專利名稱：帶有用于改善線性和最大化頻率的傳播延遲補償?shù)膹埑谡袷幤鞯闹谱鞣椒?br> 技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及可調(diào)振蕩器，并尤其涉及可調(diào)振蕩器的自校準(zhǔn)，以便在寬的調(diào)整范圍內(nèi)產(chǎn)生不變的增益。
背景技術(shù)：
很多電子或計算機的應(yīng)用軟件和元件具有重要的定時(timing)要求，其使與參考時鐘波形精確同步的周期性時鐘波形的產(chǎn)生成為必要。鎖相環(huán)(“PLL”)是一種被廣泛使用于提供具有與參考或輸入信號的頻率同步的精確控制的頻率的輸出信號的電路類型。無線通信設(shè)備、頻率合成器、乘法器和除法器、單時鐘產(chǎn)生器和多時鐘產(chǎn)生器以及時鐘恢復(fù)電路(recovery circuit)是且只是PLL的多種實施的少數(shù)例子。
頻率合成是特別普遍的技術(shù)，用于由較低頻率參考時鐘產(chǎn)生高頻時鐘。例如，在微處理器中，片上(on-chip)PLL能夠?qū)Φ皖l輸入(片外(off-chip))時鐘的頻率進行倍頻，典型地是在1MHz到4MHz的范圍內(nèi)，以產(chǎn)生高頻輸出時鐘，典型地是在10MHz到超過200MHz的范圍內(nèi)，其與低頻外部時鐘精確同步。PLL的另一種普遍的應(yīng)用是通過把本地時鐘信號鎖定到數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換的相位和頻率上，而從連續(xù)的信號流對數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)進行恢復(fù)。然后，本地時鐘信號被用于鎖定對來自連續(xù)的數(shù)據(jù)流的輸入進行接收的觸發(fā)器或鎖存器。
圖1是典型的PLL 10的方框圖。PLL 10包括相位/頻率檢測器12，電荷泵14，環(huán)路濾波器16，壓控振蕩器(“VCO”)18和分頻器20。VCO可以是電流控制振蕩器(“CCO”)，其具有由電壓-電流轉(zhuǎn)換器提供的輸入，如由本領(lǐng)域技術(shù)人員所懂得的那樣。PLL 10接收參考時鐘信號CLKREF，并產(chǎn)生與參考時鐘信號在相位上調(diào)準(zhǔn)(align)的輸出時鐘信號CLKOUT。輸出時鐘頻率典型地是參考時鐘頻率的正整數(shù)(N)倍，具有通過分頻器20進行設(shè)置的參數(shù)N。因此，對于每個參考信號周期，存在N種輸出信號周期。
相位/頻率信號檢測器12在其輸入端上接收兩個時鐘信號CLKREF和CLKOUT*(CLKOUT，其頻率由分頻器20進行向下的分頻)。在常規(guī)的設(shè)置中，檢測器12是上升沿檢測器，其對兩個時鐘信號的上升沿進行比較?；谶@種比較，檢測器12產(chǎn)生三種狀態(tài)中的一種。如果兩個信號的相位是調(diào)準(zhǔn)的，則環(huán)路被“鎖定”。既不判定向上(UP)信號也不判定向下(DOWN)信號，并且VCO 18繼續(xù)在相同的頻率處振蕩。如果CLKREF領(lǐng)先于CLKOUT*，則VCO 18振蕩得很慢，并且檢測器12輸出與CLKREF和CLKOUT*之間的相位差成比例的UP信號。反之，如果CLKREF滯后于CLKOUT*，則VCO 18振蕩得很快，并且檢測器12輸出與CLKREF和CLKOUT*之間的相位差成比例的DOWN信號。UP信號和DOWN信號典型地采用脈沖的形式，其具有與參考時鐘信號和輸出時鐘信號的上升沿之間的定時差(timing difference)相應(yīng)的寬度和持續(xù)時間。
