專利名稱：電流控制的振蕩器的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及電流控制的振蕩器，特別涉及有延伸的線性增益，和對過程和溫度變化低靈敏度的低電壓3-級電流控制的振蕩器。
背景技術：
近年來，電信工業(yè)已增加了對電流控制的振蕩器(CCO)改善性能的需求。例如，當設計頻率合成器鎖相環(huán)(PLL)和時鐘復原電路時，在具有線性增益的CCO的幫助下允許在系統(tǒng)設計時更好的建模。系統(tǒng)設計時更好的建?？杀苊饪赡艿牟环€(wěn)定問題。
此外，降低CCO的功耗和降低設計余量是重要的。這能由設計有低的過程和溫度靈敏度的CCO獲得。
現(xiàn)有技術常規(guī)的3-級環(huán)振蕩器能有寬的調節(jié)范圍，但CCO增益對過程和溫度變化是敏度的。當工作在低的溫度、快-快(FFL)條件時比工作在高的溫度、慢-慢(SSH)條件的CCO增益更高。為了制作一定頻率范圍的常規(guī)的振蕩器，因為過程和溫度的變化要求更大的調節(jié)范圍。常規(guī)的CCO的另一問題是因為速度飽和在高頻時增益下降或變平，而不是線性增加。
圖1說明現(xiàn)有技術的電路7，包括常規(guī)的CCO完全的差分倒相器單元和它的負載。四個pMOS電阻器9，11，13，15有連接到電壓Vdd它們的漏極。晶體管9和15的柵極都連接到電壓Vb19。從電壓Vbn 18通過復制光柵偏壓產生電壓Vb19。這里，Vbn 18是控制電流Icontrol的控制電壓。晶體管11的柵極連接到晶體管9和11的源極，也連接到差分輸出10和8的輸出8。晶體管13的柵極同樣的連接到晶體管13和15的源極，也連接到差分輸出10和8的輸出8。電容16連接在差分輸出10和8之間。此電容實際上降低CCO7的輸出頻率，然而，這對改善抖動特性是必須的。
nMOS晶體管12，14有由電流源輸入2和3供給的柵極，如圖9說明的電流源輸入2和3連接到倒相器單元前面級的輸出。晶體管12，14的源極分別連接到晶體管9，11和晶體管13，15的源極。晶體管12的源極也引導到差分輸出8。連接到晶體管12，14的漏極是另一nMOS晶體管16的源極，它的柵極由電壓18供給。晶體管16有接地的漏極。
圖6說明圖1現(xiàn)有技術的電路7的CCO增益?？刂齐娏?安培)沿x-軸繪制而頻率(赫茲)沿y-軸繪制。不同的設計過程拐角和溫度有分離的曲線。曲線表示SSH(慢-慢，高溫)，正常和FFL(快-快，低溫)條件。當控制電流變大時，特別是SSH條件，曲線傾向于平的。這是因為晶體管9，15進入速度飽和，并且它的gm值不隨控制電流繼續(xù)增加。
提供溫度變化補償的現(xiàn)有技術的CCO設計的范例描述在題目為，“有溫度補償的622-MHz內插環(huán)VCO和抖動分析”的論文，Wing-HongChan，published in the IEEE International Symposium on Circuits andSystems，1997年六月9-12日，香港。然而此論文的方法只能在固定的頻率上提供補償，不能補償過程的變化。此外，它需要許多產生更高的功耗、體積和費用的附加電路。
在“Low-jitter Process-Independent DLL and PLL Based on Self-BiasTechniques”，IEEE J.Solid-State Circuits，vil.31，No.11，1996年11月由John GManeatis提出另一現(xiàn)有技術的CCO設計的范例。然而，此現(xiàn)有技術的CCO不能足夠的延伸CCO增益的線性區(qū)域或最小化過程和溫度變化低靈敏度。
