專利名稱：用于采樣率轉(zhuǎn)換的方法和裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種把具有采樣率q.fs的離散時(shí)間輸入信號(hào)的采樣率轉(zhuǎn)換成具有采樣率fs的離散時(shí)間輸出信號(hào)的方法，該采樣率fs是輸入信號(hào)的采樣率的約因數(shù)(q＝大于1的整數(shù))，該方法包括以下步驟對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行串并轉(zhuǎn)換，以生成輸入信號(hào)的q個(gè)樣本的非重疊的字，以及按照包括低通濾波函數(shù)的遞歸算法，以約因數(shù)速率fs處理所述字。這樣的方法是從E.Roza的“Recursive Bitstream Conversion(遞歸的比特流轉(zhuǎn)換)”，IEEE Transactions on Circuits and Systems-IIAnalog and Digital Signal-Processing，Vol.40，No.2，1993年2月中獲知的。本發(fā)明還涉及一種把具有采樣率fs的離散時(shí)間輸入信號(hào)的采樣率轉(zhuǎn)換成具有采樣率q.fs的離散時(shí)間輸出信號(hào)的相反方法，該采樣率q.fs是輸入信號(hào)的采樣率的倍數(shù)(q＝大于1的整數(shù))，該方法包括以下步驟按照包括低通濾波函數(shù)的遞歸算法，以采樣率fs處理所述輸入信號(hào)，以得到輸出信號(hào)的q個(gè)樣本的非重疊的字，以及對(duì)所述字進(jìn)行并串轉(zhuǎn)換，以生成離散時(shí)間的q.fs采樣率的輸出信號(hào)。
上述的方法以“Rebic”(遞歸比特流轉(zhuǎn)換)的名稱而聞名，在本申請(qǐng)中術(shù)語“正向Rebic”應(yīng)該被使用于低精確度高采樣率信號(hào)到高精確度低采樣率信號(hào)的轉(zhuǎn)換，而術(shù)語“反向Rebic”應(yīng)該被使用于高精確度低采樣率信號(hào)到低精確度高采樣率信號(hào)的轉(zhuǎn)換。低精確度高采樣率信號(hào)常常可以是“單個(gè)比特”比特流，其中每個(gè)樣本只包括一個(gè)比特，盡管這個(gè)信號(hào)有時(shí)每個(gè)樣本可包括一個(gè)以上的比特。
通常，從模擬輸入信號(hào)或從高精確度低采樣率離散信號(hào)生成“單個(gè)比特”比特流是通過傳統(tǒng)的∑Δ(求和增量)調(diào)制器完成的，∑Δ調(diào)制器基本上由低通濾波器和以反饋安排的時(shí)鐘同步的量化器組成。這是一種用于執(zhí)行轉(zhuǎn)換的低成本和魯棒的安排。然而，當(dāng)必須轉(zhuǎn)換具有大的基帶帶寬的信號(hào)，諸如舉例而言視頻信號(hào)時(shí)，采樣率必須相當(dāng)高以便得到足夠的噪聲整形，這樣，傳統(tǒng)的∑Δ調(diào)制器的幾個(gè)缺點(diǎn)就變得很明顯。上述的Rebic結(jié)構(gòu)的基本優(yōu)點(diǎn)是，它具有以較低的時(shí)鐘速率運(yùn)行的環(huán)路配置，該時(shí)鐘速率是在傳統(tǒng)的∑Δ調(diào)制器中所需要的時(shí)鐘速率的一個(gè)分?jǐn)?shù)(1/q)。對(duì)于產(chǎn)生一個(gè)帶有的屬性與從傳統(tǒng)配置獲得的類似的串行比特流而言，環(huán)路外的并-串轉(zhuǎn)換器是必須和足夠的。Rebic勝過傳統(tǒng)的∑Δ調(diào)制器的優(yōu)點(diǎn)是高速電路的減少、較低的功率消耗、較少的干擾音以及在高階配置中增加的穩(wěn)定度。
