專利名稱：對(duì)于具有輸出外信息的編碼調(diào)制系統(tǒng)的迭代解調(diào)解碼方法及裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及無(wú)線和衛(wèi)星通信技術(shù)領(lǐng)域，尤其涉及一種對(duì)于具有輸出外信息的編碼調(diào)制系統(tǒng)的的迭代解調(diào)解碼方法及裝置。
背景技術(shù)：
無(wú)線和衛(wèi)星通信系統(tǒng)中，傳輸比特受信道隨機(jī)噪聲的影響而產(chǎn)生隨機(jī)錯(cuò)誤。理論和實(shí)踐證明，通過(guò)引入冗余度來(lái)提供傳輸可靠性的糾錯(cuò)編碼方法是一類(lèi)行之有效的手段。而近年來(lái)引入的Turbo碼和LDPC碼是至今發(fā)現(xiàn)的糾錯(cuò)能力最強(qiáng)的編碼方案之一。
Turbo碼由C.Berrou等于1993年提出[C.Berrou，A.Glavieux，and P.Thitimajshima，“Near Shannon limit error-correcting coding and decodingTurbo-codes，”in ICC’93，Geneva，Swithzerland，May，1993，pp.1064-1070]，它被認(rèn)為是近年來(lái)編碼理論取得的最大進(jìn)展之一。在高斯白噪聲(Additive White Gaussian Noise-AWGN)信道下Turbo碼在誤碼率為10-5時(shí)以0.7dB的信噪比逼近于信道容量極限。LDPC(Low-Density ParityCheck)碼由Gallager首先于1961年提出，但卻長(zhǎng)期被人們遺忘直至1996年被Mackay等重新發(fā)現(xiàn)。精心設(shè)計(jì)的LDPC長(zhǎng)碼性能甚至要優(yōu)于Turbo碼。對(duì)于衛(wèi)星信道，由于功率受限，降低衛(wèi)星通信系統(tǒng)的工作信噪比無(wú)疑是至關(guān)重要的，引入Turbo(或LDPC)編解碼技術(shù)能很好地解決衛(wèi)星信道功率受限的缺點(diǎn)。
典型的Turbo-code的結(jié)構(gòu)如圖1所示。它通常由兩個(gè)結(jié)構(gòu)相同的遞歸系統(tǒng)卷積(RSC)(通常稱為子碼)編碼構(gòu)成，RSC1直接對(duì)進(jìn)入的信息序列進(jìn)行編碼，得校驗(yàn)序列y1k；同時(shí)，將信息序列dk通過(guò)交織器交織后的序列dn送往RSC2進(jìn)行編碼，得到校驗(yàn)位y2k，Turbo-code碼字就是由信息序列后接兩路校驗(yàn)序列構(gòu)成。子編碼器所產(chǎn)生的校驗(yàn)位(y1k，y2k)可經(jīng)不同刪截矩陣刪取后得到不同碼率的Turbo碼。
Turbo-code迭代譯碼結(jié)構(gòu)如圖2所示，它主要由兩個(gè)軟入軟出模塊(Turbo-code的子譯碼器)組成，子譯碼器用來(lái)對(duì)選定的Turbo-code中的RSC子碼進(jìn)行譯碼。子譯碼器1將子譯碼器2獲得的信息比特dk的外信息 作為dk先驗(yàn)信息來(lái)對(duì)RSC1進(jìn)行譯碼，獲得關(guān)于dk改進(jìn)的外信息Λ1e(dk)，經(jīng)交織后得到 作為子譯碼器2對(duì)RSC2譯碼的先驗(yàn)信息。子譯碼器2用與子譯碼器1同樣的方法再次產(chǎn)生信息比特改進(jìn)的外信息Λ2e(dj)，經(jīng)去交織后得到 作為下一次迭代中子譯碼器1的先驗(yàn)軟值。這樣在多次迭代后，對(duì)子譯碼器2產(chǎn)生的輸出Λ2(dj)去交織后進(jìn)行硬判決，得到每個(gè)信息比特dk的估值 關(guān)于LDPC編解碼的有關(guān)知識(shí)詳見(jiàn)[T.J.Richardson and Rüdiger L.Urbanke，“TheCapacity of Low-Density Parity-Check Codes Under Message-Passing Decoding，”IEEETrans.Inform.Theory，vol.47，F(xiàn)eb.2001，pp.599-618]，LDPC解碼采用置信度轉(zhuǎn)播算法，基于二分圖結(jié)構(gòu)進(jìn)行迭代解碼，并輸出類(lèi)似于Turbo解碼的外信息。
