專利名稱：有限脈沖響應濾波器、通信發(fā)射設備和通信接收設備的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種用于離散信號濾波的有限脈沖響應濾波器，并適合用于單載波無線發(fā)射設備中的頻帶限制濾波器，該發(fā)射設備執(zhí)行線性調制，如BPSK、QPSK和QAM。
背景技術：
通常，有限脈沖響應(FIR)濾波器按照延遲元件、乘法器和加法器的連接方式分為幾種類型。其中，廣泛使用的是直接型FIR濾波器和移位型FIR濾波器?，F將參照附圖對濾波器的結構作簡單描述。圖1是表示直接型FIR濾波器結構的方框圖。延遲元件11a至11e串聯在一起，對輸入信號進行延時直到有下一信號輸入。所延時的信號輸出到隨后的延遲元件和乘法器。乘法器12a至12e預先分別設置抽頭系數，對從延遲元件分別輸出的信號與分別的抽頭系數相乘，并將相乘結果輸出到加法器13。加法器13將所有從乘法器12a至12e輸出的相乘結果相加，并輸出相加結果。
圖2表示移位型FIR濾波器結構的方框圖。乘法器21a至21e預先分別設置抽頭系數，將同一信號與各自的抽頭系數相乘，并分別地輸出相乘結果到加法器22a至22e。加法器22a至22e分別地連接到乘法器21a至21e。每一加法器將來自乘法器的相乘結果與來自延遲元件的所延時信號相加，并輸出相乘結果到隨后的延遲元件。延遲元件23a至23e中每一延遲元件對分別來自加法器22a至22e中一個加法器的相乘結果進行延時，直到有下一相乘結果輸入。所延時信號被輸出到隨后的加法器。
通常，為減小這些電路的體積，日本專利公開文獻2929807中披露了使用不受頻帶限制的數據信號作為輸入信號的技術。
而且，日本已公開專利文獻2001-77669中描述了一種技術，即已知的通過切換相乘系數縮小電路體積的技術。
同時，在日本已公開專利文獻S60-77542號中有關于用于減小附加采樣所要求的計算操作速度的措施的描述。下面將參考圖3簡述此技術的主題內容。圖3表示常規(guī)FIR濾波器結構的方框圖。塊31a至31d各具有與圖1所示的直接型FIR濾波器相同的結構，相互并聯在一起。設置了乘法器各自的系數以相應于不同的相位計算抽頭系數。多路復用部分32對塊31a至31d的計算結果進行多路復用，以輸出經多路復用的信號。因此，每塊均可并行處理輸入信號，并能夠以附加采樣的四倍數量的精確度進行濾波。換句話說，當用圖1中的結構實現圖3中結構的濾波精度時，附加采樣所要求的計算操作速度對于圖3的實例具有四倍所要求的計算操作速度。于是，用如圖3所示的并聯方式的直接型FIR濾波器結構，可以減小附加采樣所要求的計算操作速度。
然而，為實現使FIR濾波器相應于附加采樣的數量可動態(tài)地改變，應用圖3所示的方法，需要為每一附加采樣數量準備多個濾波器。例如，為了準備兩個并聯、四個并聯和八個并聯的濾波器，需要十四個濾波器，并切換使用，這將導致電路規(guī)模的增加。

發(fā)明內容
本發(fā)明的目的是提供一種有限脈沖響應濾波器、通信發(fā)射設備和通信接收設備，可符合動態(tài)變化的附加采樣數量，并縮小電路體積。
本發(fā)明的主題內容是預定數量的延遲元件和乘法器間的線路，以及預定數量的乘法器和加法器間的線路的連接方式是可變的，當輸入信號的附加采樣(over sampling)數量動態(tài)地變化時，線路的連接也隨之變化，以便獲得與附加采樣數量相應的多個并聯濾波器的濾波器結構。


對本發(fā)明的以上及其它目的和特性將從下文參照附圖進行的描述中得到全面的理解，其中的一個實例是通過具體實例的實施方式進行描述的，在附圖中圖1是表示直接有限脈沖響應濾波器結構的方框圖；圖2是表示移位(transpose)有限脈沖響應濾波器結構的方框圖；圖3是表示常規(guī)有限脈沖響應濾波器結構的方框圖；圖4是表示根據本發(fā)明第一實施例的有限脈沖響應濾波器結構的方框圖；圖5A是表示兩個并聯濾波器結構的接線示意圖；圖5B是表示另一兩個并聯濾波器結構的接線示意圖；圖6A是表示四個并聯濾波器結構的接線示意圖；圖6B是表示另一四個并聯濾波器結構的接線示意圖；圖7A是表示附加采樣數量與混疊(aliasing)之間相互關系的示圖；圖7B是表示附加采樣數量與混疊之間相互關系的另一示圖；圖7C是表示附加采樣數量與混疊之間相互關系的另一示圖；圖7D是表示附加采樣數量與混疊之間相互關系的另一示圖；圖8是表示根據本發(fā)明第一實施例的通信接收設備配置的方框圖；圖9是表示根據本發(fā)明第一實施例的相位確定部分的內部配置方框圖；圖10是表示根據本發(fā)明第二實施例的有限脈沖響應濾波器結構的方框圖；圖11是表示第一線路可變端口與第二線路可變端口之間線路連接，以及連接部分的連接狀態(tài)的示圖；圖12是表示第一線路可變端口與第二線路可變端口之間線路連接，以及連接部分的連接狀態(tài)的另一示圖；圖13是表示根據本發(fā)明第三實施例的有限脈沖響應濾波器結構的方框圖；圖14是表示根據本發(fā)明第三實施例的另一有限脈沖響應濾波器結構的方框圖；圖15是表示根據本發(fā)明第四實施例的通信接收設備配置的方框圖；圖16是表示根據本發(fā)明第五實施例的正交信號接收設備配置的方框圖；圖17是表示基站以與移動臺的運動或靜止相應的字符速率向移動臺發(fā)射信號的概念示圖；圖18是表示根據本發(fā)明第七實施例的通信接收設備配置的方框圖；和圖19是表示根據本發(fā)明第七實施例的切換部分所輸出信號的簡略示圖。
具體實施例方式
本發(fā)明實施例描述的實例是在通信設備中使用有限脈沖響應濾波器。傳統(tǒng)上，僅使用預定的頻率帶寬，為了增加傳輸速率同時又能保證期望的通信質量，應用了自適應調制。然而，由于僅使用預定頻率帶寬，而使改進傳輸速率受到限制。因而，本發(fā)明描述的實例中使用的頻率帶寬是可變的，以增加傳輸速率。
在使信號頻率帶寬變化中，當濾波器的帶寬僅隨保持固定數值的輸入信號的字符速率變化時，信號帶寬可變化的范圍狹窄。因此，還需要使字符速率可以變化。為了響應字符速率保證良好的通信，有必要與字符速率變化相應地改變?yōu)V波器的帶寬。另外，增加字符速率導致較寬帶寬信號，而減小字符速率導致較窄帶寬信號。
通常，是通過改變?yōu)V波器的抽頭系數或改變采樣頻率來改變?yōu)V波器的帶寬。同時，應用大數量的濾波器抽頭得到急劇衰減特性。因此，當采樣頻率不變時，僅通過改變抽頭系數很難實現寬帶FIR濾波器。還有，固定的采樣頻率還意謂著改變附加采樣數量，當信號具有低字符速率時(窄帶信號)增加附加采樣數量會變?yōu)槌揭?guī)范，僅會造成過分的能量消耗。