在以上參考的文章中，低通濾波器操作是通過把它的脈沖響應(yīng)展開成一系列指數(shù)函數(shù)而實(shí)現(xiàn)的。與之相對(duì)比，本發(fā)明是基于對(duì)這樣的指數(shù)展開并非強(qiáng)制性的認(rèn)識(shí)，所以，按照本發(fā)明的采樣率轉(zhuǎn)換的方法的特征在于，該算法是基于低通濾波函數(shù)的脈沖響應(yīng)的冪級(jí)數(shù)展開。這樣的脈沖響應(yīng)可以從離散時(shí)間積分器中得到，且因此可以比傳統(tǒng)的脈沖響應(yīng)更容易地從實(shí)際的數(shù)字電路中得到。優(yōu)選地，按照本發(fā)明的方法既用于正向Rebic轉(zhuǎn)換又用于反向Rebic轉(zhuǎn)換，其特征在于，所述處理是按照附屬公式表的公式(1)到(3e)的，其中an代表具有采樣率q.fs的離散時(shí)間信號(hào)的樣本序列，其中bj代表具有采樣率fs的離散時(shí)間信號(hào)的樣本序列，其中αm代表低通濾波函數(shù)的脈沖響應(yīng)的冪級(jí)數(shù)的系數(shù)，以及α’m代表所述系數(shù)被所有所述系數(shù)的和值去除。在這個(gè)算法中，假設(shè)低通濾波函數(shù)的脈沖響應(yīng)為h(t)=U(t)Σm=0Mαm(t/T)m,]]>這表示脈沖響應(yīng)在時(shí)間t＝0時(shí)為零。此后，將會(huì)看到，也可以使用脈沖響應(yīng)的其他冪級(jí)數(shù)展開。
本發(fā)明還涉及用于采樣率轉(zhuǎn)換的裝置，該裝置通常包括多個(gè)級(jí)聯(lián)的積分器(I2-I3，I4-I5-I6)，即，在級(jí)聯(lián)中前面的積分器把它的輸出信號(hào)連同一個(gè)或多個(gè)其他信號(hào)一起發(fā)送到級(jí)聯(lián)中下一個(gè)積分器。Rebic結(jié)構(gòu)可以具有某個(gè)階數(shù)，它是在Rebic算法中使用的低通濾波函數(shù)的階數(shù)。通常，在低通濾波器中級(jí)聯(lián)的積分器的數(shù)目決定濾波器的階數(shù)。這也應(yīng)用于Rebic算法。然而，看來在正向Rebic結(jié)構(gòu)的情形下，積分器之一是冗余的，這樣可能優(yōu)選地該裝置的特征在于，在積分器的級(jí)聯(lián)中積分器的數(shù)目比該算法的階數(shù)小1。
看來在按照本發(fā)明的反向Rebic結(jié)構(gòu)中，不可能直接從低的采樣率信號(hào)的樣本計(jì)算高的采樣率信號(hào)的樣本an。從附屬公式表的公式(3c)可以得出，序列an隱藏在和∑α′mAmj中，它在這里被稱為在時(shí)間j的“集束值(bunch value)”。為了推導(dǎo)所述序列，按照本發(fā)明的反向基本結(jié)構(gòu)的特征還在于包括映射器，用來從級(jí)聯(lián)中的所述積分器接收映射器輸入信號(hào)和生成輸出信號(hào)的q個(gè)樣本的所述非重疊的字。該映射器的任務(wù)是建立一個(gè)q長度的二進(jìn)制序列an，以使得集束值∑α′mAmj接近于映射器輸入序列。因?yàn)橛?q個(gè)可能的、長度q的二進(jìn)制序列，所以也有將由映射器輸入序列被映射到的集束值的2q個(gè)數(shù)值。一個(gè)可能的策略可以是根據(jù)最佳擬合的原則、把映射器輸入序列的最新值與所有可能的集束值的預(yù)定表進(jìn)行比較。然而，這對(duì)于大的q值會(huì)是相當(dāng)麻煩的。所以，優(yōu)選地，按照本發(fā)明的優(yōu)選反向Rebic結(jié)構(gòu)的特征在于所述映射器包括量化器-減法器組合的級(jí)聯(lián)，每個(gè)所述組合包括1比特量化器，用于生成q個(gè)比特的所述非重疊字的其中一個(gè)比特，以及減法器，用于1比特量化器的輸入和輸出信號(hào)的相減；在級(jí)聯(lián)中所述組合的第一個(gè)是接收該映射器輸入信號(hào)；在級(jí)聯(lián)中的所述組合的其他每個(gè)組合接收在級(jí)聯(lián)中先前組合的減法器的輸出信號(hào)的加權(quán)和；以及最后的量化器接收在級(jí)聯(lián)中所有減法器的輸出信號(hào)的加權(quán)和，并生成q個(gè)比特的所述非重疊字的最后的比特。