目前大部分Turbo(或LDPC)解碼方法僅考慮了高斯白噪聲(AWGN)信道，這在實(shí)際無(wú)線和衛(wèi)星通信中是不夠的。在實(shí)際信道下，編碼數(shù)字信號(hào)一般需調(diào)制后再發(fā)送，這就要求收發(fā)兩端有相同的頻率發(fā)生器。但是由于實(shí)際器件的非理想特性，特別是傳輸媒介的時(shí)變衰落等特性，使得收發(fā)的調(diào)制信號(hào)的頻偏和相位實(shí)際上在很大程度是未知的，這就要求接收機(jī)進(jìn)行信道估計(jì)和跟蹤以消除未知頻偏和相位對(duì)發(fā)送信號(hào)的影響。另外，Turbo/LDPC解碼還需要知道接收信號(hào)幅度和噪聲方差。這樣，如何估計(jì)未知信道的各種參數(shù)從而對(duì)Turbo/LDPC碼進(jìn)行解碼是廣受人們關(guān)注的研究熱點(diǎn)。該問(wèn)題的困難在于Turbo/LDPC碼工作的信噪比要遠(yuǎn)遠(yuǎn)低于常規(guī)條件下的信噪比，而事實(shí)上在低信噪比下如何精確估計(jì)和跟蹤信道參數(shù)本身就是一大難題。
在衛(wèi)星與無(wú)線通信中，典型的信道未知參數(shù)為頻率偏移(頻偏)和載波相位。傳統(tǒng)的信道估計(jì)技術(shù)是采用鎖相環(huán)技術(shù)。由于極低信噪比下(如AWGN下Turbo碼所能工作的信噪比)的通信的特殊性，傳統(tǒng)算法不再使用。可能的解決方案是放棄以前信道估計(jì)和信道譯碼各自獨(dú)立的特性而代之以聯(lián)合迭代解調(diào)解碼，使得信道估計(jì)能夠充分利用編碼提供的冗余度。
在專利申請(qǐng)(申請(qǐng)?zhí)?3137079.9)中，我們基于[I.Bar-David，and A.Elia，“AugmentedAPP(A2P2)Module for a Posteriori Probability Calculation and Channel ParameterTracking，”IEEE Commun.Lett.，vol.3，no.l，Jan.，1999，pp.18-20]提出了一種Turbo編碼BPSK調(diào)制系統(tǒng)的迭代解調(diào)解碼方法及裝置。其典型特征是信道參數(shù)跟蹤利用了Turbo子碼的網(wǎng)格結(jié)構(gòu)，參數(shù)跟蹤和解碼算法必須聯(lián)合進(jìn)行。該方法的缺點(diǎn)是適用范圍小，即只適用于采用卷積子碼的BPSK調(diào)制系統(tǒng)。因而不適用于以下兩種重要情形
(1)Turbo編碼QPSK調(diào)制系統(tǒng)(2)LDPC編碼的BPSK/QPSK調(diào)制系統(tǒng)。
另外，在該專利申請(qǐng)中，并沒(méi)有涉及到幅度和噪聲方差的估計(jì)，而準(zhǔn)確地估計(jì)幅度和噪聲方差對(duì)Turbo/LDPC解碼來(lái)說(shuō)也是非常重要的。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是提供一種用于參數(shù)未知(信道的剩余頻偏、相位、幅度、噪聲方差未知)信道下Turbo/LDPC編碼BPSK/QPSK通信系統(tǒng)簡(jiǎn)單實(shí)用的迭代解調(diào)解碼的方法和電路裝置。
