專利名稱：多載波系統(tǒng)中用信道響應(yīng)信息進(jìn)行天線選擇的方法和裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及改善在多載波系統(tǒng)中的被發(fā)送的編碼正交頻分復(fù)用(COFDM)信號的接收。
背景技術(shù)：
本部分意欲向讀者介紹可能涉及下面所述和/或要求保護(hù)的本發(fā)明的各個方面的本領(lǐng)域的各個方面。這個討論相信有益于向讀者提供背景信息以便于更好地明白本發(fā)明的各個方面。因此，應(yīng)當(dāng)明白，要從這個意義上閱讀這些說明，而不是作為現(xiàn)有技術(shù)的陳述。
無線LAN(WLAN)是一種靈活的數(shù)據(jù)通信系統(tǒng)，它被實現(xiàn)為在建筑物或校園內(nèi)的有線LAN的擴展或替代。使用電磁波，WLAN通過空中發(fā)送和接收數(shù)據(jù)，最小化了對于有線連接的需要。因此，WLAN將數(shù)據(jù)的連接性與用戶的移動性相結(jié)合，并且通過簡化的配置來使能可移動的LAN。已經(jīng)從使用便攜終端(例如筆記本計算機)發(fā)送和接收實時信息的生產(chǎn)增益中獲益的一些行業(yè)是數(shù)字家庭聯(lián)網(wǎng)、衛(wèi)生保健、零售、制造和庫存行業(yè)。
WLAN的制造商具有當(dāng)設(shè)計WLAN時選擇的一系列發(fā)送技術(shù)。一些例證技術(shù)是多載波系統(tǒng)、擴頻系統(tǒng)、窄帶系統(tǒng)和紅外線系統(tǒng)。雖然每個系統(tǒng)具有其本身的益處和損害，但是一種特定類型的多載波發(fā)送系統(tǒng)，正交頻分復(fù)用(OFDM)，已經(jīng)證明特別有益于WLAN通信。
OFDM是用于通過信道有效地發(fā)送數(shù)據(jù)的強壯技術(shù)。這種技術(shù)使用在信道寬度內(nèi)的多個副載波頻率(副載波)來發(fā)送數(shù)據(jù)。與傳統(tǒng)的頻分復(fù)用(FDM)相比較，這些副載波被布置用于最佳的帶寬效率，傳統(tǒng)的頻分復(fù)用(FDM)會浪費信道帶寬的多個部分以便分離和隔離副載波頻譜，由此避免載波之間的干擾(ICI)。相反，雖然在OFDM信道帶寬內(nèi)OFDM副載波的頻譜較大地重疊，但是OFDM仍然允許已經(jīng)被調(diào)制到每個副載波上的信息的分辨和恢復(fù)。
經(jīng)由OFDM信號通過信道的數(shù)據(jù)發(fā)送也提供了相對于更傳統(tǒng)的傳輸技術(shù)的幾個其他的優(yōu)點。這些優(yōu)點的一些是耐受多徑延遲擴展和頻率選擇衰落、有效的頻譜使用、簡化的子信道均衡和良好的干擾屬性。
在具有可以獲得的多個接收天線或多個傳輸信道的OFDM接收器中，能夠按照一些預(yù)定標(biāo)準(zhǔn)來選擇提供較好接收的天線或頻道是有益的?？梢员皇褂玫倪x擇處理的一個示例是估計每個可以獲得的天線或頻道的比特誤差率(BER)，并且選取顯示最低的BER估計的天線或信道。但是，直接的BER估計可能需要大量的處理事件，并且在一些系統(tǒng)中、特別是在突發(fā)性傳輸系統(tǒng)中是不可取或可行的。
一種用于識別可能提供低BER的天線或信道的傳統(tǒng)手段是查看被接收的多個副載波的平均信號功率。但是，所述平均信號功率不必然明確地轉(zhuǎn)換為對應(yīng)的BER，因為具有相同的平均功率的信道具有不同的信道響應(yīng)形狀。因此，可能在接收器的隨后階段中獲得不同的BER。期望具有一種用于根據(jù)天線或信道響應(yīng)特性來識別可能提供低BER的、在OFDM接收器中的天線或信道的方法和裝置。

發(fā)明內(nèi)容