而且，為了防止Rebic結(jié)構(gòu)變成不穩(wěn)定的，按照本發(fā)明的裝置的特征還在于，至少一個(gè)所述積分器包括限幅器。
下面參照附屬公式表和附圖描述本發(fā)明。這里顯示

圖1是按照本發(fā)明的正向Rebic采樣率轉(zhuǎn)換器的實(shí)施例，圖2是按照本發(fā)明的反向Rebic采樣率轉(zhuǎn)換器的實(shí)施例，圖3是圖2的反向Rebic采樣率轉(zhuǎn)換器中使用的映射器的實(shí)施例，圖4是圖2的反向Rebic采樣率轉(zhuǎn)換器的部件的修正，以及圖5是按照本發(fā)明的Rebic采樣率轉(zhuǎn)換器中使用的積分器的修正。
用于采樣率轉(zhuǎn)換的算法是基于使低通濾波器操作對(duì)該高采樣率信號(hào)an的響應(yīng)與所述低通濾波器操作對(duì)低采樣率信號(hào)bj的響應(yīng)相等。低通濾波器操作的脈沖響應(yīng)是冪級(jí)數(shù)項(xiàng)的展開式，以及可由以下公式表示h(t)=U(t)Σm=0Mαm(t/T)m.]]>這里U(t)是赫維賽德(Heaviside)階躍函數(shù)，M規(guī)定濾波器的階數(shù)，以及αm是可以自由選擇的濾波系數(shù)。當(dāng)兩個(gè)提到的響應(yīng)相等時(shí)，得到公式表的公式(1)。在公式(2)中，這個(gè)等式被分成四項(xiàng)，從左到右分別代表信號(hào)bj的最新的樣本，來自信號(hào)an的q個(gè)最新樣本的已濾波成分，信號(hào)an的已濾波的歷史，以及最后，信號(hào)bj的已濾波的歷史。
在公式(2)中，系數(shù)αm被歸一化系數(shù)α’m代替，α’m是通過使每個(gè)系數(shù)αm被所有系數(shù)的和值去除而得到的，其結(jié)果是Σm=0Mαm′=1.]]>當(dāng)Aij和rij按公式(3a)和(3b)所示地被定義時(shí)，用于bj的公式(2a)變成bj=Σm=0Mαm′(Amj+rmj),]]>如公式(3c)所示。數(shù)值rmj可被遞歸地展開，以便得到公式(3d)，其中信號(hào)Tij由公式(3e)規(guī)定。在公式(3d)中的符號(hào) 照例代表二項(xiàng)式系數(shù) 公式組(3a)…(3e)容易允許確定用于實(shí)施算法的結(jié)構(gòu)，正如后面參照?qǐng)D1、2和3顯示的。
M的數(shù)值決定Rebic的階數(shù)。當(dāng)M＝2時(shí)，得到3階Rebic，當(dāng)M＝3時(shí)，得到4階Rebic，等等。通常，某階的濾波器需要相等數(shù)目的級(jí)聯(lián)的積分器。然而，看來在正向Rebic中，其中一個(gè)這樣的積分器是冗余的，這樣，級(jí)聯(lián)的積分器的數(shù)目可比Rebic的階數(shù)小1。這遵從公式表的公式(4a)和(4b)。公式(3c)代表用來計(jì)算新樣本bj的基本公式。早一個(gè)樣本周期的樣本bj-1由相應(yīng)的公式(4a)計(jì)算。因?yàn)?amp;Sigma;m=0Mαm′=1,]]>所以在這個(gè)公式中的項(xiàng)bj-1可被放置在括號(hào)中間，這樣，通過使用公式(3e)的Tij定義，而得到公式(4b)。當(dāng)所有的其它項(xiàng)T0j…T(M-1)j都通過積分得到時(shí)，這個(gè)公式允許不用積分器而計(jì)算最后的項(xiàng)TMj。
