專利名稱：功率放大器中的改進(jìn)或者與其有關(guān)的改進(jìn)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及功率放大器中的改進(jìn)或者與其有關(guān)的改進(jìn)。具體來講，本發(fā)明涉及提高無線電電信系統(tǒng)的基站裝置中功率放大器的效率。
在無線電電信系統(tǒng)中，高功率基站用來建立到多個(gè)移動(dòng)單元(手機(jī))的連接。新的2.5G和第三代(3G)電信系統(tǒng)、如GPRS和UMTS要求基站中的某些功能。特別是2.5G和3G系統(tǒng)要求基站使用高功率放大器。
功率放大器(PA)用于基站以及移動(dòng)手機(jī)中以放大輸入信號(hào)。在以下大量論述中，輸入信號(hào)的實(shí)例是具有兩個(gè)不同頻率f1和f2的音頻的簡(jiǎn)單雙音信號(hào)。PA所放大的輸入信號(hào)更普遍地是多載波信號(hào)。
用于基站中的PA必須在高功率電平上是健壯的。對(duì)于健壯的高功率放大器(HPA)的規(guī)定，基本線性的傳輸特性被認(rèn)為是重要的。
理想的線性放大器通常提供輸入信號(hào)的放大形式，它在其工作范圍內(nèi)的每一點(diǎn)上都按照常數(shù)因子被放大。
非理想功率放大器的使用的一個(gè)結(jié)果可能是出現(xiàn)過度的邊帶失真。
PA中的失真可能既是幅度失真又是相位失真。放大器可能導(dǎo)致幅度調(diào)制-相位調(diào)制(AM/PM)傳遞特性，從而輸出放大信號(hào)的相位變化取決于輸入信號(hào)的幅度變化。失真還可能在本質(zhì)上是完全或部分AM/AM的。
失真是包括PA的工作特性變化、溫度變化、電源波動(dòng)以及負(fù)載失配在內(nèi)的物理因素的結(jié)果。
在不存在具有完全線性的傳輸特性的PA時(shí)，某些非線性失真效應(yīng)是可能發(fā)生的。失真效應(yīng)可表現(xiàn)為似是而非的信號(hào)，這些似是而非的信號(hào)具有在簡(jiǎn)單算術(shù)選擇中一般當(dāng)作輸入頻率的頻率；例如諧波失真和互調(diào)失真(IMD)。
互調(diào)和諧波失真是一般稱作“混頻產(chǎn)物”的幾類重要的效應(yīng)。
為了下面的論述，互調(diào)失真(IMD)產(chǎn)物可以按照其來源來表征。混頻產(chǎn)物的“階”f由以下總和給出O(f)＝|m|+|n|+……+|z|其中f＝mf1+nf2+……+zfi因此，f1的三次諧波3f1為三階的；IMD產(chǎn)物(2f1-f2)也是如此。以下將采用三階互調(diào)失真產(chǎn)物的簡(jiǎn)化形式IM3。
在一般用于寬帶射頻(RF)通信系統(tǒng)的高功率放大中，IMD的存在是極不希望的。2.5G和3G系統(tǒng)的多載波信號(hào)的放大導(dǎo)致IMD產(chǎn)物過多，因?yàn)楦鱾€(gè)信道會(huì)有可能與每個(gè)其它信道混合。
響應(yīng)PA中的非線性傳輸特性，已知的是設(shè)法對(duì)非線性進(jìn)行補(bǔ)償。用于補(bǔ)償非線性傳輸特性的裝置以不同方式命名為“前置補(bǔ)償器”、“線性化電路”和“均衡器”。這些術(shù)語之間的差別是一種強(qiáng)調(diào)前置補(bǔ)償器是設(shè)法補(bǔ)充PA的元件引入的任何失真而運(yùn)用預(yù)矯正的裝置，“線性化電路”強(qiáng)調(diào)需要使組合的線性化電路與PA配置盡量接近理想的線性PA。
所有補(bǔ)償裝置都有一個(gè)共同特征它們?cè)O(shè)法應(yīng)用補(bǔ)償功能來抵消PA的失真效應(yīng)。補(bǔ)償功能可視為近似于與PA相關(guān)的非線性傳輸函數(shù)的反函數(shù)或余函數(shù)。
可通過各種方式來建立反函數(shù)的模型。在一個(gè)實(shí)例中，提供二極管的配置，該配置近似于PA中失真效應(yīng)的逆形式。在其它實(shí)例中，用軟件來實(shí)時(shí)模擬硬件預(yù)矯正裝置的作用。