所公開的實施例涉及根據(jù)在使用卷積前向糾錯編碼的多載波系統(tǒng)中的每個天線的信道響應(yīng)的質(zhì)量來選擇在接收器中的幾個天線或信道之一的技術(shù)。對于每個副載波計算信道估計，并且根據(jù)每個副載波的信道響應(yīng)的相對長度來向那個副載波分配單調(diào)的加權(quán)。所述單調(diào)加權(quán)被映射到每個副載波的一個碼元中的每個比特，并且如果必要的話對比特進(jìn)行去交織。執(zhí)行滑動窗口評估以確定每個信道的綜合信道質(zhì)量量度(CQM)。具有最高綜合CQM的天線或信道被選擇來接收數(shù)據(jù)。


在附圖中圖1是示例性O(shè)FDM接收器的方框圖；圖2是示出適用于接收和解碼編碼的OFDM傳輸內(nèi)容的接收器的方框圖；
圖3是圖解在OFDM信號幀內(nèi)的訓(xùn)練序列、用戶數(shù)據(jù)和導(dǎo)頻信號的布置的圖；圖4是示出OFDM傳輸信道的頻率響應(yīng)的圖；圖5是圖解向OFDM碼元的比特分配加權(quán)的圖；圖6是圖解按照本發(fā)明的信道響應(yīng)數(shù)據(jù)的反復(fù)評估的圖；圖7是圖解本發(fā)明的一個示例性實施例的操作的處理流程圖。
具體實施例方式
通過下面以舉例方式給出的說明，本發(fā)明的特征和優(yōu)點將會變得更為清楚。
參見圖1，典型OFDM接收器10的第一元件是RF接收器12。RF接收器12存在許多變化形式，并且是本領(lǐng)域內(nèi)公知的，但是，通常來講，RF接收器12包括一個或多個天線14、低噪聲放大器(LNA)16、RF帶通濾波器(BPF)18、自動增益控制(AGC)電路20、RF混頻器22、RF載波頻率本地振蕩器(LO)24和IF帶通濾波器(BPF)26。
通過天線14，RF接收器12在RF OFDM調(diào)制的載波通過信道后接入在RF OFDM調(diào)制的載波。然后，通過將其與由RF本地振蕩器14產(chǎn)生的頻率fcr的接收器載波混頻，RF接收器12下轉(zhuǎn)換所述RF OFDM調(diào)制的載波以獲得被接收的IF OFDM信號。根據(jù)接收器載波和發(fā)送器載波之間的頻率差得到載波頻率偏差，德耳塔(delta)fc。
這個被接收的IF OFDM信號耦接到混頻器28和混頻器30，以分別與同相的IF信號和90°相移(正交)的IF信號混頻，以便分別產(chǎn)生同相和正交的OFDM信號。饋入混頻器28的同相IF信號由IF本地振蕩器32產(chǎn)生。饋入混頻器30的90°相移的IF信號是通過下面的方式從IF本地振蕩器32的同相IF信號中得到的在將同相IF信號提供到混頻器30之前將該同相IF信號通過一個90°移相器34。
然后，所述同相和正交OFDM信號分別進(jìn)入模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)36和38，在此，它們以由時鐘電路40確定的采樣率fck_r被數(shù)字化。ADC 36和38分別產(chǎn)生形成同相和正交離散時間OFDM信號的多個數(shù)字樣本。接收器的采樣率和發(fā)送器的采樣率之間的差即為采樣率偏差，德耳塔fck＝fck_r-fck_t。
然后，來自ADC 36和38的未被濾波的同相和正交離散時間OFDM信號分別通過數(shù)字低通濾波器42和44。低通數(shù)字濾波器42和44的輸出分別是所接收的OFDM信號的被濾波的同相和正交樣本。以這種方式，所接收的OFDM信號被轉(zhuǎn)換為同相(qi)和b正交(pi)樣本，它們分別表示復(fù)數(shù)值的OFDM信號ri＝qi+jpi的實數(shù)值和虛數(shù)值分量。所接收的OFDM信號的這些同相和正交(實數(shù)值和虛數(shù)值)樣本然后被提供到FFT 46。注意，在接收器10的一些傳統(tǒng)實現(xiàn)方式中，在IF混頻處理前進(jìn)行模數(shù)轉(zhuǎn)換。在這樣的實現(xiàn)方式中，所述混頻處理涉及數(shù)字混頻器和數(shù)字頻率合成器的使用。還應(yīng)注意，在接收器10的許多傳統(tǒng)實現(xiàn)方式中，在濾波后進(jìn)行數(shù)模轉(zhuǎn)換。