本發(fā)明的對(duì)于具有輸出外信息的編碼調(diào)制系統(tǒng)的迭代解調(diào)解碼方法，其步驟包括1)對(duì)接收到的經(jīng)編碼和調(diào)制的信號(hào)進(jìn)行初始相位估計(jì)；2)采用M2M4估計(jì)算法對(duì)幅度和噪聲方差進(jìn)行粗估計(jì)；3)根據(jù)上述初始相位估計(jì)值，和上述幅度和噪聲方差粗估計(jì)值采用非數(shù)據(jù)輔助相位/頻偏跟蹤算法進(jìn)行相位和頻偏跟蹤，得到實(shí)時(shí)相位跟蹤值；4)按照上述實(shí)時(shí)相位跟蹤值進(jìn)行信道信號(hào)校正，輸出等效AWGN信號(hào)；5)根據(jù)上述等效AWGN信號(hào)，采用迭代幅度搜索算法進(jìn)行幅度和噪聲方差精估計(jì)；6)根據(jù)上述初始相位估計(jì)值，和上述幅度和噪聲方差精估計(jì)值再啟動(dòng)非數(shù)據(jù)輔助相位/頻偏跟蹤算法進(jìn)行相位和頻偏跟蹤，得到實(shí)時(shí)相位跟蹤值；7)按照上述實(shí)時(shí)相位跟蹤值進(jìn)行信道信號(hào)校正，輸出等效AWGN信號(hào)；8)解碼器接收上述等效AWGN信號(hào)，和上述幅度和噪聲方差精估計(jì)值，完成一次迭代解碼工作，并輸出外信息；9)在尚未達(dá)到設(shè)定的幅度和噪聲方差精估計(jì)次數(shù)時(shí)，根據(jù)上述等效AWGN信號(hào)和上述外信息再次啟動(dòng)迭代幅度搜索算法進(jìn)行幅度和噪聲方差精估計(jì)；10)根據(jù)上述初始相位估計(jì)值，上述幅度和噪聲方差精估計(jì)值，和上述外信息啟動(dòng)非數(shù)據(jù)輔助相位/頻偏跟蹤算法進(jìn)行相位和頻偏跟蹤，得到實(shí)時(shí)相位跟蹤值；11)按照上述實(shí)時(shí)相位跟蹤值進(jìn)行信號(hào)校正，輸出等效AWGN信號(hào)；12)解碼器接收上述等效AWGN信號(hào)，并根據(jù)上述幅度和噪聲方差精估計(jì)值完成又一次迭代解碼工作，并輸出外信息；13)在迭代次數(shù)達(dá)到預(yù)定的次數(shù)時(shí)，輸出解碼值，否則重復(fù)9)-12)。
所述1)還可對(duì)接收到的經(jīng)編碼和調(diào)制的信號(hào)進(jìn)行初始頻偏估計(jì)；可通過(guò)FFT算法[D.Taich and I.Bar-David，“Maximum-likelihood estimation of phase and frequency ofMPSK signals，”IEEE Trans.Inform.Theory，vol.45，Nov.1999，pp.2652-2655]進(jìn)行初始頻偏估計(jì)。
所述編碼為T(mén)URBO碼或LDPC碼；所述調(diào)制為BPSK調(diào)制或QPSK調(diào)制。
本發(fā)明的對(duì)于具有輸出外信息的編碼調(diào)制系統(tǒng)的迭代解調(diào)解碼裝置，包括迭代解碼器，初始相位估計(jì)模塊，M2M4估計(jì)器，相位/頻率跟蹤模塊，幅度和噪聲方差估計(jì)模塊，信道信號(hào)校正器，其中初始相位估計(jì)模塊對(duì)接收到的編碼調(diào)制信號(hào)進(jìn)行初始相位估計(jì)；M2M4估計(jì)器對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行幅度和噪聲方差粗估計(jì)；首次迭代解碼前相位/頻率跟蹤模塊接收初始相位估計(jì)模塊的輸出和M2M4估計(jì)器的輸出對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行相位和頻偏跟蹤，并將結(jié)果輸出到信道信號(hào)校正器；信道信號(hào)校正器接收相位/頻率跟蹤模塊的輸出，對(duì)信號(hào)進(jìn)行校正；幅度和噪聲方差估計(jì)模塊接收信道信號(hào)校正器的輸出進(jìn)行幅度和噪聲方差精估計(jì)，并輸出到迭代解碼器和相位/頻率跟蹤模塊