非線性傳輸函數(shù)和預(yù)矯正余函數(shù)都可通過多項(xiàng)式展開來近似計(jì)算。多項(xiàng)式預(yù)矯正是已知的。
還值得注意的是，補(bǔ)償裝置一般在前饋或者反饋電路配置中實(shí)現(xiàn)。
已經(jīng)表明，自適應(yīng)預(yù)矯正是用于降低峰值誤差功率、從而提高前饋放大器效率的主要技術(shù)。然而，已知的多項(xiàng)式前置補(bǔ)償器、如UK專利申請(qǐng)?zhí)朑B 0123494.7(代理人檔案號(hào)2001P09343)中所公開的前置補(bǔ)償器對(duì)于需要記憶的頻率相關(guān)的非線性失真是無效的。
在以下論述中，術(shù)語“記憶”是指信號(hào)通過產(chǎn)生信號(hào)延遲的元件時(shí)的色散。
當(dāng)PA顯示記憶效應(yīng)時(shí)，非線性傳輸特性的至少一個(gè)元件將明顯取決于先前通過PA的信號(hào)。因此，用來補(bǔ)償記憶效應(yīng)的前置補(bǔ)償器也必須具有記憶。
此外，通過近來的研究認(rèn)識(shí)到，IM3產(chǎn)物與載頻以及包絡(luò)頻率的相關(guān)性可能是極大的。IM3產(chǎn)物與包絡(luò)頻率的相關(guān)性一般較強(qiáng)。
在包絡(luò)頻率相關(guān)性的情況下，響應(yīng)的強(qiáng)度可能被衰減。因此，補(bǔ)償裝置必須配備補(bǔ)償包絡(luò)頻率相關(guān)性和可能的記憶效應(yīng)的部件。
因此，本發(fā)明的一個(gè)目的是消除或者至少減輕上述問題。
根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)方面，提供一種用于補(bǔ)償互調(diào)產(chǎn)物的補(bǔ)償裝置，所述裝置包括分相單元，把輸入RF信號(hào)分割為同相分量和正交分量；第一乘法單元，分別對(duì)同相分量和正交分量的值進(jìn)行平方，并對(duì)平方后的值求和，從而產(chǎn)生X2信號(hào)；組合單元，把X2信號(hào)、同相和正交分量以及外部信號(hào)與相應(yīng)的預(yù)矯正系數(shù)結(jié)合；以及加法器，從組合單元的輸出中生成預(yù)矯正后的RF信號(hào)。
所述補(bǔ)償裝置可設(shè)置在專用集成電路上。
攜帶X2信號(hào)的輸出可以耦合到延遲單元(T1)，以及延遲單元的輸出被反饋到該裝置中作為外部信號(hào)，使得外部信號(hào)是從X2信號(hào)得到的延遲信號(hào)。
或者，該裝置還可包括另一個(gè)乘法器，它再次對(duì)X2信號(hào)進(jìn)行平方以得出X4信號(hào)，其中外部信號(hào)為X4信號(hào)。
通過級(jí)聯(lián)補(bǔ)償裝置的一個(gè)以上實(shí)例，因IM3產(chǎn)物而產(chǎn)生的載頻以及包絡(luò)頻率相關(guān)效應(yīng)可以基本上同時(shí)被補(bǔ)償。
在本發(fā)明的另一方面，提供一種用于基本上同時(shí)補(bǔ)償因IM3產(chǎn)物而產(chǎn)生的載頻和包絡(luò)頻率相關(guān)效應(yīng)的混合補(bǔ)償裝置，所述混合裝置包括第一補(bǔ)償裝置，耦合到延遲單元并配置成補(bǔ)償包絡(luò)頻率效應(yīng)；第二補(bǔ)償裝置，配置成補(bǔ)償載頻效應(yīng)；載波延遲單元，把預(yù)定延遲強(qiáng)加于提供到第二補(bǔ)償裝置的RF輸入信號(hào)上；以及另一個(gè)加法器，對(duì)第一和第二補(bǔ)償裝置的輸出求和。
根據(jù)本發(fā)明的另一方面，提供一種前饋放大器配置，包括上述補(bǔ)償裝置；放大器，具有使由其放大的信號(hào)失真的非線性傳輸特性，所述放大器耦合到補(bǔ)償裝置的輸出端；控制器，產(chǎn)生用于饋入補(bǔ)償裝置的系數(shù)；以及抽樣部件，對(duì)來自放大器的輸出信號(hào)進(jìn)行抽樣，以及把樣本反饋到控制器。