FFT 46執(zhí)行所接收的OFDM信號的快速傅立葉變換(FFT)，以便恢復(fù)在每個OFDM碼元間隔期間用于調(diào)制副載波的頻域子碼元的序列。然后，F(xiàn)FT 46向解碼器48提供子碼元的這些序列。
解碼器48從自FFT 46提供給它的頻域子碼元的序列中恢復(fù)被發(fā)送的數(shù)據(jù)比特。這種恢復(fù)的進(jìn)行是通過解碼頻域子碼元以獲得應(yīng)當(dāng)理想地匹配被饋送到OFDM發(fā)送器中的數(shù)據(jù)比特流的數(shù)據(jù)比特的流。這種解碼處理可以包括例如軟維特比(Vitebi)解碼和/或里德-索羅蒙(Reed-Solomon)解碼，用于從塊和/或卷積編碼的子碼元中恢復(fù)數(shù)據(jù)。
圖2是示出適用于接收和解碼編碼的OFDM傳輸內(nèi)容的接收器的方框圖。編碼的OFDM，或稱為COFDM，是用于其中誤差控制編碼和OFDM調(diào)制處理緊密地一起工作的系統(tǒng)的術(shù)語。圖2所示的COFDM接收器總的由附圖標(biāo)號50表示。COFDM接收器50包括典型的功能單元，諸如循環(huán)前綴去除電路52、FFT電路46和均衡電路56。如下所述，COFDM接收器50也包括適用于處理所接收的COFDM信號的附加電路。
在準(zhǔn)備用于發(fā)送的COFDM信號中，一個重要步驟是在以逆快速傅立葉變換(IFFT)處理它們之前交織和編碼源數(shù)據(jù)的比特。比特可以被編碼為碼元的星群(constellation)，以允許在每個給定的帶寬單位內(nèi)發(fā)送更大量的數(shù)據(jù)。傳輸星群的一個示例是64-QAM，其使用正交幅度調(diào)制來將數(shù)據(jù)流變換為6比特碼元。被編碼的比特可以進(jìn)一步使用諸如維特比算法的前向糾錯算法來進(jìn)行卷積編碼。這樣的卷積編碼允許校正在接收器不正確接收的比特。
作為編碼處理的一部分，可以通過獲取源數(shù)據(jù)的相鄰比特和將它們擴展到多個副載波上來交織源數(shù)據(jù)的相鄰比特。交織處理防止了因為頻率空值(frequency null)而損失或破壞一個或多個副載波。這樣的損失可能引起連續(xù)的比特誤差流。通常難于使用傳統(tǒng)的糾錯編碼技術(shù)來校正這樣的誤差串。
COFDM接收器50包括與處理所接收的OFDM信號相關(guān)聯(lián)的功能塊。具體上，COFDM接收器50包括這樣的功能單元，它適用于反轉(zhuǎn)在數(shù)據(jù)發(fā)送前發(fā)生的編碼處理，以便可以恢復(fù)源數(shù)據(jù)。COFDM接收器50包括碼元去映射器，用于解譯所接收的COFDM碼元。去交織器60適用于反轉(zhuǎn)在傳輸前發(fā)生的交織處理，并且將所接收的比特以它們正確的順序返回。最后，維特比解碼器48適用于將碼元重新構(gòu)造為二進(jìn)制數(shù)據(jù)的流。
在發(fā)送時對比特進(jìn)行的交織處理可以展開連續(xù)的比特，以便比特誤差在時間上變得間隔遠(yuǎn)。這個間隔使得諸如維特比解碼器的解碼器更容易糾正比特誤差。例如，維特比解碼器可能能會正多達(dá)四個的連續(xù)不正確接收的比特。如果來自源數(shù)據(jù)的比特通過交織被隨機地分布到副載波上，就會降低依次接收到來自無效或受損副載波的4個以上比特的概率。