同時，考慮與字符速率相應地改變采樣頻率。換句話說，當字符速率加倍時，采樣頻率也按比例加倍。這樣，即使當字符速率改變時也可保持附加采樣數量為不變數值，而無需準備與低字符速率信號相關的過分的技術條件，并降低了能量的過度消耗。
然而，當采樣頻率增加時，由于受到采樣設備的可操作頻率的限制，而無法滿足對高字符速率信號濾波的要求，例如，上述采樣設備可如A/D轉換器和隨設備配置的濾波電路。
例如，注意如下描述的路由滾降(roll-off)濾波器。假定情況是附加采樣數量是16，采樣設備或隨設備設置的濾波電路的操作頻率是160MHz，滾降率α代表濾波器的頻率特性其值為1.0。在此情況下，路由滾降濾波器能處理的字符速率限制在10MHz。假設連接的理想模擬濾波器從采樣設備向上游操作帶寬限制在采樣頻率的一半，理論上濾波處理可以具有字符速率高達符合奈奎斯特理論的80MHz的信號。
換句話說，當采樣頻率為160MHz時，執(zhí)行2倍速附加采樣和采樣設備的后繼濾波器如圖3所示的方法為八個并聯結構，采樣設備以2倍速附加采樣工作能夠獲得濾波處理精度相等于16倍附加采樣。
另外，當上述并聯結構的濾波器使用在無線通信的接收設備時，輸入信號為2倍附加采樣，從而滿足奈奎斯特理論的可能性很低，而傾向于受采樣混疊影響。結果是，由于受相鄰信道的干擾，而發(fā)生接收性能惡化。尤其在窄頻帶傳輸中，因為頻譜效率需要改善而使相鄰信道的干擾較強，要求有非常強的抗干擾性能。
同時，在寬頻帶傳輸中，即使沒有相鄰信道的干擾，由于設備的限制也通常存在處理速度受到限制的問題，要提高處理速度有必要解決這一問題。
接下來，考慮執(zhí)行如下所述的處理。即，就以運動狀態(tài)所發(fā)射的低字符速率的信號而言，因為相鄰信道的干擾成為問題，充分地提高采樣頻率，例如，執(zhí)行16倍附加采樣以防止由于相鄰信道干擾發(fā)生性能惡化。同時，就以靜止狀態(tài)所發(fā)射的高字符速率的信號而言，執(zhí)行2倍附加采樣以接收信號，該信號的可執(zhí)行的字符速已高達設備的可操作頻率的上限，而由相鄰信道干擾引發(fā)的性能下降為某一所允許的程度。在實施這樣調整的實例中，根據縮小頻率帶寬與設備操作頻率之間的相互關系，需要階梯式地減少附加采樣數量，從16倍減到8倍，再到4倍及2倍。
相應地，在常規(guī)技術中，由于附加采樣數量保持不變，而改變采樣頻率很難使濾波器性能最佳化，而使相鄰信道干擾最小化。與其相反，本發(fā)明提供的有限脈沖響應濾波器，可響應動態(tài)變化的附加采樣數量，同時保持采樣頻率不變，從而實現濾波器的最佳性能，受相鄰信道干擾影響最小。
以下將參照附圖對本發(fā)明實施例進行描述。
(第一實施例)圖4是表示根據本發(fā)明第一實施例的有限脈沖響應濾波器結構的方框圖。有限脈沖響應(FIR)濾波器100執(zhí)行N-抽頭有限脈沖響應序列的卷積的計算。
第一線路可變端口101具有N個端子A0至AN-1，可改變線路連接。延遲部分102具有延遲元件D0至DN-1，分別具有采樣周期的延遲時間。第二線路可變端口103具有N個端子B0至BN-1，可改變線路連接。
相乘部分104具有N個乘法器c(0)至c(N-1)，每個乘法器預先設置有限脈沖響應序列的抽頭系數。每個乘法器將從第一線路可變端口輸入的信號與抽頭系數相乘。第三線路可變端口105具有N個端子E0至EN-1，可改變線路連接。另外，延遲元件、乘法器和端子的組合被假定為電路塊，在圖中并用虛線框起來。具體地，端子B0、延遲元件D0、端子A0、乘法器c(0)和端子E0組成信號電路塊，B1、D1、A1、c(1)和E1組成信號電路塊。相似地，BN-1、DN-1、AN-1、c(N-1)和EN-1的組合假定為電路塊。換言之，濾波器具有N個電路塊。
相加部分106具有N個加法器K0至KN-1，每一加法器將最大值N個輸入信號相加。連接部分107具有與加法器K0至KN-1相應的連接頭S0至SN-1，從來自加法器K0至KN-1輸入信號中選擇信號輸出。
帶寬檢測部分108檢測輸入信號的帶寬。輸入信號的帶寬與字符速率相一致，而與附加采樣數量相對應。例如，當輸入信號是寬頻帶時，字符速率很高，而在固定采樣頻率下對高字符速率的信號進行的附加采樣所得到的采樣數量很少。與之相反，當輸入信號是窄頻帶時，字符速率很低，而采樣的數量卻很大。帶寬檢測部分108輸出檢測結果到線路控制部分109。
根據帶寬檢測部分108所檢測的輸入信號的帶寬與FIR濾波器100的可操作頻率之間的相互關系，線路控制部分109進行控制以使FIR濾波器100具有適合的濾波器結構。換句話說，線路控制部分109控制第一線路可變端口101與第二線路可變端口103之間的線路連接，以及控制第三線路可變端口105與加法器106之間的線路連接，和控制連接部分107的操作。
用此方式，FIR濾波器100能夠級聯或并聯濾波器的結構，并進一步能夠使并聯的數量相對應于輸入信號的帶寬進行變化。因此，可以在縮小電路體積的同時，任意地重構濾波器，無需增加乘法器、延遲元件和加法器的數量。
下面將對具有上述配置的FIR濾波器100的工作進行描述。在圖4中，虛線表示一個實例，該實例的線路可自身改變(可變線路)連接，虛線還表示級聯濾波器結構。具有這一濾波器結構的工作在以下描述。
輸入信號輸入到第一線路可變端口101的A0端子和帶寬檢測部分108。帶寬檢測部分108檢測輸入信號的帶寬，并輸出所檢測結果到線路控制部分109。
根據帶寬檢測部分108所檢測的輸入信號的帶寬與FIR濾波器100的可操作頻率之間的相互關系，線路控制部分109控制第一線路可變端口101與第二線路可變端口103之間的線路連接，以及控制第三線路可變端口105與加法器106之間的線路連接，和控制連接部分107的操作。在此例中，所執(zhí)行的控制實現了級聯濾波器結構。
輸入到第一線路可變端口101的信號經過端子A0輸出到延遲元件D0和乘法器c(0)。延遲元件D0用采樣間隔時間對輸入信號進行延時，并輸出所延時的信號到第二線路可變端口103。
線路控制部分109對第一線路可變端口101與第二線路可變端口103之間的線路連接關系進行控制，如圖4中虛線所示，第一線路可變端口101連接到第二線路可變端口103。以此方式，端子B0的輸出信號被輸入到端子A1，端子B1的輸出信號被輸入到端子A2，以此類推，端子BN-2的輸出信號被輸入到端子AN-1。
輸入到第一線路可變端口101的端子A0的信號經過端子A1到AN-1被輸出到相乘部分104，同時分別在延遲元件D0至DN-2中被延時。
相乘部分104將從第一線路可變端口101輸出的信號與為乘法器c(0)至c(N-1)所分別設定的抽頭系數相乘。具體地，乘法器c(0)將從第一線路可變端口101的端子A0輸出的信號與其抽頭系數相乘，以此類推，乘法器c(N-1)將從第一線路可變端口101的端子AN-1輸出的信號與其抽頭系數相乘。這樣，所籌劃的N個抽頭系數實現了濾波器的頻率特性，抽頭系數中的每個系數與從端子A0至AN-1輸出的信號相乘。