；相位/頻率跟蹤模塊接收幅度和噪聲方差估計(jì)模塊的輸出再進(jìn)行相位和頻偏跟蹤并輸出到信道信號(hào)校正器；信道信號(hào)校正器接收相位/頻率跟蹤模塊的輸出，對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行校正，并輸出到迭代解碼器；迭代解碼器接受信道信號(hào)校正器和幅度和噪聲方差估計(jì)模塊的輸出，進(jìn)行迭代解碼，并輸出外信息；完成一次迭代解碼后在尚未達(dá)到設(shè)定的幅度和噪聲方差估計(jì)模塊估計(jì)次數(shù)時(shí)，幅度和噪聲方差估計(jì)模塊接收信道信號(hào)校正器的輸出和迭代解碼器的外信息進(jìn)行幅度和噪聲方差精估計(jì)，并輸出到迭代解碼器和相位/頻率跟蹤模塊；相位/頻率跟蹤模塊接收幅度和噪聲方差估計(jì)模塊的輸出，和迭代解碼器的外信息再進(jìn)行相位/頻偏跟蹤并輸出到信道信號(hào)校正器；信道信號(hào)校正器接收相位/頻率跟蹤模塊的輸出，對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行校正，并輸出到迭代解碼器；迭代解碼器接受信道信號(hào)校正器和幅度和噪聲方差估計(jì)模塊的輸出，進(jìn)行再一次迭代解碼，并輸出外信息；在達(dá)到設(shè)定的迭代解碼次數(shù)時(shí)，輸出解碼值。
本發(fā)明的對(duì)于具有輸出外信息的編碼調(diào)制系統(tǒng)的迭代解調(diào)解碼裝置，其迭代解碼器可設(shè)于FPGA芯片上；初始相位估計(jì)模塊，M2M4估計(jì)器，相位/頻率跟蹤模塊，幅度和噪聲方差估計(jì)模塊和信道信號(hào)校正器設(shè)于DSP芯片中；各部分通過(guò)外部RAM進(jìn)行數(shù)據(jù)保存和傳輸。
初始相位估計(jì)模塊還可對(duì)信號(hào)進(jìn)行初始頻偏估計(jì)。具體可通過(guò)FFT算法進(jìn)行初始頻偏估計(jì)。
所述編碼為T(mén)URBO編碼或LDPC編碼；所述調(diào)制為BPSK調(diào)制或QPSK。
本發(fā)明提供了信道參數(shù)(信道相位、信號(hào)幅度、噪聲方差、剩余頻偏)未知下Turbo/LDPC編碼BPSK/QPSK調(diào)制的迭代解調(diào)解碼算法。基于聯(lián)合最大似然估計(jì)準(zhǔn)則，提出了信道參數(shù)(信道相位、信號(hào)幅度、噪聲方差、剩余頻偏)的最大似然估計(jì)準(zhǔn)則，并據(jù)此提出了信道相位/頻偏的跟蹤算法。在此基礎(chǔ)上進(jìn)一步根據(jù)迭代譯碼的特點(diǎn)，提出了一種能充分利用迭代外信息的信道參數(shù)最大似然估計(jì)算法，并據(jù)此得到相應(yīng)的信道相位/頻偏跟蹤算法。若利用本發(fā)明提出的信道參數(shù)估計(jì)和跟蹤算法對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行解調(diào)(這里“解調(diào)”一詞事實(shí)上是參數(shù)校正的意思)，則解調(diào)后的信號(hào)可看作是已知幅度和噪聲方差的AWGN信道，因而可采用AWGN信道下的標(biāo)準(zhǔn)迭代解碼算法(對(duì)Turbo碼而言可采用圖2算法)進(jìn)行有效解碼。
信道參數(shù)(信道相位、信號(hào)幅度、噪聲方差、剩余頻偏)未知下Turbo/LDPC編碼BPSK/QPSK系統(tǒng)的迭代解調(diào)解碼算法的整體方案見(jiàn)圖3。如圖所示，信息比特流先經(jīng)過(guò)Turbo/LDPC編碼器，編碼比特再經(jīng)過(guò)BPSK/QPSK調(diào)制發(fā)送到信道上，這里假設(shè)QPSK調(diào)制采用常用的Gray編碼。