電荷泵14產(chǎn)生電流ICP，其對VCO 18的振蕩頻率進行控制。ICP由通過相位/頻率檢測器12輸出的信號決定。如果電荷泵14從檢測器12接收到UP信號，則表明CLKREF領(lǐng)先于CLKOUT*，ICP被增大。如果電荷泵14從檢測器12接收到DOWN信號，則表明CLKREF滯后于CLKOUT*，ICP被減小。如果UP信號和DOWN信號都沒有被接收到，則表明時鐘信號是調(diào)準(zhǔn)的，電荷泵14不對ICP進行調(diào)節(jié)。
環(huán)路濾波器16位于電荷泵14和VCO 18之間。電荷泵把電流ICP輸出到環(huán)路濾波器16的應(yīng)用通過濾波器16建立了電壓VLF。VLF被施加于VOC 18(或施加于電壓-電流轉(zhuǎn)換器，其接著將電流施加于CCO)，以控制輸出時鐘信號的頻率。濾波器16在VLF應(yīng)用到VCO 18之前，還去除頻帶外的干擾信號。在PLL中用于環(huán)路濾波器的普遍結(jié)構(gòu)是簡單的單極點低通濾波器，其能夠利用單電阻和單電容而被實現(xiàn)。
輸出的時鐘信號還經(jīng)過(在某些應(yīng)用中)分頻器20被回送(loopedback)。合成的CLKOUT*被提供給相位/頻率檢測器12，以便于鎖相環(huán)工作。分頻器20通過由倍頻因子N對CLKOUT*的頻率進行分頻，而便于對通常較高頻率的輸出時鐘信號與較低頻率的參考時鐘信號進行比較。利用對觸發(fā)器進行觸發(fā)、或通過本領(lǐng)域普通技術(shù)人員所熟悉的其它方法，分頻器20能夠被實施。因此，PLL 10把參考時鐘相位與輸出時鐘相位進行比較，而通過調(diào)節(jié)輸出時鐘的頻率，對兩者之間任何檢測到的相位差進行消除。
在現(xiàn)有技術(shù)中，存在對于使用在這種PLL電路以及其它應(yīng)用中的可調(diào)振蕩器的多種不同的設(shè)計。常常期望可調(diào)振蕩器在延伸到高頻的大的頻率帶寬內(nèi)具有線性增益，但是現(xiàn)有技術(shù)設(shè)計在這方面還沒有完全成功。
圖2示出了現(xiàn)有技術(shù)張弛型(relaxation type)電流控制振蕩器(CCO)201，其帶有適于在例如圖1的VCO 18中的可調(diào)振蕩器應(yīng)用中使用的單個定時電容器(timing capacitor)203。CCO 201的頻率利用電流控制源IC 202進行調(diào)節(jié)。P-溝道CMOS晶體管205和n-溝道CMOS晶體管207兩者的漏極與電容器203相連。這些晶體管205、207用作開關(guān)，用于允許電流進入或離開電容器203。P-溝道CMOS晶體管206的源極與晶體管205的漏極相連，以及，n-溝道CMOS晶體管208的源極與晶體管207的漏極相連。這些晶體管206、208起到電流源的作用，用于把電流提供給電容器203，以及由電容器203取出電流?？刂齐娐?09與晶體管205、207的柵極和漏極以及電容器203相連?？刂齐娐?09可選地把晶體管205和207轉(zhuǎn)換成接通和斷開，使晶體管206和208對電容器203進行充電和放電。電容器203上的電壓在由控制電路209提供的高閥值電壓VTH 211和低閥值電壓VTL 213之間振蕩。如果VTH 211和VTL 213靠得很近，則CCO 201的頻率是較高的，反之亦然。
圖3示出了現(xiàn)有技術(shù)張弛型CCO 300，其帶有雙定時電容器301和303。CCO 300的頻率利用電流控制源IC 302進行調(diào)節(jié)。
P-溝道CMOS晶體管305和n-溝道CMOS晶體管307的源極與電容器301相連。這些晶體管305、307用作開關(guān)，用于允許電流進入和離開電容器301。P-溝道CMOS晶體管309的源極與晶體管305的漏極相連。該晶體管起到電流源的作用，用于把電流提供給電容器301。