另外，當字符速率改變后希望保持濾波器的頻率特性時，乘法器c(0)至c(N-1)的每一系數保持在固定數值。
進一步，當使濾波器頻率特性變化時，可使相乘部分104的抽頭系數發(fā)生變化。
相乘部分104的相乘結果被輸出到第三線路可變端口105。具體地講，乘法器c(0)的相乘結果輸出到端子E0，乘法器c(1)的相乘結果輸出到端子E1，以此類推，乘法器c(N-1)的相乘結果輸出到端子EN-1。
線路控制部分109對第三線路可變端口105與相加部分106之間的線路連接關系進行控制，如圖4中虛線所示。換言之，所有從端子E0至EN-1輸出的信號被輸入到相加部分106的加法器K0，加法器K0將輸入信號相加。在此，所述實例中多路復用的數量是1，即不執(zhí)行多路復用。
由于FIR濾波器100具有級聯連接，連接部分107由線路控制部分109進行控制，并從FIR濾波器100輸出加法器K0的相加結果，僅有開關S0被連接，而沒有連接開關S1到SN-1。
以下描述在線路控制部分109的線路控制，即基于輸入信號帶寬與濾波器可操作頻率之間相互關系的濾波器結構。在此假設濾波器隨后部分要求的附加采樣數量是16倍。
當與濾波器的可操作頻率相比輸入信號的帶寬足夠窄時，線路控制部分109控制可變線路以獲得如上所述的級聯濾波器結構。
當輸入信號的帶寬增加并且濾波器僅能支持到8倍附加采樣時，控制部分109控制以得到兩個并聯濾波器結構。當輸入信號的帶寬進一步增加并且濾波器僅能支持到4倍附加采樣時，控制部分109控制以得到四個并聯濾波器結構。當輸入信號的帶寬大于濾波器的可操作頻率并且濾波器僅能支持到2倍附加采樣時，控制部分109控制以得到八個并聯濾波器結構。
以此方式，即使當輸入信號增加并包括高頻部分，通過實現并聯濾波器結構，對輸入信號進行并行處理，從而，即使當輸入信號帶寬增加時也可響應濾波器的可操作頻率。
以下給出的是具有兩個并聯濾波器結構的FIR濾波器100的線路接連。圖5A和5B是表示兩個并聯濾波器結構。在此的實例的抽頭系數N是八個。
圖5A表示第一線路可變端口101和第二線路可變端口103之間的線路連接。圖5B表示第三線路可變端口105和相加部分106之間的線路連接，以及連接部分107的連接。
如圖5A所示，輸入信號輸入到第一線路可變端口101的端子A0和A1。在第二線路可變端口103中，端子B0的輸出信號輸入到第一線路可變端口101的端子A2，端子B1的輸出信號輸入到端子A3，以此類推，端子B5的輸出信號輸入到端子A7。
如圖5B所示，第三線路可變端口105的端子E0、E2、E4和E6的輸出信號輸入到相加部分106的端子K0。端子E1、E3、E5和E7的輸出信號輸入到相加部分106的端子K1。
連接部分107使S0和S1輸出加法器K0和K1的相加結果。同時，S2和S7不輸出相加結果，因此，保持不工作。
以下給出的是具有四個并聯濾波器結構的FIR濾波器100的線路接連。圖6A和6B是表示兩個并聯濾波器結構。在此的實例的抽頭系數N是八個。
圖6A示出第一線路可變端口101和第二線路可變端口103之間的線路連接。圖6B表示第三線路可變端口105和相加部分106之間的線路連接，以及連接部分107的連接。
如圖6A所示，輸入信號輸入到第一線路可變端口101的端子A0至A3。在第二線路可變端口103中，端子B0的輸出信號輸入到第一線路可變端口101的端子A4，端子B1的輸出信號輸入到端子A5，以此類推，端子B3的輸出信號輸入到端子A7。第二線路可變端口103的端子B4到B7沒有與第一線路可變端口101連接。
如圖6B所示，第三線路可變端口105的端子E0和E4的輸出信號輸入到相加部分106的端子K0，而端子E1和E5的輸出信號輸入到相加部分106的端子K1。端子E2和E6的輸出信號輸入到相加部分106的端子K2，而端子E3和E7的輸出信號輸入到相加部分106的端子K3。
連接部分107使S0至S3輸出加法器K0至K3的相加結果。同時，S4到S6不輸出相加結果，因此，保持不工作。
這樣，由于FIR濾波器100輸出數個順序的或單一信號順序的八列并行信號，因而FIR濾波器100所需的操作速度為預定的采樣頻率，并能夠對高字符速率的信號進行濾波處理。
另外，第一線路可變端口101、第二線路可變端口103和第三線路可變端口105各具有N個端子，但決不受這一配置的限制，只要能夠實現相應于線路控制部分109的控制，在延遲元件與加法器(延遲元件之間的連接)以及乘法器與加法器之間動態(tài)地改變連接方式。進一步，根據單元電路塊，僅需要相應于線路控制部分109的控制，動態(tài)地改變到/從電路塊的輸入和輸出。
以下將描述附加采樣數量和混疊。圖7A至7D是表示附加采樣數量與混疊之間相互關系的示圖。在圖7A至7D中，陰影區(qū)域指示經濾波處理的信號頻率部分，其中水平軸表示頻率，而垂直軸表示信號強度。在各圖中，期望頻率部分是圖中所示圍繞作為中心的頻率f0的陰影區(qū)域。在此假設，濾波器的通帶區(qū)域是圍繞中心頻率f0的兩倍字符速率內的頻率帶寬。因為考慮到，例如在使用路由滾降濾波器和滾降濾波器作為頻帶限制濾波器的情況，當滾降系數α等于最大值1.0時，輸入信號被限制在兩倍字符速率的頻率帶寬。
圖7A表示1倍附加采樣的情況，即以字符速率的頻率采樣。在此情況，由于不滿足奈奎斯特理論，發(fā)生了期望頻率部分與混疊部分相互復蓋的重疊區(qū)域。進一步，通帶區(qū)域包括混疊部分。因而，由于混疊部分所需信號顯著惡化，當FIR濾波器100應用在通信接收設備中時，使接收性能下降。因此，在本發(fā)明中，不用1倍附加采樣。
圖7B表示經2倍附加采樣的離散信號，圖7C表示經4倍附加采樣的離散信號，及圖7D表示經8倍附加采樣的離散信號。在圖7B到7D中，輸入信號經2倍或更高倍數的附加采樣，導致離散信號，滿足奈奎斯特理論。因而，所需信號部分與混疊部分沒有相互重疊，并使通帶區(qū)域包括混疊部分的可能性下降。換言之，可避免因混疊所致的所需信號惡化，當FIR濾波器100應用于通信接收設備時，可避免因混疊造成的接收性能下降。
此外，FIR濾波器100可執(zhí)行具有最大抽頭數量N的一半并聯數量的并行處理。因此，如圖7B到7D所示，甚至當輸入信號之間附加采樣數量不同時，通過執(zhí)行相應的附加采樣數量的并行處理，可獲得與用相同附加采樣數量采樣的相等的處理精度。
當假定P為FIR濾波器輸入信號的離散數量，R為輸出信號的離散數量，N為抽頭數量，和M為并行處理線路的數量時，可得到以下公式1≤R/P＝M≤N/2根據上式，線路控制部分109控制第一線路可變端口101、第二線路可變端口103、第三線路可變端口105、相加部分106和連接部分107。另外，P、R、M和N是自然數。進一步，根據帶寬檢測部分108所檢測的輸入信號的帶寬，線路控制部分109計算輸入信號的離散數量P即附加采樣數量。