根據(jù)本發(fā)明的另一方面，提供一種補(bǔ)償互調(diào)產(chǎn)物的方法，所述方法包括把輸入RF信號(hào)分割為同相分量和正交分量；分別對(duì)同相分量和正交分量進(jìn)行平方，并對(duì)其平方求和，從而產(chǎn)生X2信號(hào)；把X2信號(hào)、同相和正交分量以及外部信號(hào)與相應(yīng)的預(yù)矯正系數(shù)結(jié)合；以及生成預(yù)矯正后的RF信號(hào)。
所述補(bǔ)償裝置在下文中也可稱作自適應(yīng)多項(xiàng)式均衡器(APE)。應(yīng)當(dāng)理解，APE是改進(jìn)的多項(xiàng)式前置補(bǔ)償器，并且即使在PA的傳輸特性包括記憶效應(yīng)時(shí)，也能夠補(bǔ)償包絡(luò)頻率和載頻相關(guān)效應(yīng)。
以下論述還描述了射頻專用集成電路(RF-ASIC)前置補(bǔ)償器的體系結(jié)構(gòu)。所提出的APE實(shí)現(xiàn)一種預(yù)矯正技術(shù)，它可為窄帶和寬帶應(yīng)用重新配置。因此，所提出的APE提高了前饋放大器的效率和帶寬。
APE的另一個(gè)益處是把誤差放大器尺寸實(shí)質(zhì)地減小到使代價(jià)高的輸出濾波器延遲最小的程度。
為了更好地理解本發(fā)明，現(xiàn)在將僅通過舉例的方式來參照附圖，附圖中

圖1表示在第一PA裝置、即裝置A上測(cè)量的IM3產(chǎn)物；圖2表示在第二PA裝置、即裝置B上測(cè)量的IM3產(chǎn)物；
圖3表示PA線性傳輸函數(shù)的模型；圖4表示PA中載頻相關(guān)非線性的模型；圖5表示PA中包絡(luò)頻率相關(guān)非線性的模型；圖6表示PA的整體傳輸函數(shù)；圖7表示模擬的建立；圖8表示為裝置A配置的前置補(bǔ)償器的框圖；圖9表示對(duì)裝置A的誤差功率改善；圖10表示對(duì)裝置A的頻譜改善；圖11表示為裝置B配置的均衡器的框圖；圖12表示對(duì)裝置B的誤差功率降低；圖13表示對(duì)裝置B的頻譜改善；圖14表示配置為5階前置補(bǔ)償器的APE RF-ASIC裝置；圖15表示為包絡(luò)頻率(三階)補(bǔ)償配置的APE RF-ASIC裝置；圖16表示適用于執(zhí)行包絡(luò)頻率和載頻均衡的APE RF-ASIC裝置的配置；以及圖17表示APE在前饋環(huán)路中的實(shí)現(xiàn)的框圖。
為了說明先有技術(shù)前置補(bǔ)償器遇到問題的記憶效應(yīng)的類型，公開了非線性記憶測(cè)量的結(jié)果，并且導(dǎo)出模擬模型(見圖1到7)。本發(fā)明的前置補(bǔ)償器的配置和應(yīng)用的框圖和體系結(jié)構(gòu)圖如圖8到17所示。
非線性記憶通過IM3邊帶電平和邊帶對(duì)稱性在頻率范圍上的變化得到證明。這些電平取決于包絡(luò)頻率和載頻。記憶效應(yīng)的意義是眾所周知的。
有許多線性放大器裝置的示例可適用于基站。為了以下論述，考慮兩種已知的裝置裝置A和裝置B。已經(jīng)在載頻和包絡(luò)頻率上針對(duì)雙音互調(diào)測(cè)試了兩種裝置。測(cè)試結(jié)果如圖1(裝置A)和圖2(裝置B)所示。
在裝置A中，IM3產(chǎn)物表明具有與載頻的少量相關(guān)性。包絡(luò)相關(guān)性較強(qiáng)；在dF＝10MHz處存在諧振。
在裝置B的情況下，IM3產(chǎn)物不取決于載頻。包絡(luò)相關(guān)性在2110MHz到2160MHz之間極小，但是在頻帶邊緣(dF＝25-30MHz)處存在強(qiáng)諧振。
重要的是要注意，在兩種裝置中，五階失真低于三階產(chǎn)物8-10dB。這表明，高階項(xiàng)在進(jìn)行圖1和圖2的測(cè)量的驅(qū)動(dòng)級(jí)可以忽略。
在實(shí)際功率放大器(PA)的情況下，載頻相關(guān)的三階非線性和包絡(luò)頻率相關(guān)的三階非線性支配了傳輸函數(shù)。這通過例如上述裝置A和裝置B的研究的測(cè)量結(jié)果得到證實(shí)，它表明，對(duì)于以20-30％效率工作的PA，五階及更高階項(xiàng)一般低于三階產(chǎn)物8-10dB。