現(xiàn)在參照圖3，其中示出了本發(fā)明的示例性O(shè)FDM碼元幀50。碼元幀50包括訓(xùn)練序列或碼元52，其包括用于在OFDM碼元中的每個副載波的已知傳輸值、預(yù)定數(shù)量的循環(huán)前綴54和用戶數(shù)據(jù)56對。例如，在此通過引用并入的、已提出的ETSI-BRAN HIPERLAN/2(歐洲)和IEEE 802.11a(美國)無線局域網(wǎng)(LAN)標(biāo)準(zhǔn)向訓(xùn)練序列的被選擇的訓(xùn)練碼元(例如，已提出的ETSI標(biāo)準(zhǔn)的“訓(xùn)練碼元C”和已提出的IEEE標(biāo)準(zhǔn)的“長OFDM訓(xùn)練碼元”)分配64個已知值或子碼元(即，52個非零值和12個零值)。用戶數(shù)據(jù)56具有被嵌入在預(yù)定副載波上的預(yù)定數(shù)量的導(dǎo)頻58，它們也包括已知傳輸值。例如，已提出的ETSI和IEEE標(biāo)準(zhǔn)具有位于二進(jìn)制文件(bins)或副載波的四個導(dǎo)頻±7和±21。雖然本發(fā)明被描述為工作在符合已提出的ETSI-BRAN HIPERLAN/2(歐洲)和IEEE 802.11a(美國)無線LAN標(biāo)準(zhǔn)的接收器中，但是應(yīng)當(dāng)認(rèn)為在本領(lǐng)域技術(shù)人員在其他OFDM系統(tǒng)中實現(xiàn)本發(fā)明的教導(dǎo)的技術(shù)范圍內(nèi)。
圖4是示出OFDM傳輸信道的頻率響應(yīng)的圖。通過在頻率軸上的數(shù)字1-8來分別識別多個副載波74-88。通過在增益軸上的副載波的幅度來圖解每個副載波的增益?？梢栽趫D4中看出，副載波80具有在信道中任何副載波的最小增益。因此，使用副載波80發(fā)送的信息具有被不正確接收的最大可能性。如上所述，比特的交織最小化了通過副載波80發(fā)送大于維特比解碼器48(圖2)的糾正長度的比特流的可能性。
本發(fā)明使用在OFDM信道內(nèi)的每個副載波的相對增益來確定所接收的比特的可靠性。圖4所示的副載波的均衡器響應(yīng)值可以用于推斷或估計被接收的副載波的長度。
本領(lǐng)域內(nèi)的普通技術(shù)人員將明白，給定副載波的均衡器響應(yīng)的值與副載波信號的長度逆向地改變。例如，如果均衡器響應(yīng)具有在某個頻率的大值，則它將對應(yīng)于在頻道內(nèi)的那個點的頻率空值。均衡器響應(yīng)在那個點將具有大值，因為它試圖補償弱的被接收信號。這個可靠性信息被傳送到維特比解碼器48(圖2)，以便它可以當(dāng)作出解碼決定時正確地加權(quán)比特。在頻率空值的情況下(諸如副載波80)，比特將被標(biāo)注為“低置信度”，并且那些比特將不像來自強副載波的比特那樣大幅度地被加權(quán)。
為了評估每個天線或信道將產(chǎn)生更準(zhǔn)確的輸出的相對可能性，可以向每個天線或信道分配綜合信道質(zhì)量量度(CQM)。在計算后，可以存儲每個天線或信道的綜合CQM以用于以后的比較。用于后續(xù)接收的天線或信道的選擇可以基于哪個天線或信道顯現(xiàn)最佳的綜合CQM來作出。
為了執(zhí)行圖4所示的信道的接收的評估，第一步驟是計算多個副載波74-88的每個的信道響應(yīng)的幅度的估計。這通常是利用多種公知技術(shù)的任何一種來使用訓(xùn)練碼元執(zhí)行的。
確定綜合CQM的下一個步驟是向每個副載波分配加權(quán)或量度，其中加權(quán)的值與在那個副載波頻率的對應(yīng)的信道響應(yīng)幅度的長度單調(diào)關(guān)聯(lián)。例如，當(dāng)副載波的信道響應(yīng)幅度提高時，被分配的加權(quán)的值可能不降低。一種建立單調(diào)量度的方法是根據(jù)與副載波增益成比例的對數(shù)值來分配量度。量度應(yīng)當(dāng)反映在給定的副載波上接收的數(shù)據(jù)的可靠性的統(tǒng)計平均。例如，每個副載波可以被分配整數(shù)1-5，5對應(yīng)于具有最高可靠性的副載波，1對應(yīng)于具有最低可靠性的副載波。一般來講，如果一個副載波的信道響應(yīng)具有更高的幅度，則將它看作更可靠。