理想的是提供在寬的調節(jié)范圍，更高的穩(wěn)定性，降低的功耗和降低的過程和溫度變化靈敏度，有延伸的線性增益的CCO。此外，理想的是提供有這些特性的CCO同時維持好的電源抑止比(PSRR)。

發(fā)明內容
本發(fā)明提供在寬的調節(jié)范圍，具有更高的穩(wěn)定性，降低的體積，降低的功耗和降低的過程和溫度變化靈敏度，有延伸的線性增益的CCO。在本發(fā)明中由使用在CMOS中處理的3-級CCO獲得這些特征。CCO獲得對過程變化的低靈敏度，由使用RC//C加載結構在寬的頻率范圍獲得線性增益。使用由電流源和與負載結構電連接的二極管組成的電源抑止比(PSRR)補償部件也改善電源抑止比。
概括地，本發(fā)明是電流控制的振蕩器，包括提供第一差分輸出的第一部件和提供第二差分輸出的第二部件。由電阻的和電抗性的元件組成的加載結構電的連接第一差分輸出與第二差分輸出。電阻的和電抗性的元件有選擇的值，因此電阻的元件基本上延伸電流控制的振蕩器的線性運行的頻率范圍。加載結構的晶體管具有連接到補償電源電壓的變化的電源抑止比補償部件的柵極。


下面參考附圖，作為例子描述本發(fā)明的優(yōu)先的特征圖1說明常規(guī)的CCO完全的差分倒相器單元和它的加載；圖2說明使用RC//C加載結構的本發(fā)明的3-級CCO的級；圖3顯示如在圖2中的CCO級，但包括電源抑止比(PSRR)補償部件；圖4(a)和4(b)分別是圖1和圖2的等效電路模型；圖5是圖4(b)的電路的極點零點圖表；圖6畫出三種不同過程和溫度條件的圖1的電路的CCO增益；圖7畫出三種不同過程和溫度條件的圖2的增益補償電路的CCO增益；圖8畫出二個不同電源電壓和各個三種不同過程和溫度條件的圖3PSRR補償電路的CCO增益；圖9顯示三級CCO。
具體實施例方式
圖2說明在C11N數字CMOS中處理的3-級CCO的電路21。圖9顯示全部的三級CCO51，其中電路21定位為級53。由使用RC//C加載結構23，電路在寬的頻率范圍獲得過程變化的低靈敏度和線性增益。在圖1的現(xiàn)有技術電路和圖2的本發(fā)明電路之間的不同是加載。pMOS晶體管25的源極通過電容器29串聯(lián)連接到pMOS晶體管27的漏極。串聯(lián)連接是連接在與電容器16并行連接的差分輸出8和10之間。晶體管25和27的柵極都接地。
作為與Maneatis參考的CCO設計的比較，本發(fā)明的CCO有延伸超過50％的CCO增益的線性區(qū)，在500MHz到1.25GHz的輸出頻率范圍CCO增益的過程和溫度靈敏度降低33％到75％之間。
圖4(a)說明圖1的常規(guī)CCO電路的加載等效電路圖41，圖4(b)說明圖2的本發(fā)明CCO電路的等效電路圖43。
在圖4(a)中，電阻R1 48連接到電容器C1 45。這里，R1≈1/gmt和C1 45等于電容器C16和CCO下一級的加載電容器Cgs之和(見圖9)。這里，gm7是對稱負載的等效gm，即，晶體管對9，11或13，15。下一級的Cgs也是在圖2中的晶體管12，14的Cgs。此電路在以下位置有一個占優(yōu)勢的極點P1=1R1C1=gm7c1---(1.1)]]>CCO的振蕩頻率是Fosc=16R1C1=gm76c1---(1.2)]]>當調整電流55變化時，gm7的值也變化，因此，改變了輸出頻率。