圖1顯示對(duì)M＝2、{αm}＝{0，α1，α2}和q＝4的情形來實(shí)施算法的結(jié)構(gòu)。用于M、αm和q的其他組合的結(jié)構(gòu)可以容易地建立。實(shí)際上，通常將應(yīng)用q的較大的數(shù)值。通過M和αm的這些數(shù)值，用于bj的公式(3c)變成如公式(5a)所示。因?yàn)閺墓?3d)得出r0j＝T0j，r1j＝T0j+T1j和r2j＝T0j+2T1j+T2j，故公式(5a)可被重寫為如公式(5b)所示。用于按照這個(gè)公式計(jì)算bj的結(jié)構(gòu)將需要(至少)三個(gè)積分器。然而，對(duì)于公式(4b)，其遵循α’1T1j+α’2T2j＝0，使得公式(5b)簡化為公式(5c)。
圖1的左邊顯示具有1比特鎖存器L的串并轉(zhuǎn)換器SP，通過它，an的q個(gè)1比特符號(hào)的非重疊(“孤立的”)字以因子q被縮減采樣(downsample)。q個(gè)比特的字被加到加法器D0用于生成信號(hào)A0j，被加到一組乘法器M1與加法器D1用于生成信號(hào)A1j’以及被加到一組乘法器M2與加法器D2，用于生成信號(hào)A2j。乘法器M1分別使該比特乘以加權(quán)因子1/q，2/q，3/q，...，q/q，以及乘法器M2分別使這些比特乘以加權(quán)因子(1/q)2，(2/q)2，(3/q)2，...，(q/q)2，使得信號(hào)A0j，A1j和A2j的生成是按照公式(3a)的。
減法器S1生成信號(hào)A0j-bj，然后把它加到積分器I1。這是一個(gè)“延時(shí)”積分器，它具有Z變換1/(z-1)，即，它在正向路徑上具有1個(gè)樣本的延時(shí)，以及在它的反饋路徑上沒有延時(shí)。這是與“無延時(shí)”積分器相反的，“無延時(shí)”積分器具有Z變換z/(z-1)，即，它在其反饋路徑上具有1個(gè)樣本的延時(shí)，以及在它的正向路徑上沒有延時(shí)。延時(shí)積分器I1輸出該輸入信號(hào)的先前樣本加上該輸出信號(hào)的先前樣本。從公式(3d)和(3e)很容易得出，積分器I1的輸出等于A0(j-1)-b(j- 1)+r0(j-1)＝T0j＝r0j。這個(gè)信號(hào)在加法器D3中被加到A1j上，其結(jié)果在乘法器M3中與加權(quán)因子α’1相乘，以得到信號(hào)α’1(A1j+T0j)。
第二減法器S2和第二延時(shí)積分器I2接收與減法器S1和積分器I1相同的輸入信號(hào)，因此它們生成相同的輸出信號(hào)T0j。減法器S3把信號(hào)A1j和bj相減，以及把該結(jié)果在加法器D4中加到積分器I2的輸出T0j上，以生成信號(hào)A1j-bj+T0j。這被加到第三延時(shí)積分器I3。從公式(3d)和(3e)可以導(dǎo)出，積分器I3生成信號(hào)T1j＝A1(j-1)-bj-1+T0(j-1)+T1(j-1)。
乘法器M4使信號(hào)T1j乘以因子2，以及加法器D5把來自加法器D2的信號(hào)A2j、來自積分器I2的信號(hào)T0j、和來自乘法器M4的信號(hào)2T1j相加在一起，以生成信號(hào)A2j+T0j+2T1j，隨后使它在乘法器M5中與加權(quán)因子α’2相乘，以生成信號(hào)α’2(A2j+T0j+2T1j)。最后，來自乘法器M3和M5的信號(hào)在加法器D6中相加，以得到按照公式表的公式(5c)的輸出信號(hào)bj。
必須指出，圖1的結(jié)構(gòu)可以以具有相同的最終結(jié)果的幾種方式進(jìn)行修正。例如，減法器S1和積分器I1可以被刪除，而用于加法器D3的信號(hào)T0j可以從積分器I2的輸出得到。而且，加法器D3、D5、D6和乘法器M3、M4、M5可以由用于使來自加法器D1的信號(hào)A1j乘以α’1的乘法器、用于使來自加法器D2的信號(hào)A2j乘以α’2的乘法器、用于使來自積分器I3的信號(hào)T1j乘以2α’2的乘法器、和用于使來自這三個(gè)乘法器的信號(hào)和來自積分器I2的信號(hào)T0j相加在一起以得到信號(hào)bj＝α’1A1j+α’2A2j+T0j+2α’2T1j的單個(gè)加法器代替。因?yàn)棣痢?+α’2＝1，所以這個(gè)表示式等同于公式(5c)的表示式。