確定圖4所示的信道的綜合CQM的下一個步驟是將副載波74-88的每個的預(yù)先計算的加權(quán)映射到在所接收的COFDM碼元中的每個比特的一個量度上。圖5圖解了用于64-QAM星群的向所接收的碼元比特映射量度。
圖5所示的圖總的由附圖標(biāo)號90表示。先前被分配到副載波的量度由附圖標(biāo)號92表示。那個量度被分配到在COFDM碼元中的每個比特，所述COFDM碼元是在發(fā)送前用于編碼比特的編碼星群的結(jié)果。在圖5所示的64-QAM星群中，每個碼元被映射在6個比特上。三個比特92、94、96表示碼元的實數(shù)部分。三個比特98、100、102表示信號的虛數(shù)部分。對于在碼元中的每個比特，量度n 92的加權(quán)可以被復(fù)制一次，如圖所示。因此，如果量度“n”92被預(yù)先計算為4，則值4將被復(fù)制6次，對于碼元的比特92、94、96、98、100、102的每個各一次。雖然圖5圖解了向一個64-QAM OFDM碼元映射比特，但是可以在實踐本發(fā)明中使用任何編碼星群。具體的編碼星群不是本發(fā)明的關(guān)鍵方面。
計算CQM的下一個步驟是對于在先前的步驟期間預(yù)先被分配到在碼元中的每個比特的量度進(jìn)行去交織。僅當(dāng)在發(fā)送之前如上所述交織比特時才需要去交織。當(dāng)計算CQM時的先前交織的比特的去交織保證給定的傳輸信道對于在交織后的實際數(shù)據(jù)比特的效果的實際反映，因為在交織前的連續(xù)的一組誤差在交織后將被展開。換句話說，去交織保證了在計算CQM中使用的數(shù)據(jù)是基于實際的信道特性而不是不正確地反映傳輸信道的特性的數(shù)學(xué)分布樣本。
計算給定信道的CQM的下一個步驟是使用長度為N的滑動窗口來計算在基于先前分配的比特量度的信道響應(yīng)估計中的每個N比特組的CQM。圖6是圖解按照本發(fā)明的信道響應(yīng)數(shù)據(jù)的這種“滑動窗口”重復(fù)評估的圖。
圖6所示的圖總的由附圖標(biāo)號106表示。通過選擇對應(yīng)于給定的天線或信道的長度N的比特串的最低中間CQM來確定所述天線或信道的綜合CQM。長度為N的滑動窗口用于計算在基于先前分配的比特量度的信道響應(yīng)估計中的每個N比特組的中間CQM。用于被評估的每個天線或信道的最低中間CQM對應(yīng)于可能被維特比解碼器48(圖2)不正確解譯的較為可疑的數(shù)據(jù)的最長連續(xù)比特流。在計算每個天線或信道的最低中間CQM后，那個值被指定為天線或信道的綜合CQM。按照本發(fā)明的OFDM接收器可以被編程來選擇具有最高綜合CQM的天線或信道來用于繼續(xù)操作。換句話說，具有最強的最差情況傳輸特性的天線或信道可以被選擇來用于繼續(xù)操作。與其他可用的天線或信道相比較，具有最強的最差情況傳輸特性的天線或信道可能具有低比特誤差率(BER)。
為了執(zhí)行滑動窗口評估，在存儲器106中存儲作為前述步驟的結(jié)果而形成的信道響應(yīng)估計數(shù)據(jù)塊。在所說明的實施例中，每個副載波的每個碼元的每個比特的相對強度值被依序存儲在存儲器106中。信道響應(yīng)數(shù)據(jù)的前N-1個量度的塊108在存儲器106中存儲的數(shù)據(jù)序列的結(jié)尾被復(fù)制?？梢钥闯?，復(fù)制數(shù)據(jù)塊108的目的是允許確定給定天線或信道的弱比特的最長串是否是通過向著一個碼元的結(jié)尾開始并且繞回到下一個碼元的開始的比特流來形成的。
評估在開始點112開始，并且以箭頭106的方向行進(jìn)，直到在結(jié)束點114結(jié)束?？梢酝ㄟ^求和在長度為N的窗口108的每個比特的量度來計算長度為N的每個比特組的每個中間CQM。在計算每個中間CQM后，如果它是至今在處理中計算的最低的中間CQM則將所述中間CQM值存儲在存儲位置中。然后，滑動窗口移動一個比特位置以計算下一個中間CQM。如果當(dāng)前的中間CQM小于前一個中間CQM，則當(dāng)前的中間CQM值替代在所述存儲位置的前一個中間CQM值。以這種方式，發(fā)現(xiàn)和存儲最低(即最差)中間CQM值的記錄。