當離散輸入信號的帶寬增至L倍(L為自然數)時，線路控制部分109可使濾波器結構增加到L倍數量的并聯結構，而當離散輸入信號的帶寬減少到1/L時，線路控制部分109可使濾波器結構減少到1/L數量的并聯結構。從而可以實現與頻率帶寬相應的濾波器結構，即字符速率，并因此可使用濾波器的可操作頻率執(zhí)行濾波處理。
以下將對根據第一實施例的FIR濾波器100應用于通信系統(tǒng)中的接收設備的實例進行描述。沒有字符間相互干擾時，接收設備能夠最準確地從附加采樣相位中判斷出信號的相位，因而，允許具有圖8所示的配置。圖8是表示根據本發(fā)明第一實施例的通信接收設備配置的方框圖。
在圖8中，FIR濾波器100接收經過用預定采樣頻率附加采樣的作為其輸入的離散信號。如上所述，線路連接方式相應于帶寬而改變，輸入信號經過濾波處理。經濾波處理的信號輸出到相位確定部分501和切換部分502。
根據從FIR濾波器100輸出的信號，相位確定部分501最準確地確定被判斷信號的相位。所確定的結果輸出到切換部分502。
切換部分502執(zhí)行切換，以便將包括有在相位確定部分501從FIR濾波器100輸出的信號中所確定的最準確相位的信號輸出到信號點判斷部分503。
信號點判斷部分503對從切換部分502輸出的具有最準確相位的信號作出信號點判斷，并產生比特數據。產生的比特數據從信號點判斷部分503輸出。
另外，相位確定部分501從由FIR濾波器100并行輸出的信號中確定具有最準確相位的信號來選擇，這等同于間隔地選擇信號以獲得在使用常規(guī)FIR濾波器情況時的最高相位。
現將描述相位確定部分501。圖9是表示根據本發(fā)明第一實施例的相位確定部分501的內部配置方框圖。在圖9中，平方部分601對從FIR濾波器100輸出的信號平方，以使所有部分成為正值。計算結果輸出到低通濾波器(LPF)602。
LPF602消除從平方部分601輸出的信號的高頻部分，并僅輸出預定頻率部分的信號到最大值選擇部分603。
最大值選擇部分603從LPF602輸出的信號中選擇包括最大值的信號。所選擇信號代表具有最準確相位的信號，使用此相位信號，信號點判斷部分503可作出正確的信號點判斷。最大值選擇部分603輸出選擇結果到切換部分502。
通過FIR濾波器100在通信接收設備中這樣的應用，甚至當輸入信號的帶寬變化時，濾波器所要求的操作速度也等于預定采樣頻率，并可以保持在濾波器處理速度的限制之內。
根據此實施例，以此方式，通過相應于輸入信號帶寬預先準備的預定數量的延遲元件、乘法器和加法器間動態(tài)地改變線路連接，使FIR濾波器能夠具有濾波器的結構可以是如級聯結構、兩個并聯結構、四個并聯結構、八個并聯結構等。因此可縮小電路體積，同時響應附加采樣數量動態(tài)地變化。
另外，在此實施例對級聯結構、兩個并聯結構、四個并聯結構和八個并聯結構作為可用濾波器結構進行描述的同時，本發(fā)明并非受到上述結構的限制，可以是2n個的并聯結構。從而能夠相應于響應經過2n次附加采樣的頻率帶寬，實現濾波器的結構。
進一步，此實施例描述關于帶寬檢測部分108檢測輸入信號的帶寬，但也可是分別地使用表示輸入信號帶寬的信號。例如，在通信系統(tǒng)中，發(fā)射方發(fā)射代表所使用帶寬的信息，而接收方從解調部分獲得從本發(fā)明FIR濾波器100提供的向下游的帶寬信息。
更進一步，在發(fā)射方不發(fā)射帶寬信息的情況，可根據從本發(fā)明FIR濾波器100的向下游所檢測的信號進行變化計算，來判斷濾波器的結構是否恰當，當濾波器結構合適時，不作結構調整，當結構不合適時而作出改變。此外，還可從采樣前的信號檢測帶寬。
(第二實施例)第一實施例描述直接型FIR濾波器，而本發(fā)明的第二實施例將描述移位型FIR濾波器。
圖10是表示根據本發(fā)明第二實施例的FIR濾波器700結構的方框圖。另外，圖10中與圖4的相同部件采用了與圖4相同的參考標號，并省略了具體的描述。
圖10中，相乘部分701具有N個預先設定各自的抽頭系數的乘法器c(0)至c(N-1)，并將輸入信號與抽頭系數相乘。相乘結果輸出到相加部分703。
第一線路可變端口702具有N個端子A0至AN-1，可改變線路連接。相加部分703具有N個加法器K0至KN-1，相加部分703的加法器分別地與乘法器c(0)至c(N-1)連接，并接收從各自乘法器輸出的信號作為其輸入信號。加法器進一步與第一線路可變端口702的端子A0至AN-1連接，并分別接收從端子輸出的信號作為其輸入信號。每一加法器將從乘法器輸入的信號與從端子輸入的信號相加，并輸出相加結果到延遲部分704。
延遲部分704具有延遲元件D0至DN-1，分別具有采樣周期的延遲時間。延遲元件D0至DN-1是分別相應于加法器K0至KN-1提供的。每一延遲元件延時從加法器輸出的信號，并輸出延時信號到第二線路可變端口705。第二線路可變端口705具有N個端子B0至BN-1，可改變線路連接。
用此方式，FIR濾波器700能夠改變?yōu)V波器結構成級聯或并聯濾波器的結構，并進一步能夠使并聯的數量相對應于輸入信號的帶寬進行變化。因此，可以在縮小電路體積的同時，任意地重新構造濾波器，無需增加乘法器、延遲元件和加法器的數量。
另外，乘法器、加法器和延遲元件的組合被假定為電路塊，在圖中并用虛線框起來。具體地，乘法器c(0)、端子A0、加法器K0、延遲元件D0、端子A0、和端子E0組成單獨的電路塊，c(1)、A1、K1、D1和B1組成單獨電路塊。相似地，c(N-1)、AN-1、KN-1、DN-1和BN-1的組合假定為單獨電路塊。換言之，濾波器700具有N個電路塊。
下面將對具有上述配置的FIR濾波器700的工作進行描述。在圖10中，虛線表示一個實例，該實例的線路可改變連接，虛線還表示級聯濾波器結構。具有這一濾波器結構的工作在以下描述。
輸入信號輸入到相乘部分701和帶寬檢測部分108。帶寬檢測部分108檢測輸入信號的帶寬，并輸出所檢測結果到線路控制部分109。
根據帶寬檢測部分108所檢測的輸入信號的帶寬與FIR濾波器700的可操作頻率之間的相互關系，線路控制部分109控制第一線路可變端口702與第二線路可變端口705之間的線路連接。線路控制部分109進一步控制連接部分107的連接。在此例中，所執(zhí)行的控制實現了級聯濾波器結構。
第一線路可變端口702的端子A0不需要輸入信號，因此接收0作為其輸入。
相乘部分701將輸入信號分別與乘法器c(0)至c(N-1)所設的抽頭系數相乘。輸出乘法器的每一相乘結果到相加部分703。