為了理解實(shí)際PA的性能，開發(fā)這些裝置的一般模型被認(rèn)為是有用的。可利用Volterra系列來模擬具有記憶的功率放大器。當(dāng)非線性效應(yīng)較弱但不可忽略時(shí)，Volterra系列被認(rèn)為是特別適合的。
M.Schetzen在“非線性系統(tǒng)的Volterra和Wiener理論”(Schetzen，M.(1980)John Wiley&Sons，[ISBN 0-471-04455-5])中詳細(xì)描述了Volterra系列及其對(duì)非線性系統(tǒng)的應(yīng)用。
2p-1階模型的一般表達(dá)式由等式1給出yn=Σi1=0M-1hi1(1)xn-i1+Σi1=0M-1Σi2=0M-1Σi3=0M-1hi1,i2,i3(3)xn-i1xn-i2xn-i3*+Σi1=0M-1···Σi2p-1=0M-1hi1,...,i2p-1(2p-1)xn-i1...xn-ipxn-ip+1*xn-i2*]]>為了表示載頻效應(yīng)，等式1中的下標(biāo)i1、i2和i3設(shè)置如下i1i2i30 0 01 0 0M-1 0 0對(duì)于包絡(luò)頻率相關(guān)項(xiàng)，這些下標(biāo)設(shè)置如下
i1i2i30 0 00 1 10 M-1 M-1利用下標(biāo)的簡(jiǎn)化集，等式1可經(jīng)過刪截，從而處理三個(gè)主要作用1)線性傳輸函數(shù)，2)三階載頻相關(guān)傳輸函數(shù)，以及3)三階包絡(luò)頻率相關(guān)傳輸函數(shù)。刪截得出簡(jiǎn)化模型，如等式2所示yn=Σi1=0M-1hi1(1)xn-i1+|xn|2Σi2=0M-1hi2(3cw)xn-i2+xnΣi3=0M-1hi3(3env)|xn-i3|2]]>已經(jīng)實(shí)現(xiàn)基于等式2的PA性能的簡(jiǎn)化模型。等式中各項(xiàng)的框圖分別如圖3、4、5所示。圖6表示模擬功率放大器的整體傳輸函數(shù)所形成的框圖。
為簡(jiǎn)潔起見，各項(xiàng)的脈沖響應(yīng)由形成二抽頭(有限脈沖響應(yīng))結(jié)構(gòu)的單個(gè)延遲元件來實(shí)現(xiàn)。這種簡(jiǎn)易結(jié)構(gòu)可在輸出信號(hào)中產(chǎn)生一種斜率或單曲率，它足以表示諸如裝置A或裝置B(圖1和圖2)之類的裝置的測(cè)量響應(yīng)。
應(yīng)該指出，以上對(duì)等式1和等式2的論述中的所有系數(shù)均為復(fù)系數(shù)。這意味著可模擬AM/AM和AM/PM兩種效應(yīng)(AM為幅度調(diào)制，PM為相位調(diào)制)。但是，僅對(duì)頻譜密度進(jìn)行的測(cè)量(利用頻譜分析儀)不能區(qū)分AM和PM邊帶。
圖3到6的框圖設(shè)法模擬已知的PA裝置的性能。圖3、4和5中的系數(shù)設(shè)置為產(chǎn)生類似于裝置被模擬的測(cè)量值的幅度波動(dòng)對(duì)于裝置A和裝置B，所產(chǎn)生的波動(dòng)分別類似于圖1和圖2。
例如，裝置A的模型具有+/-0.25dB的線性波動(dòng)(圖1中未示出)，CW(載波)相關(guān)邊帶在-34dBc到-36dBc之間變化，以及包絡(luò)相關(guān)邊帶在-32dBc到-36dBc之間變化。符號(hào)dBc始終表示相對(duì)于載波信號(hào)幅度所測(cè)量的dB。
如果在用于模擬的裝置、如裝置B中沒有明顯的載頻相關(guān)性，則線性波動(dòng)和載頻相關(guān)變化設(shè)置為零。但是，裝置B的模型允許包絡(luò)相關(guān)IM3邊帶在-25dBc到-35dBc之間變化。
還應(yīng)該指出，-25dBc包絡(luò)相關(guān)邊帶的高電平僅出現(xiàn)在頻帶邊緣。實(shí)際上，這種諧振可從頻帶中消除，從而避免。但是，為了證實(shí)自適應(yīng)多項(xiàng)式均衡器的可行性，對(duì)于為裝置B測(cè)量的階的變化允許模擬。