如上所述，滑動窗口以塊110的評估結(jié)束，所述塊110的評估對應(yīng)于中間CQM，中間CQM表示在信道響應(yīng)量度數(shù)據(jù)中的最后比特以及在信道響應(yīng)量度數(shù)據(jù)中的前(N-1)個比特。這樣做以考慮在向著一個碼元的結(jié)尾開始并且通過下一個碼元的開始繼續(xù)的比特流中發(fā)生最差情況中間CQM的可能。
N的值可以被選擇為對應(yīng)于維特比解碼器48(圖2)的糾正功率。更具體而言，值N可以被選擇為與在給定代碼的維特比解碼器的網(wǎng)格內(nèi)的最小距離路徑L的長度成比例。通過以這種方式選擇N，滑動窗口評估處理根據(jù)維特比解碼器48具有功率來糾正的最長的“壞”比特串來確定中間CQM。
選擇N的值的動機是最長的“壞”比特串將是天線或信道的質(zhì)量的決定因素。因為卷積編碼的特性，長度N的低可靠性比特的串不比M個低可靠性比特的串更差，其中M＞N。即，對于CQM為最高的信道，維特比解碼器48作出不正確決定的概率較低(因為高CQM量度對應(yīng)于強載波)。
如上所述，可以通過執(zhí)行上述的步驟來完成每個被評估的天線或信道的綜合CQM的計算?？梢赃x擇具有最高綜合CQM的信道來用于隨后的信號接收。
圖7是圖解本發(fā)明的一個示例性實施例的操作的處理流程圖。該綜合處理總的由附圖標(biāo)號116表示。本領(lǐng)域普通技術(shù)人員將明白，可以使用電路(硬件)、軟件或硬件和軟件的組合來實現(xiàn)在圖7中圖解的功能和操作。
在步驟118，處理開始。在步驟120執(zhí)行對于所有副載波的信道響應(yīng)估計的計算。在步驟122，根據(jù)其信道響應(yīng)來向每個副載波分配單調(diào)加權(quán)，并且，在步驟124，對于每個副載波的加權(quán)被映射到對應(yīng)于由COFDM接收器使用的給定星群的碼元的所有比特。
在步驟126，如果必要的話對比特進(jìn)行去交織。如果比特在發(fā)送前被原始交織，就需要去交織。
在步驟128，執(zhí)行上述參照圖6描述的滑動窗口評估技術(shù)。滑動窗口技術(shù)用于計算長度為N的每個比特窗口的連續(xù)中間CQM。通過選擇用于被評估的天線或信道的最低中間CQM來確定給定天線或信道的綜合CQM。
在確定步驟130，確定是否被評估的當(dāng)前天線或信道是最后一個。如果不是，則繼續(xù)在步驟120確定下一個天線或信道的綜合CQM的處理。如果被評估的當(dāng)前天線或信道是最后一個，則在步驟132選擇最可靠的天線或信道。最可靠的天線或信道是具有最高綜合CQM的那個天線或信道。處理在步驟134結(jié)束。
本發(fā)明可以具有各種修改和替代形式，在此通過在附圖中舉例的方式示出了具體實施例并且對它們進(jìn)行了詳細(xì)說明。但是，應(yīng)當(dāng)明白，本發(fā)明并非是要限制于所公開的特定形式。而是，本發(fā)明要包括落入由所附的權(quán)利要求限定的本發(fā)明的精神和范圍內(nèi)的所有修改、等同內(nèi)容和替代。
權(quán)利要求
1.一種用于從多個信道中選擇一個信道以用于接收一發(fā)送內(nèi)容的方法，每個信道具有多個用于接收碼元的副載波，所述碼元包括多個數(shù)據(jù)比特，所述方法包括步驟對于多個信道中的每一個信道，執(zhí)行步驟確定(120)多個副載波中的每一個副載波的信道響應(yīng)估計；根據(jù)每個副載波的信道響應(yīng)估計來向那個副載波分配(122)副載波量度；向多個數(shù)據(jù)比特中的每一個數(shù)據(jù)比特映射(124)副載波量度；建立(126，128)信道響應(yīng)數(shù)據(jù)，該信道響應(yīng)數(shù)據(jù)包括被分配到每個副載波的所述多個數(shù)據(jù