反向Rebic處理過程是指從給定的高精確的多比特序列bj決定比特流an。公式表的公式(1)到(3e)同樣應(yīng)用于本發(fā)明的反向Rebic，雖然公式(3c)優(yōu)選地被寫為Σm=0Mαm′Amj=bj-Σm=0Mαm′rmj,]]>由此而表示“集束值” 是從輸入序列bj和計(jì)算的序列 進(jìn)行計(jì)算的。顯然，這個(gè)公式不允許直接計(jì)算an，因?yàn)樾蛄衋n被隱藏在集束值 中。因此，為了對(duì)每一個(gè)聚束值 指配一個(gè)q比特的特定字而需要一個(gè)映射處理。用于這種映射處理的幾個(gè)策略是可能的，諸如“最佳擬合，二進(jìn)制搜索”，參見以下論文E.Roza在IEEETransactions on Circuits and Systems，Vol.41，No.5，pp.329-336，1994年5月的“Recursive Bitstream Conversion，the reversemode(遞歸的比特流轉(zhuǎn)換，反向模式)”，或D.Birru在“Int.Journalof Circuit Theory and Applications”，vol.25，pp.419-437，1997的“Reduced-sample-rate sigma-delta modulation using recursivedeconvolution(使用遞歸去卷積的減小的采樣率∑Δ調(diào)制)”。所以，一旦 的值被確定和進(jìn)行映射后，q比特的集束的并串轉(zhuǎn)換對(duì)于得到比特流an的q個(gè)接連比特是必須的和足夠的。
圖2顯示對(duì)于反向Rebic過程的實(shí)施方案的可能的結(jié)構(gòu)。為了與圖1的正向Rebic進(jìn)行比較，對(duì)于圖2的反向Rebic過程選擇相同的參量M＝2，{αm}＝{0，α1，α2}和q＝4。減法器S4接收信號(hào)bj和A0j，以及由此生成差值bj-A0j。這個(gè)信號(hào)在延時(shí)積分器I4中被積分成信號(hào)-T0j。減法器S5和加法器D7生成信號(hào)bj-A1j-T0j，以及延時(shí)積分器I5把這個(gè)信號(hào)積分成輸出信號(hào)-T1j。乘法器M6把這個(gè)信號(hào)加倍成-2T1j。減法器S6和一個(gè)樣本延時(shí)F從兩個(gè)信號(hào)A2j和bj生成輸出信號(hào)b(j-1)-A2(j-1)，以及這個(gè)信號(hào)在加法器D8中與來自乘法器M6的信號(hào)-2T1j和來自積分器I4的信號(hào)-T0j相加在一起，且隨后提供到無延時(shí)積分器I6，在它的輸出端生成信號(hào)-r2j。而且，來自積分器I4的信號(hào)-T0j和來自積分器I5的信號(hào)-T1j在加法器D9中被相加，以生成信號(hào)-r1j。
信號(hào)bj和-r1j在加法器D10中被相加，并在乘法器M7中與系數(shù)α’1相乘，以得到信號(hào)α’1{bj-r1j}。同樣地，信號(hào)bj和-r2j在加法器D11中相加，并在乘法器M8中與系數(shù)α’2相乘，以得到信號(hào)α’2{bj-r2j}.α’2{bj-r2j}。最后，乘法器M7和M8的兩個(gè)輸出信號(hào)在加法器D12中被相加，以得到映射器輸入信號(hào)bj-α’1r1j-α’2r2j，按照公式表的公式(5a)，它應(yīng)該相應(yīng)于集束值Σm=02αm′Amj=α1′A1j+α2′A2j...]]>映射器P在每個(gè)樣本周期期間、在它的輸出端生成q比特的并行字，該并行字在變成串行時(shí)代表輸出信號(hào)an的q個(gè)比特。映射器輸出信號(hào)的加權(quán)和值是集束值Σm=02αm′Amj=α1′A1j+α2′A2j,]]>它應(yīng)當(dāng)盡可能接近于映射器輸入信號(hào)bj。這將由正確設(shè)計(jì)的映射器來保證。