p-溝道CMOS晶體管311和n-溝道CMOS晶體管313的源極與電容器303相連。這些晶體管311、313用作開關(guān)，用于允許電流進入或離開電容器303。p-溝道CMOS晶體管315的源極與晶體管311的漏極相連。該晶體管起到電流源的作用，用于把電流提供給電容器303。
控制電路321利用兩個比較器317和數(shù)字觸發(fā)器319而得以實施?？刂齐娐?21與晶體管305、307的柵極和源極以及電容器301相連?？刂齐娐?21可選地把晶體管305和307轉(zhuǎn)換成接通和斷開，使晶體管309對電容器301進行充電，以及使電容器301對地進行放電。
控制電路321還與晶體管311、313的柵極和源極、以及電容器303相連?？刂齐娐?21可選地把晶體管311和313轉(zhuǎn)換成接通和斷開，使晶體管315對電容器303進行充電，以及使電容器303對地進行放電。
電容器301、303的電壓達到由輸入到控制電路321中的參考或閥值電壓Vref323所確定的水平。
首先，如果晶體管305處于接通并且晶體管307處于斷開，則電容器301通過由晶體管309提供的電流進行充電。最終，電容器301上的電壓達到參考或閥值電壓Vref，使比較器317的輸出進行轉(zhuǎn)換，并使觸發(fā)器319將輸出轉(zhuǎn)換到柵極。因此，晶體管305被斷開并且晶體管307被接通。隨著晶體管305被斷開，晶體管309不再把電流提供給電容器301。隨著晶體管307被接通，電容器301通過晶體管307對地進行放電。一旦另一個電容器303上的電壓達到參考或閥值電壓Vref323，電容器301就開始再充電，使觸發(fā)器對晶體管305、307的接通/斷開狀態(tài)進行轉(zhuǎn)換。
至于電容器303，如果晶體管311處于接通并且晶體管313處于斷開，則電容器303通過由晶體管315提供的電流進行充電。最終，電容器303上的電壓達到參考或閥值電壓Vref323，使比較器317的輸出進行轉(zhuǎn)換，并使觸發(fā)器319將輸出轉(zhuǎn)換到柵極。因此，晶體管311被斷開并且晶體管313被接通。隨著晶體管311被斷開，晶體管315不再把電流提供給電容器303。隨著晶體管313被接通，電容器303通過晶體管313對地進行放電。一旦另一個電容器301上的電壓達到參考電壓Vref323，電容器303就開始再充電，使觸發(fā)器對晶體管311、313的接通/斷開狀態(tài)進行轉(zhuǎn)換。
由于當(dāng)電容器303上的電壓達到參考電壓Vref323時，電容器301開始再次充電，以及當(dāng)電容器301上的電壓達到參考電壓Vref323時，電容器303開始再次充電，所以，電容器301和303充電和放電彼此180°反向。CCO 300的頻率由電容器的充電和放電決定。
與圖2的單電容CCO 201相比較，對于用在例如圖1的可調(diào)振蕩器18中的應(yīng)用，雙電容CCO 300具有改善的性能。
1.雙電容器CCO 300只需要一個閥值電壓，而單電容器CCO 201需要高閥值電壓和低閥值電壓。
2.因為CCO 300電容器能夠具有從接近0V到閥值電壓的電壓范圍，而CCO 201電容器只能具有從低閥值電壓到高閥值電壓的電壓范圍，該低閥值電壓必須比零值大，以使電路組件工作，導(dǎo)致電容電壓的幅度較小，所以，雙電容器CCO 300比單電容器CCO 201能夠提供具有更大幅度的電容器電壓。
3.利用CCO 300比利用CCO 201更容易獲得50％的占空比。
從圖3可以看出，在電容器電壓達到參考電壓Vref323與晶體管在接通和斷開之間進行轉(zhuǎn)換期間，存在一些延遲Td。該延遲Td也被稱為傳播延遲，是由電子元件內(nèi)的延遲造成的，例如用于比較器317對輸入信號進行比較所花費的時間，用于觸發(fā)器319對狀態(tài)進行轉(zhuǎn)換的時間，以及用于晶體管305、307、311、313在接通和斷開之間進行轉(zhuǎn)換所花費的時間。