模擬的目的如下首先，證實(shí)從雙音測(cè)量結(jié)果得到的簡(jiǎn)化Volterra模型對(duì)于一般多載波情況也是有效的；而且還分別估算裝置A和裝置B的可實(shí)現(xiàn)的峰值誤差功率比(PER)。對(duì)可實(shí)現(xiàn)的PER的估算利用沒有記憶的多項(xiàng)式前置補(bǔ)償器以及利用提供具有記憶的預(yù)矯正的自適應(yīng)多項(xiàng)式均衡器來進(jìn)行。
模擬的建立如圖7所示。PA失真塊702基于如圖3到6所示的簡(jiǎn)化Volterra模型。
在此模擬下，信號(hào)源包括四個(gè)相等的CW音頻；頻率設(shè)置為激勵(lì)各種IM3產(chǎn)物。模擬測(cè)試情況表示典型的多載波情況。
誤差塊704計(jì)算參考信號(hào)712與輸出信號(hào)714之間的差異。這種計(jì)算具有與前饋電路中的信號(hào)消除環(huán)路的某種相似性。相對(duì)于參考信號(hào)的峰值包絡(luò)功率來描繪誤差信號(hào)716。
模型以連續(xù)和選通模式工作，用于分別觀察頻譜和時(shí)域波形。
PA模型的性質(zhì)總結(jié)于下表1中。裝置A的模型(如圖8所示)模擬弱記憶情況。另一方面，裝置B的模型(如圖11所示)要求較強(qiáng)的記憶模擬。
表1
圖7中的前置補(bǔ)償器塊710被重新配置成補(bǔ)償各相應(yīng)的PA失真塊702。因此，圖8的前置補(bǔ)償器對(duì)應(yīng)于裝置A的模型，以及圖11的前置補(bǔ)償器同樣對(duì)應(yīng)于裝置B的模型。
要注意，圖8中的裝置A前置補(bǔ)償器沒有任何延遲元件，因此無法對(duì)記憶進(jìn)行補(bǔ)償。但是，如前面所述，裝置A具有較小的邊帶波動(dòng)。
來自具有裝置A的系統(tǒng)的誤差信號(hào)716如圖9所示。峰值誤差比提高了7dB(即從-28dBc到-35dBc)。輸出信號(hào)714的頻譜如圖10所示。在此也可觀察到改進(jìn)。
在前饋環(huán)路的預(yù)期性能方面，在80W PEP，峰值誤差功率僅為25mW。誤差放大器在與10dB輸出耦合器配合使用時(shí)僅需要輸送250mW峰值。
需要指出，圖8的五階系數(shù)設(shè)置為零。在進(jìn)一步的研究中，已經(jīng)發(fā)現(xiàn)，這些項(xiàng)不會(huì)再進(jìn)一步降低峰值誤差，因此這些項(xiàng)在RF-ASIC實(shí)現(xiàn)中不是主要的。
當(dāng)應(yīng)用于裝置B模型時(shí)，多項(xiàng)式前置補(bǔ)償器模型(圖8)的性能極差。僅獲得1dB PER改善。假定強(qiáng)記憶元件包含在裝置B模型中，則可預(yù)期這種差性能。為了實(shí)現(xiàn)更好的消除，需要包括延遲(記憶)的自適應(yīng)多項(xiàng)式均衡器。
所需均衡器主要包括與圖8的前置補(bǔ)償器相同的構(gòu)成塊。但是，正如從圖11的框圖中可看到的那樣，這時(shí)添加了延遲元件(T1)，以及乘法器被重新配置成產(chǎn)生兩組IM3產(chǎn)物(而不是單個(gè)三階項(xiàng)和一個(gè)五階項(xiàng))。
如上所述，具有兩個(gè)抽頭的簡(jiǎn)易配置能夠產(chǎn)生某個(gè)斜率或曲率。這時(shí)，二抽頭FIR結(jié)構(gòu)用來均衡功率放大器的包絡(luò)相關(guān)傳輸函數(shù)。利用圖11的具有裝置B模型的前置補(bǔ)償器可實(shí)現(xiàn)的改善如圖12和圖13所示。
均衡器把峰值誤差功率降低到-37dBc。為了模擬，這可通過人工調(diào)整最小峰值誤差功率的系數(shù)來實(shí)現(xiàn)。在實(shí)際的系統(tǒng)中，同樣的任務(wù)可利用最小PEP搜索算法自適應(yīng)地執(zhí)行。
在前饋環(huán)路的模擬性能方面，在86W PEP，峰值誤差功率這時(shí)僅為20mW。誤差放大器在與10dB輸出耦合器配合使用時(shí)僅需要輸送200mW峰值。