在圖4(b)中由在電阻器R2 42和C2 44之間的附加的串行連接添加與電容器C1 45并行表示圖2的RC//C加載結構23。R1，C1有如圖4(a)中同樣的值。注意有常開的pMOS晶體管和在此電路中串行連接的電容器C244，產生了電路21更復雜的加載。計算顯示此加載有2極點和1零點位于P1=-(τ1+τ2+R1C2)+(τ1+τ2+R1C2)2-4τ1τ22τ1τ2---(1.3)]]>P2=-(τ1+τ2+R1C2)+(τ1+τ2+R1C2)2-4τ1τ22τ1τ2---(1.4)]]>
Z1=1R2C2-----(1.5)]]>其中τ1＝R1C1和τ2＝R2C2公式是復雜的，因此，為了更好的理解在S面上極零點的運動，假設C1＝C2，只有電阻器R242是變量?？紤]三種極端的情況。
P2=-1τ2,P1=1τ1---τ2>>τ1---(1.6)]]>P2=-3+52τ,P1=-3-52τ,τ2=τ1=τ-----(1.7)]]>P2=-1τ2,P1=12τ1,τ2<<τ1------(1.8)]]>圖5的極零點圖顯示在公式1.6-1.8極點和零點的運動。P1開始在一 向0運動并在 停止，同時P2從0運動到負無窮，Z1從0開始，在 停止。
從圖5，感興趣的發(fā)現(xiàn)是如果極點和零點設置在標記在“最佳點”的框中時，振蕩頻率由P2確定而勝于P1，那么增加振蕩頻率。那么，由合適的選擇在圖2中晶體管25和27的晶體管尺寸，那些晶體管的阻抗可在高頻率范圍中支配振蕩頻率，并補償在圖6中曲線平的部分，因此延伸線性范圍。
如前面提到的，gm7(電阻器R1)和調整/控制電流Ictrl之間的關系是非線性。由于速度飽和，在控制電流達到一定值后，gm7成為恒定值。在圖1的電路7中，CCO增益在高頻時成為平的(如在圖6中所示的)。然而，在圖2的電路21中，延伸CCO增益的線性范圍。
圖4b說明常開晶體管pMOS和電容器C2 44如何形成RC支路。在運行中，因為振蕩，電壓在節(jié)點A 46漂移。電容器C2 44連續(xù)的充電和放電。由公式1.9確定平均充電和放電電流和振蕩頻率fosc之間的關系12fosc·Ic=C2ΔV-----(1.9)]]>
其中Ic是平均充電-放電電流，ΔV49是跨過電容器C244電壓的變化。如果ΔV49維持不變，Ic正比于振蕩頻率fosc。常開pMOS晶體管的阻抗值(電阻器R242)不是常數，它隨充電電流Ic增加。在本發(fā)明中，選擇晶體管的尺寸，因此由電阻器R242產生的極點支配在圖6中的CCO增益曲線的平的部分。它補償曲線的平的部分，并延伸線性范圍。分別在圖6和圖7中顯示由使用圖1和圖2的電路7和21，CCO增益的模擬結果。如同圖6，圖7說明CCO增益，但此時為圖2的電路21?？刂齐娏?安培)沿x-軸繪制而頻率(赫茲)沿y-軸繪制。不同的設計過程拐角和溫度有分離的曲線。曲線表示SSH(慢-慢，高溫)，正常和FFL(快-快，低溫)條件。
圖7顯示對本發(fā)明的電路21在不同的運行條件之間CCO增益曲線的分散變得更小。這是因為對FFL條件，R242阻抗值的變化(晶體管25，27的阻抗值)是小的，對SSH條件，R242的阻抗值是大的。那么，R242對SSH情況比FFL情況有更多的影響，引起SSH情況的曲線向FFL情況的曲線移動，那么降低由于過程變化的CCO增益靈敏度。同樣的原因，SSH曲線實際上在高頻率重疊正常情況的曲線。