映射器P在每個(gè)樣本周期期間在它的輸出端生成q個(gè)比特的并行字，該并行字在變成串行時(shí)代表輸出信號(hào)an的q個(gè)比特。此q個(gè)比特的并行字被加到并串轉(zhuǎn)換器PS用于轉(zhuǎn)換成高的采樣率信號(hào)an、加到加法器D13用于生成信號(hào)A0j、加到帶有加法器D14的一組乘法器M9用于生成信號(hào)A1j、和加到帶有加法器D15的一組乘法器M10用于生成信號(hào)A2j。加法器D13、D14、D15和乘法器M9、M10的安排等同于圖1的加法器D0、D1、D2和乘法器M1、M2的安排。
對(duì)于q＝4設(shè)計(jì)的、圖3的映射器包括三個(gè)量化器-減法器組合Q1-S7、Q2-S8、Q3-S9以及最后的量化器Q4。每個(gè)量化器是1比特量化器，它輸出q比特輸出序列的一個(gè)比特。在每個(gè)組合中，減法器計(jì)算在量化器的輸入與輸出之間的差值。第一組合Q1-S7的差值信號(hào)在乘法器M11中被加權(quán)，以及這樣加權(quán)的差值信號(hào)作為輸入信號(hào)加到第二組合Q2-S8。第一組合的差值信號(hào)和第二組合的差值信號(hào)每個(gè)分別在乘法器M12和M13中被加權(quán)，以及在加法器D16中被相加。這個(gè)加法器的輸出構(gòu)成第三組合的輸入信號(hào)。第一、第二和第三組合的差值信號(hào)每個(gè)分別在乘法器M14、M15和M16中被加權(quán)，以及在加法器D17中被相加，以構(gòu)成最后量化器Q4的輸入信號(hào)。優(yōu)選地，乘法器M11、M13和M16具有相同的加權(quán)因子，以及乘法器M12和M15也具有相同的權(quán)因子。加權(quán)因子的數(shù)值可以用上述的(“Int.Journal of Circuit Theory andApplications”，vol.25，pp.419-437，1997)中的文章顯示的算法進(jìn)行計(jì)算。
在反向Rebic算法中，映射過程不是無錯(cuò)誤的，結(jié)果，被反饋的信號(hào)A0j，A1j，A2j也不是無錯(cuò)誤的。這是公式(4a)和(4b)不能被應(yīng)用于反向Rebic算法的基本原因，且因此不可能使反向Rebic結(jié)構(gòu)具有比Rebic的階數(shù)少一的積分器。
如正向Rebic的結(jié)構(gòu)那樣，圖2的反向Rebic結(jié)構(gòu)也可以以幾種方式修正。圖3上給出修正的例子，用來代替圖2的單元S6、F、M6、D8、D9和I6。該安排包括帶有兩個(gè)輸入信號(hào)bj-A2j和-r1j-T1j的積分器I7。對(duì)于輸入信號(hào)bj-A2j，積分器作為帶有z轉(zhuǎn)換1/(z-1)的延時(shí)積分器運(yùn)行。對(duì)于輸入信號(hào)-r1j-T1j，積分器作為帶有z轉(zhuǎn)換z/(z-1)的無延時(shí)積分器運(yùn)行。積分器I7的輸出信號(hào)是b(j-1)-A2(j-1)-r1j-T1j-r2(j- 1)＝-r2j。
如上所述，在公式表中規(guī)定的算法是基于具有脈沖響應(yīng)h(t)=U(t)Σm=0Mαm(t/T)m]]>的低通濾波函數(shù)。然而，也可以使用具有另一個(gè)冪級(jí)數(shù)展開的脈沖響應(yīng)，使得h(t)=U(t)Σm=0Mαm((t+CT)/T)m,]]>其中C是任意實(shí)常數(shù)。