相加部分703接收從相乘部分701和第一線路可變端口702輸出的信號作為其輸入信號。具體地，從乘法器c(0)和第一線路可變端口702的端子A0輸出的信號被輸入到加法器K0，從乘法器c(1)和第一線路可變端口702的端子A1輸出的信號被輸入到加法器K1，以此類推，從乘法器c(N-1)和第一線路可變端口702的端子AN-1輸出的信號被輸入到加法器KN-1。加法器K0至KN-1將輸入信號相加，并輸出相加結果到延遲部分704。
在延遲部分704中，從加法器K0至KN-1輸出的信號被分別輸入到延遲元件D0至DN-1。具體地，加法器K0輸出的信號被輸入到延遲元件D0，加法器K1輸出的信號被輸入到延遲元件D1，以此類推，加法器KN-1輸出的信號被輸入到延遲元件DN-1。輸入延遲元件D0至DN-1的每一信號被用采樣周期所延時。所延時的信號輸出到第二線路可變端口705。
第二線路可變端口705接收從延遲部分704的輸出作為輸入信號。具體地，從延遲元件D0的輸出信號被輸入到端子B0，從延遲元件D1的輸出信號被輸入到端子B1，以此類推，從延遲元件DN-1的輸出信號被輸入到端子BN-1。
線路控制部分109控制第二線路可變端口705與第一線路可變端口702之間的相互連接關系，輸入到第二線路可變端口705的信號被輸出到第一線路可變端口702和連接部分107。具體地，從端子B0輸出的信號被輸入端子A1和連接頭S0，從端子B1輸出的信號被輸入端子A2和連接頭S1，以此類推，從端子BN-2輸出的信號被輸入端子AN-1和連接頭SN-2。進一步，端子BN-1將從延遲元件DN-1輸出的信號輸出到連接頭SN-1。
由于FIR濾波器700具有級聯連接，線路控制部分109控制連接部分107，僅與連接頭SN-1連接，而沒有與S0至SN-2連接。
以下描述在線路控制部分109，即基于輸入信號帶寬與設備的可操作頻率之間相互關系。在此假設濾波器所隨部分要求的附加采樣數量是16倍。
當與濾波器的可操作頻率相比輸入信號的帶寬足夠窄時，線路控制部分109控制可變線路以獲得如上所述的級聯濾波器結構。
當輸入信號的帶寬增加并且濾波器僅能支持到8倍附加采樣時，控制部分109控制以得到兩個并聯濾波器結構。當輸入信號的帶寬進一步增加并且濾波器僅能支持到4倍附加采樣時，控制部分109控制以得到四個并聯濾波器結構。當輸入信號的帶寬大于濾波器的可操作頻率并且濾波器僅能支持到2倍附加采樣時，控制部分109控制以得到八個并聯濾波器結構。
以此方式，即使當輸入信號增加并包括高頻部分，通過實現并聯濾波器結構，對輸入信號進行并行處理，從而，即使當輸入信號帶寬增加時也可響應濾波器的可操作頻率。
以下給出的是具有兩個并聯濾波器結構的FIR濾波器700的線路接連。圖11是表示第一線路可變端口702和第二線路可變端口705之間的線路，以及連接部分107的連接。在此所述的實例的抽頭系數N是八個。
如圖11所示，0輸入到第一線路可變端口702的端子A0和A1。從端子B0輸出的信號被輸入到端子A2和連接頭S0，從端子B1輸出的信號被輸入到端子A3和連接頭S1，以此類推，從端子B5輸出的信號被輸入到端子A7和連接頭S5。
連接頭S0至S5沒有使用，連接頭S6和S7用于輸出兩個并聯信號。
以下給出的是具有四個并聯濾波器結構的FIR濾波器700的線路接連。圖12是表示第一線路可變端口702和第二線路可變端口705之間的線路，以及連接部分107的連接。在此所述的實例的抽頭系數N是八個。
如圖12所示，0輸入到第一線路可變端口702的端子A0至A3。從端子B0輸出的信號被輸入到A4和連接頭S0，從端子B1輸出的信號被輸入到A5和連接頭S1，以此類推，從端子B3輸出的信號被輸入到端子A7和連接頭S3。
進一步，連接頭S0至S3沒有使用，連接頭S4到S7用于輸出四個并聯信號。
根據此實施例，這樣，通過相應于輸入信號帶寬預先準備的預定數量的延遲元件、乘法器和加法器間動態(tài)地改變線路連接，使FIR濾波器能夠具有濾波器的結構可以是如級聯結構、兩個并聯結構、四個并聯結構、八個并聯結構等。因此可縮小電路體積，同時響應附加采樣數量動態(tài)地變化。
另外，第一線路可變端口702和第二線路可變端口705各具有N個端子，但并非受這一結構的限制，只要能夠相應于線路控制器109的控制可動態(tài)地改變延遲元件與加法器的連接。換句話說，根據單元電路塊，僅需要相應于線路控制部分109的控制，動態(tài)地改變延遲元件與另一電路塊的加法器的連接。
進一步，此實施例描述關于帶寬檢測部分108檢測輸入信號的帶寬，但也可是分別地使用代表輸入信號帶寬的信號。例如，在通信系統(tǒng)中，發(fā)射方發(fā)射代表所使用帶寬的信息，而接收方從解調部分獲得從本發(fā)明FIR濾波器700提供的向下游的帶寬信息。
更進一步，在發(fā)射方不發(fā)射帶寬信息的情況，可根據從本發(fā)明FIR濾波器700的向下游所檢測的信號進行變化計算，來判斷濾波器的結構是否恰當，帶寬根據判斷結果進行確定，當濾波器結構合適時，不作結構調整，當結構不合適時而作出改變。此外，還可從采樣前的信號檢測帶寬。
(第三實施例)圖13是表示根據本發(fā)明第三實施例的FIR濾波器800結構的方框圖。另外，圖13中與圖4的相同部件采用了與圖4相同的參考標號，并省略了具體的描述。圖13與圖4不同方面是增加了可變多路復用部分801，線路控制部分109經修改成為線路控制部分802。
可變多路復用部分801從連接部分107并行多路復用數條信號線的輸出到單一信號線以輸出多路信號。另外，單一信號線從連接部分107輸出多路復用的數量是1，即沒有進行多路復用。
線路控制部分802相應于在帶寬檢測部分所檢測的輸入信號的帶寬對可變多路復用部分801進行控制。例如，當連接部分107相應于輸入信號的帶寬(見圖5B)兩條信號線輸出，線路控制部分802控制可變多路復用部分801以使多路復用兩條信號線到單一信號線。進一步，當連接部分107相應于輸入信號的帶寬(見圖6B)四條信號線輸出，線路控制部分802控制可變多路復用部分801以使多路復用四條信號線到單一信號線。換言之，可變多路復用部分801相應于輸入信號的帶寬改變多路復用的數量。
以此方式，當從FIR濾波器輸出的信號是多條線路時，信號線路是多路復用到單一信號線，從而可使不能處理多條信號線的設備對多個信號進行處理。例如，一般使用的常規(guī)通信接收設備，無法向該設備提供響應多條輸入信號線路的設備，如圖8所示的在第一實施例中的相位檢測部分502和切換部分503。這樣，不能將沒有可變多路復用部分801的FIR濾波器100和700應用到常規(guī)通信接收設備中。因此，通過提供如上所述的可變多路復用部分801，可以方便地使本實施例的FIR濾波器應用到常規(guī)通信接收設備中。