在雙電容器CCO 300中，如果延遲Td是由比較器317造成的，觸發(fā)器319和晶體管造成的延遲被忽略，則輸出頻率與控制電流正好成比例，如fideal=IC2CVref]]>可以看出，正如所預(yù)期的，頻率由控制電流線性確定。同樣，當(dāng)參考電壓減小時，頻率增大。這是因為，如果電容器未充電到較高的電壓，電容器執(zhí)行充電/放電周期更加快。同樣，當(dāng)電容值減小時，頻率增大。這是因為具有較低電容值的電容器執(zhí)行充電/放電周期也更加快。
實際上，由比較器317、觸發(fā)器319和晶體管造成的延遲Td不能被忽略，并且，該延遲把非線性引入到CCO 300的控制特性中。實際頻率可以通過下式與理想頻率相關(guān)聯(lián)factual=fideal1+Tdfideal]]>如圖4所示，當(dāng)理想情況的振蕩器增益特性401為線性時，實際情況的振蕩器增益特性403不再是線性，并且基本上在較高頻率處降低。
非線性的增益特性部分是延遲Td造成電容器電壓的電壓過沖的結(jié)果。該電壓過沖通過圖5示出，其為例如電容器301的電容器的電壓作為時間的函數(shù)的曲線圖501。電壓信號503能夠表示電容器301上的上升或下降的電壓。在理想情況下，電壓503增大到參考或閥值電壓水平323(如電壓水平505所示)。一旦達到電壓水平505，晶體管305、307就從控制電路321接收電壓，把它們的狀態(tài)從接通轉(zhuǎn)換成斷開，并從斷開轉(zhuǎn)換成接通。在理想情況下，這將造成一旦達到電壓水平505，電容器就進行放電，并將產(chǎn)生理想的CCO 300的振蕩頻率。不過，由于傳播延遲，電壓信號503由于傳播延遲時間509而繼續(xù)增大，并在電容器301進行放電之前，達到比電壓水平505更大的電壓水平507。過沖電壓508是電壓水平505和507之差。
當(dāng)來自電流控制源IC 302的電流增大時，電壓過沖問題變得更嚴(yán)重，導(dǎo)致圖4的非線性振蕩器增益特性403。電壓信號511表示對于來自電流控制源IC 302的較大電流，電容器上上升的電壓。傳播延遲時間同對于電壓信號503而言的傳播延遲時間是相同的，但因為來自電流控制源IC 302的較大電流，在傳播延遲時間期間電壓總是上升到電壓水平513。這導(dǎo)致由電壓水平513和505之差給出的過沖電壓515。因此，當(dāng)來自電流控制源IC 302的電流增大時，振蕩器增益減小，接近極限振蕩頻率(limiting oscillation frequency)。
對于電容器303和晶體管311、313而言，相同的分析同樣是正確的。
這種非線性特性使得通過改變電流而對輸出頻率進行控制存在困難，并且還使得對增益或靈敏度進行控制存在困難。
考慮到上述問題，存在對具有改善的電壓-頻率特性的可調(diào)振蕩器的需求，以及更精確可控的輸出頻率的需求。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明使用可變的參考電壓對由電子元件內(nèi)的延遲造成的電流控制振蕩器內(nèi)的傳播延遲進行補償。結(jié)果是在控制電流和輸出頻率的較寬范圍內(nèi)改善的電壓-頻率特性(增益)，以及更精確可控的輸出頻率。當(dāng)控制電流增大時，參考電壓被減小，并且其頻率被改變，以便與振蕩器的相位相匹配。
更概括地說，本發(fā)明包括在較寬的頻率范圍內(nèi)具有線性增益的可調(diào)振蕩器。諸如控制電流源的控制電源，輸出諸如控制電流的控制輸出，以用于對可調(diào)振蕩器進行調(diào)整。振蕩器電路輸出隨增大的控制輸出而增大的頻率。控制電路對振蕩器電路的頻率進行控制，以響應(yīng)利用比較器的例如帶有參考信號的振蕩電路信號之間的比較結(jié)果。傳播延遲補償電路在基本與振蕩器相同的頻率處對參考信號的幅度進行改變，以對從控制電路到振蕩器電路的信號的傳播延遲進行補償。