應(yīng)該指出，在特殊情況以外的任何情況下無法保證圖12所示的14dB的改善簡(jiǎn)易PA模型產(chǎn)生平滑曲線而不是圖2所示的明顯波動(dòng)。對(duì)于失真的精確實(shí)現(xiàn)(以及對(duì)于其逆形式)，需要較大數(shù)量的抽頭，對(duì)應(yīng)于較長(zhǎng)的延遲(記憶)。
失真的精確實(shí)現(xiàn)可通過數(shù)字預(yù)矯正來獲得。另一方面，超過10dB的改善沒有任何益處，因?yàn)槲咫A及更高階項(xiàng)始終在8-10dB以下。
在本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例中，提供一種用于補(bǔ)償PA中產(chǎn)生的IMD產(chǎn)物的裝置。該補(bǔ)償裝置可根據(jù)要對(duì)其補(bǔ)償?shù)腜A的傳輸特性來配置。因此，補(bǔ)償裝置可配置成模擬圖8和圖11中的模型。在圖8的配置中，補(bǔ)償裝置如前面所述，補(bǔ)償裝置的一個(gè)優(yōu)選實(shí)施例是RF-ASIC、又稱作APE。
已經(jīng)認(rèn)識(shí)到，圖11的框圖和圖8的框圖可利用相同的RF-ASIC元件來構(gòu)成。各框圖可被模擬為特定情況(分別參見圖14和15)。
APE在前饋環(huán)路中提供預(yù)矯正和均衡。這種解決方案的益處總結(jié)如下首先，預(yù)矯正提高主放大器的效率和頻譜純度。
其次，非線性均衡可適合于主放大器的頻率變化壓縮特性。
第三，誤差功率被降低；需要較小誤差放大器，它具有較大帶寬和較小電氣延遲及延遲波動(dòng)。
最后，需要極短的輸出匹配延遲，因此輸出損耗更低，以及消除效果更好。濾波器延遲線可采用低成本同軸電纜或印刷布線來代替。
本發(fā)明的另一個(gè)優(yōu)點(diǎn)在于，同一個(gè)RF-ASIC可配置成五階前置補(bǔ)償器或者三階非線性均衡器。
可參照?qǐng)D14或圖15中的任一個(gè)來描述APE RF-ASIC的一種實(shí)現(xiàn)的結(jié)構(gòu)，在兩個(gè)附圖中，相同的參考標(biāo)號(hào)用于相似的組件。RF信號(hào)1002由分相器1004相位分割成同相1006和正交分量1008(I和Q)。兩個(gè)分量1006、1008被輸入到相應(yīng)的乘法器1010、1010’。各乘法器對(duì)相應(yīng)分量的幅度值進(jìn)行平方，以及在加法器1030中對(duì)平方幅度求和，從而提供X2信號(hào)。X2信號(hào)本身被饋送到另一個(gè)乘法器1020，在其中再次對(duì)X2值進(jìn)行平方，從而提供X4信號(hào)。
現(xiàn)在僅考慮對(duì)同相分量1006的處理。對(duì)正交分量1008提供對(duì)稱處理。提供三個(gè)組合器1040、1050、1060，其中每個(gè)適合把RF信號(hào)與控制器裝置(未示出)提供的對(duì)應(yīng)系數(shù)相結(jié)合。這些組合器中的第一個(gè)1040采用第一系數(shù)1102以及X2信號(hào)作為輸入，并產(chǎn)生第一組合信號(hào)1202。第二組合器1050采用第二系數(shù)1104和外部信號(hào)1025作為輸入，并產(chǎn)生第二組合信號(hào)1204。第一和第二組合信號(hào)1202、1204由加法器1070相加，從而提供總和1076?？偤?076和同相分量1006被輸入到乘法器1080結(jié)果為第一被加數(shù)1086。
同相分量1006也被輸入到第三組合器1060，在其中與第三系數(shù)1106結(jié)合。第三組合器1060的輸出為第二被加數(shù)1206。對(duì)稱正交通道產(chǎn)生另外兩個(gè)被加數(shù)1088、1216。全部四個(gè)被加數(shù)在加法器1090中求和。加法器1090的輸出為預(yù)矯正信號(hào)1092。只要輸入系數(shù)適合于給定PA，則應(yīng)該對(duì)預(yù)矯正信號(hào)1092補(bǔ)償PA傳輸特性中的主要混頻產(chǎn)物中的至少一部分。