另外，圖14表示提供有如上所述的可變多路復用部分801的移位型FIR濾波器。換句話說，圖14所示的結構與圖10的結構除了可變多路復用部分801和線路控制部分109外具有相同的結構。如圖14所示的可變多路復用部分801，當如圖11所示的連接部分107輸出兩條信號線路時，也可執(zhí)行2倍多路復用。進一步，當如圖12所示的連接部分107輸出四條信號線路時，可變多路復用部分801可執(zhí)行4倍多路復用。
這樣，根據本實施例，FIR濾波器所具有的可變多路復用部分可使用與輸入信號帶寬相應的多路復用的數量執(zhí)行多路復用，從而FIR濾波器輸出單條多路復用信號線路，這樣可方便地使FIR濾波器應用到常規(guī)通信接收設備中。
(第四實施例)圖15是表示根據本發(fā)明第四實施例的通信接收設備配置的方框圖。另外，圖15中與圖8的相同部件采用了與圖8相同的參考標號，并省略了具體的描述。本機信號產生部分1101產生在調制信號的頻率轉換中使用的本機信號，并輸出所產生的本機信號到頻率轉換部分1102。
頻率轉換部分1102接收調制信號，并將調制信號與從本機信號產生部分1101輸出的本機信號相乘。這樣對調制信號進行的頻率轉換操作以產生基帶信號。基帶信號被輸出到LPF 1103。
LPF 1103在從頻率轉換部分1102輸出的基帶信號中消除頻帶多于采樣頻率一半的部分，并僅輸出預定頻率部分到采樣部分1104。從而能夠消除頻帶多于采樣頻率一半的部分。例如，頻率轉換產生的熱噪聲和圖像頻率部分。
采樣部分1104對從LPF 1103輸出的信號用預定采樣周期的間隔執(zhí)行采樣以產生離散的信號。離散信號被輸出到FIR濾波器100。
這樣，根據本實施例，可以將第一實施例描述的FIR濾波器100應用到通信接收設備中，由于縮小了FIR濾波器100的電路體積，而可使接收設備的體積減少。
另外，此實施例的頻率轉換僅在采樣部分1104以前操作，而也可在采樣部分1104之后操作，并使經過頻率轉換的信號輸入到FIR濾波器100。
這些FIR濾波器可應用到無線LAN網絡的接收設備中。
(第五實施例)圖16是表示根據本發(fā)明第五實施例的正交信號接收設備配置的方框圖。另外，圖16中與圖15的相同部件采用了與圖15相同的參考標號，并省略了具體的描述。在圖16中，I-信號(同相位信號)處理部分1201和Q-信號(正交相位信號)處理部分1202均提供有如圖15所示的從頻率轉換部分1102到切換部分502的處理部分。
本機信號產生部分1101產生在調制信號的頻率轉換中使用的本機信號，并輸出所產生的本機信號到在I-信號處理部分1201和移動部分1203中的頻率轉換部分1102。
相位移動部分1203將從本機信號產生部分1101輸出的本機信號的相位移動90°，相位移動90°的本機信號被輸出到Q-信號處理部分1202中的頻率轉換部分1102。
I-信號處理部分1201中的頻率轉換部分1102將調制信號與本機信號相乘，這樣就對調制信號進行了頻率轉換。相似地，Q-信號處理部分1202中的頻率轉換部分1102將調制信號與相位移動90°的本機信號相乘，這樣就對調制信號進行了頻率轉換。如此，調制信號經過正交解調，并分為基帶信號的I(同相位)部分和Q(正交相位)部分。
I-信號處理部分1201和Q-信號處理部分1202相應于字符速率分別地對基帶信號的I部分和基帶信號的Q部分進行處理。所處理的信號被輸出到信號點判斷部分1204。
根據從I-信號處理部分1201輸出的I-信號和從Q-信號處理部分1202輸出的Q-信號，信號點判斷部分1204作出信號判斷以產生比特數據。從信號點判斷部分1204輸出所產生的比特數據。
這樣，根據本實施例，可以將第一實施例描述的FIR濾波器100應用到正交信號接收設備中，由于縮小了FIR濾波器100的電路體積，而可使正交信號接收設備的體積減少。
另外，雖然本實施例的正交解調是在采樣部分1104以前執(zhí)行，但也可在采樣部分1104之后執(zhí)行，并使經過正交解調的信號輸入到FIR濾波器100。
(第六實施例)第六實施例描述當發(fā)射信號的字符速率相應于通信傳播通路的情況變化時，FIR濾波器100的工作情況。
從基站接收通信信號的移動臺可能使用在行駛的汽車內或停在餐廳等。圖17是表示基站以與移動臺的運動或靜止相應的字符速率向移動臺發(fā)射信號的概念示圖。如圖17所示，當移動臺1702運動時，由于傳播通路狀況不良，基站1701降低字符速率A以加強抗差錯性能。當移動臺1703處于靜止時，由于通信傳播通路狀況良好，基站1701降低抗差錯性能并提高字符速率B。這樣，基站1701有預期地動態(tài)改變字符速率發(fā)射信號。
假設移動臺1702和1703均具有如圖8所示的通信接收設備，移動臺1702和1703的工作將再次參照圖4和圖8進行描述。當基站用動態(tài)變化的字符速率發(fā)射信號時，移動臺1702和1703在其FIR濾波器100的帶寬檢測部分108檢測輸入信號的字符速率。另外，增加字符速率拓寬頻率帶寬，而減少字符速率收縮頻率帶寬。換句話說，需要相應于字符速率的變化而改變?yōu)V波器的結構。輸出檢測結果到線路控制部分109。根據在帶寬檢測部分108所檢測的輸入信號的字符速率，線路控制部分109控制可變線路和連接部分107。例如，當字符速率高時，設置八個并聯濾波器結構，當字符速率較高時，設置四個并聯濾波器結構，而且，當字符速率較低時，設置兩個并聯濾波器結構，和當字符速率低時，設置級聯濾波器結構。
這樣，根據此實施例，當輸入信號是相應于通信傳播通路狀況而動態(tài)改變字符速率進行發(fā)射的信號時，移動臺的通信接收設備相應于字符速率構造濾波器，從而能夠準確地接收信號。
此外，當輸入信號包括指示字符速率的信號時，可以由帶寬檢測部分108檢測此信號，并相應于字符速率的變化，線路控制部分109控制可變線路。
進一步，當圖17假設為無線傳播通路，在具有可變字符速率的濾波器可相似于有線通信中進行構造。例如，通信接收設備監(jiān)測通信質量，當質量惡化時構造相應低字符速率的濾波器，而在質量改善時構造相應高字符速率的濾波器。
(第七實施例)本發(fā)明的第七實施例描述的實例中，如圖13所示的第三實施例的FIR濾波器800應用到通信接收設備中。
圖18是表示根據本發(fā)明第七實施例的通信接收設備配置的方框圖。在圖18中，根據從FIR濾波器800輸出的信號，相位確定部分1301最準確地確定將在信號點判斷中使用的相位。輸出所判斷的結果到切換部分1302。
切換部分1302在從FIR濾波器800輸出的信號中僅將在相位確定部分1301所確定的具有最準確相位的信號輸出到信號點判斷部分1302，將參照圖19具體描述。