為了舉例，本發(fā)明的更多優(yōu)選的特征將僅參考下面的圖進行描述，其中圖1示出了典型的鎖相環(huán)的結(jié)構(gòu)框圖。
圖2是現(xiàn)有技術(shù)的單電容張弛型電流控制振蕩器(CCO)的圖示。
圖3是現(xiàn)有技術(shù)的雙電容張弛型CCO的圖示。
圖4示出了在振蕩器增益特性中傳播延遲(例如，由比較器和開關(guān)造成的)的影響的曲線圖。
圖5是電容電壓作為時間函數(shù)的曲線圖，以示出由傳播延遲造成的電壓過沖。
圖6是對于兩個不同的控制電流水平，電容器電壓作為時間的函數(shù)的曲線圖，示出了用于對傳播延遲進行補償?shù)目勺冮y值電壓。
圖7示出了與示出的現(xiàn)有技術(shù)的振蕩器增益的曲線圖相比較，由本發(fā)明的傳播延遲補償產(chǎn)生的振蕩器增益特性的改善的線性曲線圖。
圖8包括兩條曲線，示出了對于兩種不同的控制電流水平的可變閥值電壓和電容器電壓。
圖9是一張電路圖，示出了在與圖2的CCO相似的雙電容器張弛型CCO中傳播延遲補償電路的布置。
圖10是圖9的傳播延遲補償電路更詳細(xì)的圖示。
圖11是圖9的振蕩器電路更詳細(xì)的圖示。
圖12是圖9的比較器電路更詳細(xì)的圖示。
具體實施例方式
本發(fā)明通過提供可變的參考電壓以取代使用在電路中的圖5的不變的參考或閥值電壓505，解決了在例如圖3的帶有雙定時電容器301和303的張弛型CCO 300的可調(diào)振蕩器中傳播延遲時間問題。對于較大的CCO控制電流比對于較小的CCO控制電流而言，參考電壓被改變?yōu)闇p小更多。圖6是對于兩個不同的控制電流水平，電容器電壓作為時間的函數(shù)的曲線圖，示出了用于對傳播延遲進行補償?shù)谋景l(fā)明的可變的閥值電壓。由較低水平的第一控制電流產(chǎn)生的電容器電壓信號601被示出與由較高水平的第二控制電流產(chǎn)生的更快速上升的電容器電壓信號603相鄰。參考電壓607相對于參考電壓605是較低的。通過使用帶有較大控制電流的較低的參考電壓607和帶有較小控制電流的較高參考電壓607，使得電容器電壓信號601和603在相同的水平處達到峰值。因此，提高了由較高電流產(chǎn)生的振蕩頻率。此外，使參考電壓值605、607分別與電容器電壓601、603同相改變。
圖7示出了與現(xiàn)有技術(shù)增益的曲線圖相比較，由本發(fā)明的傳播延遲補償產(chǎn)生的振蕩器增益特性的改善的線性的曲線圖。振蕩器增益特性701示出了不帶有可變的參考電壓的可調(diào)振蕩器的非線性增益。振蕩器增益特性703示出了利用可變的參考電壓的可調(diào)振蕩器的改善的線性增益。能夠看出，曲線703的線性增益延伸到較高的頻率范圍內(nèi)。
圖8包括兩條曲線，示出了對于兩種不同的控制電流水平的可變的閥值電壓和電容器電壓。曲線803示出了對于相對較高的振蕩器控制電流的電容器電壓，而曲線807示出了對于相對較低的控制電流的電容器電壓。電容器在曲線803的情況下比在曲線807的情況下被更快地充電。
曲線801示出了對于較高控制電流的情況下可變的閥值電壓，而曲線805示出了對于較低控制電流的情況下可變的閥值電壓。對于電容器電壓803、807的每個單一振蕩周期，閥值電壓801、805被示為執(zhí)行兩個振蕩周期。這是為了清晰起見，只對電容器之一示出電容器電壓。實際上，在每個電容器振蕩峰值之間存在屬于第二電容器的另外的振蕩峰值。因此，對于兩個電容器振蕩峰值的每一個，存在電壓閥值振蕩峰值。
如從圖中能夠看出，即使控制電流被改變，可變的電壓閥值也使電容器電壓803、807在相同的電壓水平處達到峰值。因此，該方法對可調(diào)振蕩器中的傳播延遲進行補償，以提供線性增益。