為了完整性，還描述正交通道。還有另外三個(gè)組合器1040’、1050’、1060’，其中每個(gè)適合把RF信號(hào)與控制器裝置(未示出)提供的對(duì)應(yīng)系數(shù)相結(jié)合。第四組合器1040’采用第一系數(shù)1112以及X2信號(hào)作為輸入，并產(chǎn)生第四組合信號(hào)1212。第五組合器1050’采用第二系數(shù)1114和外部信號(hào)1025作為輸入，并產(chǎn)生第五組合信號(hào)1214。第四和第五組合信號(hào)1212、1214由加法器1070’相加，從而提供總和1078。總和1078和正交分量1008被輸入到乘法器1080結(jié)果為第三被加數(shù)1088。
正交分量1008也被輸入到第六組合器1060’，它在其中與第六系數(shù)1116結(jié)合。第六組合器1060’的輸出為第四被加數(shù)1216。
在RF-ASIC的配置的實(shí)例中，第一和第四系數(shù)1102、1112為三階系數(shù)K(3)x1。同樣，第三和第六系數(shù)1106、1116為一階系數(shù)K(1)x。
因此，通過極少重新配置，RF-ASIC或者可配置成五階多項(xiàng)式前置補(bǔ)償器，在這種情況下，外部信號(hào)1025為乘法器1020中產(chǎn)生的X4信號(hào)，或者可配置成三階均衡器，在這種情況下，外部信號(hào)102為經(jīng)過外部電路1502延遲的X2信號(hào)。提供給第二和第五組合器1050、1050’的第二和第五系數(shù)1104、1114分別為五階K(5)X或三階K(3)x1。
注意，X2和X4信號(hào)離開芯片，以及X4信號(hào)被重新路由到圖14的配置中。
對(duì)于窄帶應(yīng)用(BW 5MHz到20MHz)，PA中的非線性在頻率上的色散可以被忽略。在這種情況下，把RF-ASIC配置為五階多項(xiàng)式前置補(bǔ)償器是有利的。該配置如圖14所示。
對(duì)于較寬帶寬應(yīng)用(BW＝30MHz-100MHz)，主放大器的壓縮特性可隨頻率變化。在這些情況下，通過對(duì)傳輸函數(shù)的三階均衡配置RF-ASIC來實(shí)現(xiàn)更好的消除。這種配置如圖15所示。
這種配置實(shí)現(xiàn)了上述等式2中的包絡(luò)相關(guān)項(xiàng)，并且等效于圖11中的模型。在本例中，通過外部LC電路1502實(shí)現(xiàn)T1延遲。
應(yīng)該指出，可級(jí)聯(lián)兩個(gè)或兩個(gè)以上APE RF-ASIC電路，從而實(shí)現(xiàn)更復(fù)雜的脈沖響應(yīng)。還可以把載頻相關(guān)項(xiàng)包含在RF-ASIC中。
在本發(fā)明的另一個(gè)實(shí)施例中，設(shè)置兩個(gè)RF-ASIC塊來補(bǔ)償包絡(luò)頻率以及載頻效應(yīng)。這種配置的說明如圖16所示。
在本發(fā)明的又一個(gè)實(shí)施例中，APE結(jié)合到前饋環(huán)路中。這種實(shí)施例的說明如圖17所示。
誤差信號(hào)被檢測(cè)并被提供給微控制器(PIC)。搜索算法(例如擾動(dòng)循環(huán))可編碼為PIC，它還包括所有必要的ADC/DAC轉(zhuǎn)換。
APE還實(shí)現(xiàn)消除回路中的矢量調(diào)制器的功能性。這通過K1復(fù)系數(shù)來實(shí)現(xiàn)。
已經(jīng)表明，記憶效應(yīng)在良好設(shè)計(jì)的功率放大器中一般比較弱。載頻相關(guān)項(xiàng)通?？梢员缓雎?。APE前置補(bǔ)償器可根據(jù)需要補(bǔ)償包絡(luò)頻率相關(guān)項(xiàng)。
APE技術(shù)改善了前饋放大器的帶寬以及效率，同時(shí)還降低了硬件成本。APE是實(shí)現(xiàn)多載波功率放大器的關(guān)鍵技術(shù)，它同時(shí)覆蓋全RFDCS/PCS/FDD帶寬。