圖19是表示根據本發(fā)明第七實施例的切換部分所輸出信號的示意圖。在圖19中，黑圓點代表在相位確定部分1301所確定的具有最準確相位的信號。白圓點代表其它離散信號。由于信號點判斷部分1303僅需要由黑圓點表示的信號，切換部分1302僅輸出由黑圓點表示的信號到信號點判斷部分1303。
這樣，根據此實施例，切換部分在從FIR濾波器輸出的多條信號線路中僅選擇所期望相位的信號，從而能夠在改善精度的同時，減少切換部分之后的處理。
另外，在此實施例中，僅將每個字符的某相位的信號輸出到信號點判斷部分，而本發(fā)明不受以上所述的限制。例如，當切換部分的下游提供自適應均衡器時，切換部分可輸出每個字符的兩個不同相位的信號，以便在自適應操作中能夠出色地收斂。
進一步，此實施例描述使用FIR濾波器800的實例，而FIR濾波器900也可使用。
(第八實施例)本發(fā)明第八實施例描述了這樣一種情況，在第一實施例中描述的FIR濾波器100的抽頭系數符合路由奈奎斯特濾波器的脈沖響應。
根據此實施例的FIR濾波器具有相應于路由奈奎斯特濾波器的脈沖響應的抽頭系數。從而能設置關于頻繁在無線通信使用的線性調制方案和部分響應信號的最佳濾波器特性等。進一步，能夠獲得具有延時失真小或其它類似優(yōu)點的出色的濾波器輸出。
特別是，當需要在發(fā)射方執(zhí)行頻帶限制時如在無線通信中，因為頻帶限制濾波器的總特性是奈奎斯特濾波器特性，故最好在發(fā)射方和接收方使用路由奈奎斯特濾波器。
另外，當無需頻帶限制時如有線通信中，僅在接收方使用奈奎斯特濾波器，從而可以減少由熱噪聲或其它類似導致的影響。
(第九實施例)本發(fā)明第九實施例描述了這樣一種情況，即FIR濾波器100是通過使用現場可編程門陣列(FPGA)所實現的，FPGA是集成電路通過重新寫入程序來重組結構。
FPGA是可方便地動態(tài)改變線路連接的設備。通過FPGA實現的FIR濾波器100柔性系統(tǒng)和設備，同時能夠處理高字符速率的信號。
另外，在構成本發(fā)明的FIR濾波器100的設備中，可使用不能重新構造的設備，例如可用作延遲部分102、相乘部分104和相加部分106的專用集成電路(ASIC)，而僅在可變線路部分使用FPGA。這樣，可實現具有高速度、低成本的FIR濾波器100。
進一步，可變線路部分可具有數個線路連接關系，線路控制部分相應于字符速率的改變而控制使用其中某一線路連接關系。
這樣，根據此實施例，通過實現具有FPGA的FIR濾波器100的可變線路部分，濾波器具有多個小電路規(guī)模的線路部分，替代了多個大電路規(guī)模的電路塊，從而防止增加電路體積。
(第十實施例)本發(fā)明第十實施例描述的實例中，通過使用數字信號處理器(DSP)實現FIR濾波器100，DSP是可通過重新寫入程序重組結構的集成電路。
DSP是能夠通過程序方便地改變結構的設備。通過DSP實現的FIR濾波器100是更加柔性的系統(tǒng)和設備，并能減少電路體積。
構成FIR濾波器100的延遲部分102、相乘部分104和相加部分106均假設為模塊。用于操作DSP的程序編寫得可相應于字符速率的變化，自適應地僅改變輸入和輸出模塊之間的相互關系，從而可減少程序的容量。
(第十一實施例)第十一實施例所描述的實例，FIR濾波器100是通過使用切換電容器濾波器實現的，該濾波器切換多個具有不電容的電容器改變抽頭系數和FPGA或DSP。
根據此實施例的FIR濾波器通過切換電容器濾波器實現延遲元件、乘法器和加法器，并接收作為輸入信號的離散模擬信號。換言之，不對輸入信號進行采樣，如在A/D轉換器處，而信號僅經過離散處理被輸入到通過FPGA或DSP接入的切換電容器濾波器。
以此方式，可對A/D轉換器無法工作的高字符速率的信號進行濾波處理。進一步，僅可變線路部分通過FPGA或DSP完成，就可實現柔性通信設備。
(第十二實施例)本發(fā)明第十二實施例對使用了本發(fā)明FIR濾波器100的通信發(fā)射設備、通信接收設備和軟件無線設備進行描述。
當本發(fā)明的FIR濾波器100應用到通信發(fā)射設備時，由于能靈活地構造所要求的具有高精度濾波器特性和具有調制準確誤差小的發(fā)射濾波器，所以能改善頻譜效率。
當本發(fā)明的FIR濾波器100應用到通信接收設備時，由于能靈活地構造所要求的具有高精度濾波器特性和具有平坦的群延時特性的發(fā)接收濾波器，可使通信質量保持在高水平。
當本發(fā)明的FIR濾波器100應用到軟件無線設備時，由于能靈活地構造支持多路通信系統(tǒng)和響應高字符速率的信號的頻帶限制濾波器，能夠提供靈活的通信環(huán)境。
另外，以上所述實施例4到6和實施例8到12描述的應用FIR濾波器100的實例，但本發(fā)明并非限制在這樣的實例。移位型FIR濾波器700同樣能夠使用。
本發(fā)明第一個方面的有限脈沖響應濾波器是一種可相應于輸入信號經過2n(n是正數)次附加采樣而改變頻率帶寬的有限脈沖響應濾波器，并具有N個電路塊，各電路塊具有順序延時輸入信號的延遲部分、將所延時信號與預先設定的抽頭系數相乘的乘法器、將從電路塊乘法器輸出的信號相加的相加部分、從輸入信號中檢測頻率帶寬的帶寬檢測部分、以及相應于所檢測帶寬動態(tài)地控制N個電路塊的輸入及輸出線路連接的線路控制部分。
根據這個方面，當在固定采樣頻率下輸入信號的頻率帶寬增加時，雖然附加采樣數量減少及濾波器的處理精度下降，由于能夠相應于輸入信號的帶寬改變N個電路塊的輸入和輸出的連接，所以與通過增加并聯數量所構成濾波器的實際附加采樣數量相比，可實現具有較高精度的直接型FIR濾波器。進一步，由于僅在預定數量的延遲元件、乘法器和加法器之間改變相互連接關系，可縮小電路體積。
本發(fā)明第二個方面的有限脈沖響應濾波器是一種可相應于輸入信號經過2n(n是正數)次附加采樣而改變頻率帶寬的有限脈沖響應濾波器，并具有N個電路塊，各電路塊具有將輸入信號與預先設定的抽頭系數相乘的乘法器、接收乘法器的相乘結果作為其輸入的加法器、延時加法器的相加結果的延遲元件、從輸入信號中檢測頻率帶寬的帶寬檢測部分、以及相應于所檢測帶寬動態(tài)地控制延遲元件與另一電路塊的加法器之間的線路連接的線路控制部分。
根據這個方面，當在固定采樣頻率下輸入信號的頻率帶寬增加時，雖然附加采樣數量減少及濾波器的處理精度下降，由于能夠相應于輸入信號的帶寬改變延遲元件與另一電路塊的加法器之間的線路連接，所以與通過增加并聯數量所構成濾波器的實際附加采樣數量相比，可實現具有較高精度的直接型FIR濾波器。進一步，由于僅在預定數量的延遲元件、乘法器和加法器之間改變相互連接關系，可縮小電路體積。