圖9是可調(diào)振蕩器901的電路圖，用于通過在基本上與圖3的CCO300相同的雙電容器張弛型CCO中安置傳播延遲補償電路903，實施本發(fā)明的可變電壓閥值傳播延遲補償。為了圖示的簡單性，傳播延遲補償電路903的細(xì)節(jié)在圖10中被個別地示出，振蕩電路911的細(xì)節(jié)在圖11中被個別地示出，以及，比較器925的細(xì)節(jié)在圖12中被個別地示出。雖然存在兩個比較器925，由于在大多數(shù)應(yīng)用中相同類型的比較器將被使用兩個，所以它們利用相同的附圖標(biāo)記而不是不同的附圖標(biāo)記被示出。
圖9和圖11的振蕩器電路911能夠與在圖3的現(xiàn)有技術(shù)中所使用的相同?？刂齐娐?05(與圖3中的控制電路321相同)通過導(dǎo)線1101、1102把輸出提供給振蕩器電路911?？刂齐娏?13被供給振蕩器電路911，用于對與圖3中一樣的圖11的電容器301、303進行充電。振蕩器電路911具有導(dǎo)線1103、1104，用于把電壓信號提供給控制電路905的比較器925的導(dǎo)線1202。比較器925通過導(dǎo)線1204把輸出提供給觸發(fā)器929。
圖12更詳細(xì)地示出了比較器925的其中之一。比較器包括9個晶體管。圖9的電流源907通過導(dǎo)線1201把電流供應(yīng)給比較器925。比較器925對(1)從振蕩器電路911到導(dǎo)線1202的輸入和(2)從傳播延遲補償電路903的導(dǎo)線923到導(dǎo)線1203的可變參考電壓輸入進行比較。比較器1204的輸出根據(jù)比較的結(jié)果進行轉(zhuǎn)換。
圖10的傳播延遲補償電路903用作通過導(dǎo)線923把可變參考電壓輸出到控制電路905。電路903包括電容器1003和1005，其通過電阻1001和1007可選地進行充電和放電，以響應(yīng)通過輸入919、921被觸發(fā)的開關(guān)，從而產(chǎn)生例如圖8中的電壓參考信號801、805。兩個電容器被使用，從而使參考電壓能與振蕩器電路911的雙電容器301、303上的電壓電平同相變化。輸入919、921通過控制電路905被提供。這些輸入與通過導(dǎo)線1102、1102對圖11的振蕩器電路911的晶體管305、307、311、313的柵極進行觸發(fā)的信號相同(與由圖3的控制電路321的觸發(fā)器319輸出的信號相同)。電路903通過導(dǎo)線915對米自電壓源909的較低參考電壓進行接收，作為輸入。該電路還通過導(dǎo)線917對來自電壓源910的較高參考電壓進行接收，作為輸入。
控制電路輸入919和921使傳播延遲補償電路903在與振蕩器電路911的雙電容器301、303的振蕩同相的較低參考電壓輸入915和較高參考電壓輸入917之間轉(zhuǎn)換。因此，電路903從輸出923提供例如圖8的可變參考電壓801、805的信號。
電壓源909、910，電容器1003、1005和電阻1001、1007的值被這樣選擇，即，使得可變參考電壓輸出923的幅度和相位將使振蕩器電路911的電容器301、303上的電壓在輸入控制電流907(或圖3中的302)的較寬范圍內(nèi)在基本相同值處達到峰值。這導(dǎo)致在較寬頻率范圍內(nèi)的線性振蕩器增益。
在示出的實施例中，其它組合和更改是可能的。本發(fā)明絕不限定于雙電容器類型可調(diào)振蕩器。例如，使用較少的更改，相同的發(fā)明可以被應(yīng)用于單電容器張弛型電流控制振蕩器(CCO)。當(dāng)與具有傳播延遲問題的多種不同類型的可調(diào)振蕩器一起被使用時，本發(fā)明能夠?qū)μ岣咴鲆娴木€性有所幫助。還能夠使用電子元件的不同的特殊布置，而依然產(chǎn)生可變的電壓參考，用于提供更加線性的振蕩器增益。因此，雖然本發(fā)明已經(jīng)利用特殊實施例在上面進行了描述，但是本領(lǐng)域技術(shù)人員可以在權(quán)利要求的范圍內(nèi)，可以進行多種更改。