權(quán)利要求
1.一種用于補(bǔ)償互調(diào)產(chǎn)物的補(bǔ)償裝置，所述裝置包括分相單元，把輸入RF信號(hào)分割成同相分量和正交分量；第一乘法單元，分別對(duì)所述同相分量和所述正交分量的值進(jìn)行平方并對(duì)所述平方值求和，從而產(chǎn)生X2信號(hào)；組合單元，把所述X2信號(hào)、所述同相分量和正交分量以及外部信號(hào)與相應(yīng)的預(yù)矯正系數(shù)結(jié)合；以及加法器，從所述組合單元的輸出中產(chǎn)生預(yù)矯正后的RF信號(hào)。
2.如權(quán)利要求1所述的補(bǔ)償裝置，其特征在于，所述裝置為專用集成電路。
3.如權(quán)利要求2所述的補(bǔ)償裝置，其特征在于，攜帶所述X2信號(hào)的輸出耦合到延遲單元(T1)，以及所述延遲單元的輸出被反饋到所述裝置作為所述外部信號(hào)，因而所述外部信號(hào)是從所述X2信號(hào)得到的延遲信號(hào)。
4.如權(quán)利要求2所述的補(bǔ)償裝置，其特征在于，所述裝置包括另一個(gè)乘法器，所述乘法器再次對(duì)所述X2信號(hào)進(jìn)行平方以得出X4信號(hào)，其中所述外部信號(hào)為所述X4信號(hào)。
5.一種用于基本上同時(shí)補(bǔ)償因IM3產(chǎn)物而產(chǎn)生的載頻以及包絡(luò)頻率相關(guān)效應(yīng)的混合補(bǔ)償裝置，所述混合裝置包括如權(quán)利要求3所述的第一補(bǔ)償裝置，配置成補(bǔ)償包絡(luò)頻率效應(yīng)；如權(quán)利要求1所述的第二補(bǔ)償裝置，配置成補(bǔ)償載頻效應(yīng)；載波延遲單元，把預(yù)定延遲強(qiáng)加到提供給所述第二補(bǔ)償裝置的所述RF輸入信號(hào)；以及另一個(gè)加法器，對(duì)所述第一和第二補(bǔ)償裝置的輸出求和。
6.一種前饋放大器裝置，包括如以上權(quán)利要求中任一項(xiàng)所述的補(bǔ)償裝置；放大器，具有使其放大的信號(hào)失真的非線性傳輸特性，所述放大器耦合到所述補(bǔ)償裝置的輸出端；控制器，產(chǎn)生用于饋送到所述補(bǔ)償裝置的系數(shù)；以及抽樣部件，對(duì)來自所述放大器的輸出信號(hào)抽樣，并把所述樣本反饋到所述控制器。
7.一種補(bǔ)償互調(diào)產(chǎn)物的方法，所述方法包括把輸入RF信號(hào)分割成同相分量和正交分量；分別對(duì)所述同相分量和所述正交分量進(jìn)行平方，并對(duì)它們的平方求和而產(chǎn)生X2信號(hào)；把所述X2信號(hào)、所述同相和正交分量以及外部信號(hào)與相應(yīng)的預(yù)矯正系數(shù)結(jié)合；以及產(chǎn)生預(yù)矯正后的RF信號(hào)。
8.如權(quán)利要求7所述的方法，其特征在于，所述外部信號(hào)是從所述X2信號(hào)得到的延遲信號(hào)。
9.如權(quán)利要求7所述的方法，其特征在于，所述方法還包括對(duì)所述X2信號(hào)進(jìn)行平方以產(chǎn)生X4信號(hào)，以及所述外部信號(hào)為所述X4信號(hào)。
全文摘要
提供一種用于補(bǔ)償三階互調(diào)(IM3)產(chǎn)物中的包絡(luò)頻率和/或載波頻率相關(guān)性的裝置。頻率相關(guān)性補(bǔ)償降低峰值誤差功率，從而提高用于例如電信中所用的基站的誤差放大器的效率。為了補(bǔ)償非線性失真，該裝置配置了延遲或“記憶”單元T1。該裝置可實(shí)現(xiàn)為單一RF－ASIC或者一個(gè)以上這種ASIC的級(jí)聯(lián)。該裝置也可結(jié)合在前饋放大器裝置中。
文檔編號(hào)H03F1/32GK1615578SQ03802231
公開日2005年5月11日 申請(qǐng)日期2003年1月8日 優(yōu)先權(quán)日2002年1月18日
發(fā)明者J·多莫科斯 申請(qǐng)人:羅克馬諾爾研究有限公司