如上所述，根據本發(fā)明，在預定數量的延遲元件、乘法器和加法器之間線路連接可任意變化，當輸入信號的附加采樣數量動態(tài)地變化時，線路也隨之改變以獲得具有與附加采樣數量相應的并聯數量的線路可變端口結構，從而可以響應附加采樣數量的動態(tài)變化，并縮小電路體積。進一步，可獲得與執(zhí)行附加采樣數量等于抽頭系數的數量的實例相等同的濾波處理精度。
本發(fā)明不受以上所描述的各實施例的限制，對發(fā)明可能作出的各種變化以及改動均認為沒有脫離本發(fā)明的范圍。
此申請書基于在2002年4月19日提交的日本專利申請2002-117269，其全部內容一并在此作為參考。
權利要求
1.一種有限脈沖響應濾波器，可相應于經過2n(n是正數)次附加采樣的輸入信號改變頻率帶寬，該濾波器包括N個電路塊，其中每個具有順序地延時輸入信號的延遲元件和將所延時的輸入信號與預先設置的抽頭系數相乘的乘法器；相加部分，將來自各電路塊的乘法器的輸出相加；帶寬檢測部分，檢測輸入信號的頻率帶寬；和線路控制部分，相應于所檢測的帶寬，動態(tài)地控制N個電路塊的輸入和輸出的連接。
2.如權利要求1所述的有限脈沖響應濾波器，其中N個電路塊中的每個還具有可動態(tài)地連接輸入和輸出線路的線路可變端口。
3.如權利要求2所述的有限脈沖響應濾波器，其中線路可變端口具有設置在每一乘法器與各自的延遲元件之間的第一端子、設置在延遲元件輸出側的第二端子和設置在每一乘法器與相加部分之間的第三端子，使用第一端子、第二端子和第三端子連接線路。
4.如權利要求2所述的有限脈沖響應濾波器，進一步包括連接部分，相應于線路控制部分的控制將從相加部分輸入的信號輸出，其中N個電路塊中的每個包括第一線路可變端口，將輸入信號輸出到延遲元件和乘法器；第二線路可變端口，相應于線路控制部分的控制將線路與第一線路可變端口動態(tài)地連接，并將從延遲元件輸入的信號輸出到第一線路可變端口；和第三線路可變端口，相應于線路控制部分的控制動態(tài)地連接乘法器與相加部分之間的線路，并將從乘法器輸入的信號輸出到相加部分。
5.如權利要求4所述的有限脈沖響應濾波器，其中第一線路可變端口具有與N個電路塊中的各個乘法器和各個延遲元件相應的N個第一端子，并通過各第一端子將輸入信號輸出到乘法器和延遲元件，第二線路可變端口具有與N個電路塊中的各個延遲元件相應的N個第二端子，相應于線路控制部分的控制連接第二端子與第一端子之間的線路，并通過各第二端子將從延遲元件輸入的信號輸出第一線路可變端口，第三線路可變端口具有與N個電路塊中的各個乘法器相應的N個第三端子，相應于線路控制部分的控制連接第三端子與相加部分之間的線路，并將從乘法器輸入的信號輸出到相加部分。
6.如權利要求1所述的有限脈沖響應濾波器，其中線路控制部分根據帶寬檢測部分所檢測的輸入信號的頻率帶寬計算輸入信號的離散數量，根據所計算的輸入信號的離散數量和濾波處理后的抽頭數量，確定濾波器結構的并聯的數量，并控制N個電路塊的輸入和輸出的線路以獲得所確定的濾波器結構。
7.如權利要求1所述的有限脈沖響應濾波器，其中線路控制部分在當離散的輸入信號的頻率帶寬增加L(L是自然數)倍時，使濾波器結構中并聯的數量增加L倍，而在頻率帶寬減少1/L倍時，使濾波器結構中并聯的數量減少1/L倍。
8.如權利要求1所述的有限脈沖響應濾波器，進一步包括多路復用部分，當并聯濾波器結構實現時，將多個并行處理的信號線路多路復用為一個信號線路。
9.如權利要求1所述的有限脈沖響應濾波器，其中相應于路由奈奎斯特濾波器或奈奎斯特濾波器的脈沖響應設置乘法器的抽頭系數。
10.如權利要求1所述的有限脈沖響應濾波器，其中使用通過程序重新構造的集成電路。
11.如權利要求1所述的有限脈沖響應濾波器，其中使用通過程序重新構造其電路結構的數字信號處理器。
12.如權利要求1所述的有限脈沖響應濾波器，其中使用切換電容器濾波器和可重新構造的集成電路或數字信號處理器，所述切換電容器濾波器切換多個具有不同電容的電容器，以改變抽頭系數。
13.一種通信接收設備包括如權利要求1所述的有限脈沖響應濾波器；判斷部分，對經過濾波處理的信號作出判斷以產生比特數據；和相位確定部分，根據經過濾波處理的信號，確定判斷部分進行判斷所依據的相位。
14.如權利要求13所述的通信接收設備，進一步包括頻率轉換部分，對從通信方發(fā)射的調制信號進行頻率轉換以獲得基帶信號，其中有限脈沖響應濾波器接收經過頻率轉換的基帶信號作為輸入信號。
15.如權利要求13所述的通信接收設備，進一步包括正交解調部分，對從通信方發(fā)射的調制信號進行正交解調以獲得基帶信號的同相位分量和正交相位分量，其中有限脈沖響應濾波器接收基帶信號的同相位分量和正交相位分量作為輸入信號。
16.一種有限脈沖響應濾波器，可相應于經過2n(n是正數)次附加采樣的輸入信號而改變頻率帶寬，該濾波器包括N個電路塊，其中每個具有將輸入信號與預先設置的抽頭系數相乘的乘法器、接收乘法器的相乘結果作為其輸入的加法器、和對加法器的相加結果進行延時的延遲元件；帶寬檢測部分，檢測輸入信號的頻率帶寬；和線路控制部分，相應于所檢測的帶寬，動態(tài)地控制連接延遲元件和另一電路塊的加法器的線路的連接。
17.如權利要求16所述的有限脈沖響應濾波器，進一步包括連接部分，輸出相應于線路控制部分的控制所輸入的信號；第一線路可變端口，將輸入信號輸出到加法器，并相應于線路控制部分的控制接收0作為其輸入；第二線路可變端口，將從延遲元件輸入的信號輸出到連接部分，同時相應于線路控制部分的控制，通過動態(tài)地連接與第一線路可變端口的線路，進一步向第一線路可變端口輸出信號。
18.如權利要求17所述的有限脈沖響應濾波器，其中第一線路可變端口具有與N個電路塊中的各自的加法器相應的N個第一端子，并通過各第一端子將輸入信號輸出到加法器，和第二線路可變端口具有與N個電路塊中的各自的延遲元件相應的N個第二端子，相應于線路控制部分的控制連接第二端子與第一端子之間的線路，并通過各第二端子將從延遲元件輸入的信號輸出到第一線路可變端口。
全文摘要
在延遲部分102所具有的N個延遲元件D0至DN－1，與相乘部分104所具有的N個乘法器c(0)至c(N－1)之間的線路可改變其連接方式。進一步，在相乘部分104與相加部分106所具有的N個加法器K0至K(N－1)之間的線路也可改變其連接方式。當輸入信號的附加采樣數量動態(tài)變化時，線路控制器109改變路線連接方式，以獲得與附加采樣數量相應的并聯數量的濾波器結構。因此，有限脈沖響應濾波器可以響應附加采樣的動態(tài)變化，并縮小其電路體積。
文檔編號H03H17/06GK1452323SQ03128600
公開日2003年10月29日 申請日期2003年4月19日 優(yōu)先權日2002年4月19日
發(fā)明者四方英邦, 山本裕理, 國枝賢德 申請人:松下電器產業(yè)株式會社