)比特中的每個數(shù)據(jù)比特的量度；通過確定哪個N比特組對應(yīng)于最弱的對應(yīng)信道響應(yīng)估計，來確定(126，128)信道響應(yīng)數(shù)據(jù)的每個N比特組的中間信道質(zhì)量量度(CQM)，其中N是整數(shù)；并且選擇(128，130)對應(yīng)于所述最弱的對應(yīng)信道響應(yīng)估計的中間信道質(zhì)量量度來作為信道的綜合信道質(zhì)量量度；并且選擇(132)具有最高綜合信道質(zhì)量量度的信道來用于接收所述發(fā)送內(nèi)容。
2.按照權(quán)利要求1的方法，包括確定(128)用于信道響應(yīng)數(shù)據(jù)的一個N比特組的中間信道質(zhì)量量度，其中所述N個比特的一部分是從對應(yīng)于在信道的頻率范圍一端的副載波的信道響應(yīng)數(shù)據(jù)中選擇的，所述N個比特的另一部分是從對應(yīng)于在信道的頻率范圍另一端的副載波的信道響應(yīng)數(shù)據(jù)中選擇的。
3.按照權(quán)利要求1的方法，包括對信道響應(yīng)數(shù)據(jù)進(jìn)行去交織(126)。
4.按照權(quán)利要求1的方法，其中副載波量度是單調(diào)的，并且對應(yīng)于相關(guān)聯(lián)的副載波信道響應(yīng)估計。
5.按照權(quán)利要求1的方法，其中使用64-QAM星群來編碼碼元。
6.按照權(quán)利要求1的方法，包括使用維特比算法來解碼碼元。
7.按照權(quán)利要求6的方法，其中N與所述維特比算法的糾正功率成正比。
8.一種用于從多個信道中選擇一個信道以用于接收一發(fā)送內(nèi)容的設(shè)備，每個信道具有多個用于接收碼元的副載波，所述碼元包括多個數(shù)據(jù)比特，所述設(shè)備包括適用于確定(120)所述多個副載波中的每一個副載波的信道響應(yīng)估計的電路；適用于根據(jù)每個副載波的信道響應(yīng)估計來向那個副載波分配(122)副載波量度的電路；適用于向多個數(shù)據(jù)比特中的每一個比特映射(124)副載波量度的電路；適用于建立(126，128)信道響應(yīng)數(shù)據(jù)的數(shù)據(jù)，該信道響應(yīng)數(shù)據(jù)包括被分配到每個副載波的所述多個數(shù)據(jù)比特中的每個數(shù)據(jù)比特的量度；適用于通過確定哪個N比特組對應(yīng)于最弱的對應(yīng)信道響應(yīng)估計，來確定(126，128)信道響應(yīng)數(shù)據(jù)的每個N比特組的中間信道質(zhì)量量度(CQM)的電路，其中N是整數(shù)；適用于選擇(128，130)對應(yīng)于所述最弱的對應(yīng)信道響應(yīng)估計的中間信道質(zhì)量量度來作為信道的綜合信道質(zhì)量量度的電路；和適用于選擇(132)具有最高綜合信道質(zhì)量量度的信道來用于接收所述發(fā)送內(nèi)容的電路。
9.按照權(quán)利要求8的設(shè)備，包括適用于確定(128)用于信道響應(yīng)數(shù)據(jù)的一個N比特組的中間信道質(zhì)量量度的電路，其中所述N個比特的一部分是從對應(yīng)于在信道的頻率范圍一端的副載波的信道響應(yīng)數(shù)據(jù)中選擇的，所述N個比特的另一部分是從對應(yīng)于在信道的頻率范圍另一端的副載波的信道響應(yīng)數(shù)據(jù)中選擇的。
10.按照權(quán)利要求8的設(shè)備，其中副載波量度是單調(diào)的，并且對應(yīng)于相關(guān)聯(lián)的副載波信道響應(yīng)估計。
11.按照權(quán)利要求8的設(shè)備，其中使用64-QAM星群來編碼碼元。
12.按照權(quán)利要求8的設(shè)備，包括適用于使用維特比算法來解碼碼元的電路。