權(quán)利要求
1.一種可調(diào)振蕩器，其包括控制電源，其輸出控制輸出，以用于調(diào)整所述可調(diào)振蕩器；振蕩器電路，其輸出隨著控制輸出的增大而增大的頻率；控制電路，其對所述振蕩器電路的頻率進行控制，以對振蕩器電路信號和參考信號的比較進行響應(yīng)；以及傳播延遲補償電路，其用于在基本與所述振蕩器相同的頻率處對所述參考信號的幅度進行改變，以對從所述控制電路到所述振蕩器電路的信號的傳播延遲進行補償。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的可調(diào)振蕩器，其中所述控制電源是電流控制振蕩器，并且所述控制輸出是控制電流。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的可調(diào)振蕩器，其中所述振蕩器電路包括至少一個電容器，其被充電和放電，以對所述電容器電壓和所述參考信號電壓的比較結(jié)果進行響應(yīng)。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的可調(diào)振蕩器，其中，所述振蕩器電路包括兩個電容器，其被可選地充電和放電，以對所述電容器電壓和所述參考信號電壓的比較結(jié)果進行響應(yīng)。
5.根據(jù)權(quán)利要求4所述的可調(diào)振蕩器，其中所述控制電路包括兩個比較器，其用于對所述兩個電容器可選地進行充電和放電，以對所述電容器電壓和所述參考信號電壓的比較結(jié)果進行響應(yīng)。
6.根據(jù)權(quán)利要求1所述的可調(diào)振蕩器，進一步包括第一參考電壓和第二參考電壓，其對由所述傳播延遲補償電路輸出的所述參考電壓的幅度進行控制。
7.根據(jù)權(quán)利要求1所述的可調(diào)振蕩器，其中所述傳播延遲補償電路進行振蕩，以對所述參考信號的幅度進行改變，以產(chǎn)生與所述振蕩器電路的輸出同相上升或下降的信號。
8.根據(jù)權(quán)利要求1所述的可調(diào)振蕩器，其中，所述傳播延遲補償電路當(dāng)所述控制輸出增大時減小所述參考信號的幅度，并且當(dāng)所述控制輸出減小時增大所述參考信號的幅度。
9.根據(jù)權(quán)利要求2所述的可調(diào)振蕩器，其中，當(dāng)所述控制電流在值域內(nèi)增大時，所述參考信號的幅度減小，并且當(dāng)所述控制電流在所述值域內(nèi)減小時，所述參考信號的幅度增大，從而使所述振蕩器電路的電容器在所述值域內(nèi)充電到基本相同的電壓峰值。
10.用于對可調(diào)振蕩器中的傳播延遲進行補償?shù)姆椒ǎ浒ㄏ铝胁襟E把控制電流輸入給振蕩器電路，以用于調(diào)整所述可調(diào)振蕩器；對所述振蕩器電路的信號進行檢測，并把所述信號與來自參考電路的參考信號進行比較，以產(chǎn)生控制信號；把所述控制信號供給所述振蕩器和所述參考電路；以及從所述參考電路輸出所述參考信號，所述參考信號具有與所述振蕩器電路的信號基本相同的相位，并且，當(dāng)所述振蕩器電路的信號增大時，所述參考信號的幅度減小。
全文摘要
本發(fā)明使用可變的參考電壓以對由電子元件中的延遲造成的可調(diào)振蕩器中的傳播延遲進行補償。當(dāng)控制電流增大時參考電壓減小，并且改變參考電壓的頻率，以便與振蕩器的相位相匹配。
文檔編號H03K3/00GK1788417SQ03826584
公開日2006年6月14日 申請日期2003年6月3日 優(yōu)先權(quán)日2003年6月3日
發(fā)明者弓小武 申請人:因芬奈昂技術(shù)股份有限公司