(diào)制包絡(luò)的裝置。
9.一種無線通信設(shè)備，其包括具有矢量調(diào)制器的發(fā)射器，所述矢量調(diào)制器的輸出連接到放大器的輸入；用于在所述矢量調(diào)制器全輸出之前、將初始控制信號施加到所述放大器的控制輸入上的裝置，所述初始控制信號是所述放大器的控制輸入所需的估計(jì)信號電平，用來在所述矢量調(diào)制器輸出處于全輸出時(shí)提供一個特定的輸出；用于在將所述初始控制信號施加到所述放大器上之后使所述矢量調(diào)制器的輸出斜上升的裝置；用于在斜上升期間校正施加到所述放大器的控制輸入上的所述初始控制信號的裝置；用于在斜上升期間控制瞬態(tài)帶外功率譜的裝置。
10.如權(quán)利要求10所述的無線通信設(shè)備，所述用于施加所述初始控制信號的裝置包括具有連接到所述放大器的控制輸入的寄存器輸出的累加器。
11.如權(quán)利要求10所述的無線通信設(shè)備，所述用于校正的裝置包括具有連接到所述放大器的控制輸入的控制信號輸出的積分控制電路，所述積分控制電路具有連接到第二參考信號源的參考輸入。
12.如權(quán)利要求11所述的無線通信設(shè)備，第二參考信號源用于將與所述斜上升的矢量調(diào)制器輸出成比例的第二參考信號施加到所述積分控制電路的參考輸入上，還包括將所述第二參考信號與施加到所述積分控制電路上的所述放大器的輸出進(jìn)行相位匹配的裝置。
13.如權(quán)利要求12所述的無線通信設(shè)備，其包括用于保持施加到所述放大器上的校正的控制信號的裝置。
14.如權(quán)利要求13所述的無線通信設(shè)備，所述用于保持的裝置包括用于在斜上升之后將第三參考信號施加到所述積分控制電路上的裝置，所述第三參考信號與所述放大器的平均輸出成比例，所述用于保持的裝置還包括用于在斜上升之后配置所述積分控制電路以具有第二帶寬的裝置，所述第二帶寬比所述第一帶寬小。
15.一種用于控制發(fā)射器中的放大器的方法，其包括在連接到所述放大器的輸入上的矢量調(diào)制器信號處于全輸出之前，將初始控制信號施加到所述放大器上；在施加所述初始控制信號之后，使連接到所述放大器的輸入的所述矢量調(diào)制器輸出斜上升；通過利用積分控制電路將所述放大器的輸出相對于第二參考信號進(jìn)行積分來在斜上升期間校正施加到所述放大器上的所述初始控制信號，其中積分控制電路連接到所述放大器的控制輸入，所述第二參考信號與所述斜上升的矢量調(diào)制器輸出成比例。
16.如權(quán)利要求15所述的方法，通過將第一參考信號施加到具有連接到所述放大器的控制輸入的輸出的累加器上，從而將所述初始控制信號施加到所述放大器上；在將所述第一參考信號施加到所述累加器上之后，一旦第一延時(shí)周期期滿，就使連接到所述放大器的輸入上的所述矢量調(diào)制器輸出斜上升。
17.如權(quán)利要求15所述的方法，在斜上升期間、用所述積分控制電路的第一帶寬控制瞬態(tài)帶外功率譜。
18.如權(quán)利要求15所述的方法，通過在斜上升之后將第三參考信號施加到所述積分控制電路上，從而保持施加到所述放大器上的校正的控制信號，所述第三參考信號與所述放大器的平均輸出成比例。
19.如權(quán)利要求18所述的方法，在斜上升之后給所述積分控制電路配置以第二帶寬，所述第二帶寬比所述第一帶寬小。
20.如權(quán)利要求15所述的方法，通過非線性器件將所述放大器的輸出連接到所述積分控制電路的輸入。
21.如權(quán)利要求15所述的方法，對所述第二參考信號與連接到所述積分控制電路的所述放大器輸出進(jìn)行相位匹配。
22.如權(quán)利要求21所述的方法，通過使施加到所述積分控制電路上所述第二參考信號延時(shí)，來對所述第二參考信號與所述放大器輸出進(jìn)行相位匹配。
23.如權(quán)利要求15所述的方法，通過在斜上升之后對所述積分控制電路進(jìn)行采樣和存儲來產(chǎn)生新的第一參考信號。
24.如權(quán)利要求16所述的方法，從用于所述放大器的特殊功率輸出的查找表中獲取所述第一參考信號。
全文摘要
本發(fā)明公開一種用于移動通信設(shè)備中的發(fā)射器的RF放大器控制電路，其組合及其方法。該控制電路通常包括比例和積分控制電路，控制電路的輸出連接到放大器(110)的控制輸入。在連接放大器輸入的矢量調(diào)制器(120)輸出達(dá)到全輸出功率之前，將初始控制信號施加到放大器。在施加初始控制信號之后，使矢量調(diào)制器輸出斜上升到全輸出。其后，在斜上升期間施加到放大器上的初始控制信號就會通過將放大器的輸出相對于第二參考信號進(jìn)行積分而得到校正，其中積分控制電路連接到放大器的控制輸入，第二參考信號與斜上升的矢量調(diào)制器輸出成比例。
文檔編號H03G1/00GK1509554SQ02809966
公開日2004年6月30日 申請日期2002年4月18日 優(yōu)先權(quán)日2001年5月14日
發(fā)明者達(dá)勒·G·施文特, 亞歷山大·W·希耶塔拉, 大 W 希耶塔拉, 達(dá)勒 G 施文特 申請人:摩托羅拉公司