圖3說明本發(fā)明的另一實例，包括電源抑止比(PSRR)補償部件31。在圖2中電路21的晶體管25，27作用為電阻器。電源電壓Vdd的變化改變晶體管25，27的阻抗值，因此改變頻率性能。晶體管25，27工作在非差分方式，因此能降低電源抑止比(PSRR)。勝于如在圖2中的晶體管25，27的柵極接地，柵極連接跟蹤電源變化的PSRR補償部件31。在節(jié)點35的電壓跟蹤在17的電源電壓Vdd。PSRR補償包括二極管59，電流源37和電流反射鏡57。電位Vpsrr和CCO輸出相對于電源有相同的變化。因此，圖3的晶體管25，27的阻抗變得獨立于電源的變化。
如同圖6和圖7，圖8說明CCO增益，但此時對圖3的電路33?？刂齐娏?安培)沿x-軸繪制而頻率(赫茲)y-軸繪制。不同的設計過程拐角和溫度有分離的曲線。曲線表示SSH(慢-慢，高溫)，正常和FFL(快-快，低溫)條件。為了說明PSRR性能，對各組過程拐角和溫度畫出兩個不同Vdd(1.65V和1.35V)的曲線。從圖8也可看到電路33有好的PSRR性能。
回到圖9，單元53可以是本發(fā)明的電路21或33。
在另一可選擇的實例中，晶體管25，27的柵極可連接到不同的電位，獲得其它的優(yōu)點，如更好的PSRR性能，更好的TC(溫度系數)等。
在說明的實例中，阻抗的其它組合可以用作為加載結構23和PSRR補償部件31。那么，雖然上面使用特定的實例描述本發(fā)明，對本領域的技術人員是清楚的，在權利要求的范圍中許多改變是可能的。
權利要求
1.一種電流控制的振蕩器，包括第一部件，用于提供第一差分輸出；第二部件，用于提供第二差分輸出；加載結構，包括電連接第一差分輸出與第二差分輸出的電阻的和電抗性的元件，電阻的和電抗性的元件有選擇的值，因此，電阻的和電抗性元件產生在高頻率范圍支配的振蕩頻率，因此通過補償速度飽和的效果，基本上延伸了電流控制的振蕩器的線性運行頻率范圍。
2.根據權利要求1所述的電流控制的振蕩器，其特征在于第一和第二部件由并行和串行連接的晶體管組成。
3.一種電流控制的振蕩器，包括第一部件，用于提供第一差分輸出；第二部件，用于提供第二差分輸出；加載結構，包括電連接第一差分輸出與第二差分輸出的電阻的和電抗性的元件，電阻的和電抗性的元件有選擇的值，因此，電阻元件基本上延伸了電流控制的振蕩器的線性運行的頻率范圍，其中，加載結構包括晶體管和電容器。
4.根據權利要求3所述的電流控制的振蕩器，其特征在于加載結構的晶體管有接地的柵極。
5.根據權利要求3所述的電流控制的振蕩器，其特征在于加載結構的晶體管有連接到電源抑止比補償部件的柵極，補償電源電壓變化。
6.根據權利要求5所述的電流控制的振蕩器，其特征在于電源抑止比補償部件，第一部件和第二部件由同樣的電源電壓供給，電源抑止比補償部件包括二極管和電流源。
7.根據權利要求3所述的電流控制的振蕩器，其特征在于加載結構包括與電容器串聯(lián)的電阻器，所述電容器和電阻器與另一電容器并聯(lián)。
8.根據權利要求3所述的電流控制的振蕩器，其特征在于電阻的元件是晶體管，電抗性的元件是電容器。
9.根據權利要求8所述的電流控制的振蕩器，其特征在于晶體管是場效應晶體管。
10.根據權利要求8所述的電流控制的振蕩器，其特征在于場效應晶體管是pMOS。
全文摘要
本發(fā)明提供電流控制的振蕩器，包括提供第一差分輸出的第一部件和提供第二差分輸出的第二部件。加載結構，電連接第一差分輸出與第二差分輸出的電阻的和電抗性的元件。電阻的和電抗性的元件有選擇的值，因此電阻元件充分的延伸電流控制的振蕩器的線性運行的頻率范圍。加載結構的晶體管與電源抑止比補償部件連接，補償電源電壓的變化。
文檔編號H03K3/00GK1695294SQ02829970
公開日2005年11月9日 申請日期2002年11月29日 優(yōu)先權日2002年11月29日
發(fā)明者吳海捷, 孫晶 申請人:因芬奈昂技術股份有限公司