例如，當(dāng)C＝1時(shí)，脈沖響應(yīng)是h(t)=U(t)Σm=0Mαm((t+T)/T)m,]]>以及公式表的公式同樣地適用，只是用于計(jì)數(shù)器的求和邊界n必須如下地改變?cè)诠?1)中的 應(yīng)當(dāng)讀為 在公式(2)、(2a)和(3a)中的 應(yīng)當(dāng)讀為 以及最后在公式(2)、(2a)和(3b)中的 應(yīng)當(dāng)讀為 圖1和2的結(jié)構(gòu)的含意是乘法組M2和M9的加權(quán)因子應(yīng)當(dāng)是1，1+1/q，1+2/q，...，2-1/q，而不是1/q，2/q，3/q，...，q/q，以及乘法組M2和M10的加權(quán)因子應(yīng)當(dāng)是1，(1+1/q)2，(1+2/q)2，...，(2-1/q)2，而不是(1/q)2，(2/q)2，(3/q)2，...，(q/q)2。
像任何較高階數(shù)的反饋系統(tǒng)那樣，Rebic系統(tǒng)具有不穩(wěn)定性的缺點(diǎn)，系統(tǒng)的階數(shù)越高，這個(gè)風(fēng)險(xiǎn)越高。因?yàn)閳D3的三階系統(tǒng)是無噪聲的，故在沒有其他措施的情況下這個(gè)系統(tǒng)是穩(wěn)定的且運(yùn)行是可能的。如果噪聲被引入，就像在反向模式的情形下、作為映射過程的結(jié)果那樣，該系統(tǒng)可能是不穩(wěn)定的。事實(shí)上，噪聲越大，不穩(wěn)定性越高。這是由于內(nèi)部噪聲使得環(huán)路量化器過載的事實(shí)而引起，由此而破壞反饋環(huán)路的幅度和相位余量。有兩個(gè)獨(dú)立的機(jī)制(線性機(jī)制和非線性機(jī)制)可被使用來控制更高階系統(tǒng)的穩(wěn)定性。在圖2的三階例子中，線性機(jī)制在于，增大參量α’1。增大越多，穩(wěn)定性越高，因?yàn)橄到y(tǒng)趨向于從三階移到二階性能行為。非線性機(jī)制在于，在積分器中引入限幅器G，如圖4所示。這種措施把積分器對(duì)于大信號(hào)的頻譜行為改變成更直接的連接。為了有效的穩(wěn)定性控制，可以同時(shí)采用兩種機(jī)制。
公式表Σm=0MαmΣk=0jbk(j+1-k)m=Σm=0MαmΣn=0jq+q-1an(j+1-n/q)m-----(1)]]>bjΣm=0Mαm=Σm=0MαmΣn=jqjq+q-1an(j+1-n/q)m+Σm=0MαmΣn=0jq-1an(j+1-n/q)m-Σm=0MαmΣk=0j-1bk(j+1-k)m---(2)]]>bj=Σm=0Mαm′Σn=jqj+q+q-1an(j+1-n/q)m+Σm=0Mαm′Σn=0jq-1an(j+1-n/q)m-Σm=0Mαm′Σk=0j-1bk(j+1-k)m---(2a)]]>Aij=Σn=jqjq+q-1an(j+1-n/q)i------(3a)]]>rij=Σn=0jq-1an(j+1-n/q)i-Σn=0j-1bk(j+1-k)i----(3b)]]>bj=Σm=0Mαm′(Amj+rmj)----(3c)]]>rmj=Σi=0mmiTij-----(3d)]]>Tij＝Ai(j-1)-bj-1+ri(j-1)(3e)bj-1=Σm=0Mαm′(Am(j-1)+rm(j-1))----(4a)]]>Σm=0Mαm′Tmj=0----(4b)]]>bj＝α′1(A1j+r1j)+α′2(A2j+r2j) (5a)bj＝α′1(A1j+T0j+T1j)+α′2(A2j+T0j+2T1j+T2j)) (5b)bj＝α′1(A1j+T0j)+α′2(A2j+T0j+2T1j) (5c)
權(quán)利要求
1.一種把具有采樣率q.fs的離散時(shí)間輸入信號(hào)的采樣率轉(zhuǎn)換成具有采樣率fs的離散時(shí)間輸出信號(hào)的方法，該采樣率fs是輸入信號(hào)的采樣率的約因數(shù)(q＝大于1的整數(shù))，該方法包括以下步驟對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行串并轉(zhuǎn)換，以生成輸入信號(hào)的q個(gè)樣本的非重疊字，以及按照包括低通濾波函數(shù)的遞歸算法，以約因數(shù)速率fs處理所述字，其特征在于，該算法基于該低通濾波函數(shù)的脈沖響應(yīng)的冪級(jí)數(shù)展開。