13.按照權(quán)利要求12的設(shè)備，其中N與所述維特比算法的糾正功率成正比。
14.一種正交頻分復(fù)用(OFDM)接收器，用于從多個信道中選擇一個信道以用于接收卷積編碼的OFDM發(fā)送內(nèi)容，每個信道具有多個用于接收碼元的副載波，所述碼元包括多個數(shù)據(jù)比特，所述OFDM接收器包括適用于確定(120)多個副載波中的每一個副載波的信道響應(yīng)估計的電路；適用于根據(jù)每個副載波的信道響應(yīng)估計來向那個副載波分配(122)副載波量度的電路；適用于向多個數(shù)據(jù)比特中的每一個數(shù)據(jù)比特映射(124)副載波量度的電路；適用于建立(126，128)信道響應(yīng)數(shù)據(jù)的電路，該信道響應(yīng)數(shù)據(jù)包括被分配到每個副載波的所述多個數(shù)據(jù)比特中的每一個數(shù)據(jù)比特的量度；適用于通過確定哪個N比特組對應(yīng)于最弱的對應(yīng)信道響應(yīng)估計，來確定(126，128)信道響應(yīng)數(shù)據(jù)的每個N比特組的中間信道質(zhì)量量度(CQM)的電路，其中N是整數(shù)；適用于選擇(128，130)對應(yīng)于所述最弱的對應(yīng)信道響應(yīng)估計的中間信道質(zhì)量量度來作為信道的綜合信道質(zhì)量量度的電路；和適用于選擇(132)具有最高綜合信道質(zhì)量量度的信道來用于接收所述發(fā)送內(nèi)容的電路。
15.按照權(quán)利要求14的正交頻分復(fù)用(OFDM)接收器，包括適用于確定(128)用于信道響應(yīng)數(shù)據(jù)的一個N比特組的中間信道質(zhì)量量度的電路，其中所述N個比特的一部分是從對應(yīng)于在信道的頻率范圍一端的副載波的信道響應(yīng)數(shù)據(jù)中選擇的，所述N個比特的另一部分是從對應(yīng)于在信道的頻率范圍另一端的副載波的信道響應(yīng)數(shù)據(jù)選擇的。
16.按照權(quán)利要求14的正交頻分復(fù)用(OFDM)接收器，包括適用于對信道響應(yīng)數(shù)據(jù)進(jìn)行去交織(126)的電路。
17.按照權(quán)利要求14的正交頻分復(fù)用(OFDM)接收器，其中副載波量度是單調(diào)的，并且對應(yīng)于相關(guān)聯(lián)的副載波信道響應(yīng)估計。
18.按照權(quán)利要求14的正交頻分復(fù)用(OFDM)接收器，其中使用64-QAM星群來編碼碼元。
19.按照權(quán)利要求14的正交頻分復(fù)用(OFDM)接收器，包括適用于使用維特比算法來解碼碼元的電路。
20.按照權(quán)利要求19的正交頻分復(fù)用(OFDM)接收器，其中N與所述維特比算法的糾正功率成正比。
全文摘要
所公開的實施例涉及一種技術(shù)(116)，用于根據(jù)在使用卷積前向糾錯編碼的多載波系統(tǒng)中的每個天線的信道響應(yīng)的質(zhì)量來選擇在接收器中的幾個天線或信道之一。計算(120)多個副載波的每個的信道估計，并且根據(jù)每個副載波的信道響應(yīng)相對強度來向那個副載波分配(122)單調(diào)加權(quán)。向每個副載波的一個碼元的每個比特映射(124)所述單調(diào)加權(quán)，并且如果需要的話對比特進(jìn)行去交織(126)。執(zhí)行滑動窗口評估(128)以確定每個信道的綜合信道質(zhì)量量度(CQM)。具有最高綜合CQM的天線或信道被選擇(132)來接收數(shù)據(jù)。
文檔編號H03M13/41GK1633643SQ02829238
公開日2005年6月29日 申請日期2002年6月28日 優(yōu)先權(quán)日2002年6月28日
發(fā)明者馬克西姆·B·貝洛特瑟科夫斯基, 文森特·德莫林, 小路易斯·R·利特溫 申請人:湯姆森特許公司