2.一種把具有采樣率fs的離散時(shí)間輸入信號(hào)的采樣率轉(zhuǎn)換成具有采樣率q.fs的離散時(shí)間輸出信號(hào)的方法，該采樣率q.fs是輸入信號(hào)的采樣率的倍數(shù)(q＝大于1的整數(shù))，該方法包括以下步驟按照包括低通濾波函數(shù)的遞歸算法，以采樣率fs處理所述輸入信號(hào)，以得到該輸出信號(hào)的q個(gè)樣本的非重疊字，以及對(duì)所述字進(jìn)行并串轉(zhuǎn)換，以生成離散時(shí)間的q.fs采樣率的輸出信號(hào)，其特征在于，該算法基于該低通濾波函數(shù)的脈沖響應(yīng)的冪級(jí)數(shù)展開。
3.如權(quán)利要求1或2中要求的方法，其特征在于，所述處理是按照附屬公式表的公式(1)到(3e)的，其中an代表具有采樣率q.fs的離散時(shí)間信號(hào)的樣本序列，其中bi代表具有采樣率fs的離散時(shí)間信號(hào)的樣本序列，其中αm代表低通濾波函數(shù)的脈沖響應(yīng)的冪級(jí)數(shù)的系數(shù)，以及α’m代表所述系數(shù)被所有所述系數(shù)的和值去除。
4.一種用于按照一個(gè)或多個(gè)前述權(quán)利要求進(jìn)行采樣率轉(zhuǎn)換的裝置，其特征在于，該裝置包括多個(gè)級(jí)聯(lián)的積分器(I2-I3，I4-I5-I6)。
5.如權(quán)利要求4中要求的、用于執(zhí)行如權(quán)利要求1中要求的方法的裝置，其特征在于，低通濾波函數(shù)具有預(yù)定的階數(shù)(M+1)，以及在積分器的所述級(jí)聯(lián)(I2-I3)中積分器的數(shù)目比所述預(yù)定的階數(shù)小1。
6.如權(quán)利要求4中要求的、用于進(jìn)行按照權(quán)利要求2的采樣率轉(zhuǎn)換的裝置，其特征在于，包括映射器(P)，該映射器從級(jí)聯(lián)(I4，I5，I6)的所述積分器接收一個(gè)映射器輸入信號(hào)，以及生成該輸出信號(hào)的q個(gè)樣本的所述非重疊字。
7.如權(quán)利要求6中要求的裝置，其特征在于，所述映射器包括量化器-減法器組合的級(jí)聯(lián)，每個(gè)所述組合包括1比特量化器(Q1，Q2，Q3)，用于生成q個(gè)比特的所述非重疊字的其中一個(gè)比特，以及減法器(S7，S8，S9)，用于該1比特量化器的輸入和輸出信號(hào)的相減；在該級(jí)聯(lián)中的所述組合(Q1-S7)的第一個(gè)是接收該映射器輸入信號(hào)；在該極聯(lián)中的所述組合的其它每個(gè)則接收在該級(jí)聯(lián)中先前組合的減法器的輸出信號(hào)的加權(quán)和；以及最后的量化器(Q4)接收在該級(jí)聯(lián)中所有減法器的輸出信號(hào)的加權(quán)和，并生成q個(gè)比特的所述非重疊字的最后比特。
8.如權(quán)利要求4中要求的裝置，其特征在于，至少一個(gè)所述積分器包括限幅器(G)。
全文摘要
用于把較高采樣率的離散時(shí)間信號(hào)的采樣率轉(zhuǎn)換成較低采樣率的離散時(shí)間信號(hào)或進(jìn)行相反轉(zhuǎn)換的方法和裝置。使用了具有低通濾波函數(shù)的遞歸信號(hào)處理算法，它完全以較低的采樣率進(jìn)行。該低通濾波函數(shù)的脈沖響應(yīng)是冪級(jí)數(shù)展開。
文檔編號(hào)H03M3/02GK1565082SQ02819541
公開日2005年1月12日 申請(qǐng)日期2002年9月9日 優(yōu)先權(quán)日2001年10月4日
發(fā)明者E·羅扎 申請(qǐng)人:皇家飛利浦電子股份有限公司