假設(shè)信道相位、信道幅度、噪聲方差、剩余頻偏未知，在理想位同步的假設(shè)下，接收到的等效低通復(fù)信號(hào)可表示為rk＝Askej(θ+kω)+wk(1)其中，A表示接收信號(hào)幅度，sk表示發(fā)送的BPSK(或者QPSK)信號(hào)，其取值于信號(hào)集{+1，-1}(或者{ejπ/4，-ejπ/4，e-jπ/4，-ejπ/4})，θ是信道未知相位，wk表示均值為0方差為2σ2的復(fù)高斯白噪聲。下面對(duì)BPSK和QPSK調(diào)制分別進(jìn)行討論，為簡(jiǎn)單起見(jiàn)，先討論無(wú)外信息的情形，然后再討論在Turbo/LDPC迭代解碼外信息輔助下如何更好地估計(jì)信道參數(shù)。
一、無(wú)外信息下的最大似然參數(shù)估計(jì)Turbo/LDPC迭代解碼首次迭代前就屬于這種情形。
假設(shè)BPSK調(diào)制，則在已知A，Δω，θ下接收信號(hào)rk的概率密度分別可表示為p(rk|A,Δω,θ)=12[p(rk|sk=+1,A,Δω,θ)+P(rk|sk=-1,A,Δω,θ)]]]>=(2πσ2)-1exp(-12σ2(|rk|2+A2))cosh(Aσ2Re[rke-j(θ+kΔω)])...(2)]]>其中Re[]和Im[]分別表示取實(shí)部和虛部，cosh()表示雙曲余旋函數(shù)。
假設(shè)信道未知參數(shù)在N個(gè)連續(xù)樣本內(nèi)保持不變，用r1N表示從時(shí)刻1到N的接收信號(hào)樣本。則對(duì)應(yīng)的條件概率密度為p(r1N|A,Δω,θ)=Πk=1Np(rk|A,Δω,θ)]]>=(2πσ2)-Nexp(-12σ2Σk=1N(|rk|2+A2))Πk=1Ncosh(Aσ2Re[rke-j(θ+kΔω)])...(3)]]>取p(r1N|A，Δω，θ)/A＝0，p(r1N|A，Δω，θ)/θ＝0，p(r1N|A，Δω，θ)/Δω＝0，可得未知參數(shù)A，Δω，θ的最大似然估計(jì)是以下方程的聯(lián)合解A=1NΣk=1Ntanh(Aσ2Re[rke-j(θ+kΔω)])Re[rke-j(θ+kΔω)];...(4)]]>0=1NΣk=1Ntanh(Aσ2Re[rke-j(θ+kΔω)])Im[rke-j(θ+kΔω)],...(5)]]>0=1NΣk=1Nk·tanh(Aσ2Re[rke-j(θ+kΔω)])Im[rke-j(θ+kΔω)]....(6)]]>下面考慮QPSK調(diào)制，相應(yīng)地用以下的條件概率密度p(rk|A,Δω,θ)=14[p(rk|sk=ejπ/4,A,Δω,θ)+p(rk|sk=-ejπ/4,A,Δω,θ)]]]>+14[p(rk|sk=e-jπ/4,A,Δω,θ)+p(rk|sk=-e-jπ/4,A,Δω,θ)]]]>=(4πσ2)-1exp(-12σ2(|rk|2+A2))[cosh(Aσ2Re[rke-j(θ+π/4+kΔω)])+cosh(Aσ2Re[rke-j(θ-π/4+kΔω)])]]]>=(2πσ2)-1exp(-12σ2(|rk|2+A2))cosh(Aσ212Re[rke-j(θ+kΔω)])+cosh(Aσ212Im[rke-j(θ+kΔω)])...(7)]]>
類(lèi)似于(3)，可得到lnp(r1N|A,Δω,θ)=Σk=1Nlnp(rk|A,Δω,θ)]]>≅-NA22σ2+Σk=1N(lncosh(Aσ212Re[rke-j(θ+kΔω)])+lncosh(Aσ212Im[rke-j(θ+kΔω)]))...(8)]]>取p(r1N|A，Δω，θ)/A＝0，p(r1N|A，Δω，θ)/θ＝0，p(r1N|A，Δω，θ)/Δω＝0，可得未知參數(shù)A，Δω，θ的最大似然估計(jì)是以下方程的聯(lián)合解A=1NΣk=1N{tanh(Aσ212Re[rke-jθk])12Re[rke-jθk]+tanh(Aσ212Im[rke-jθk])12Im[rke-jθk]};...(9)]]>0=1NΣk=1N{tanh(Aσ212Re[rke-jθk])12Im[rke-jθk]-tanh(Aσ212Im[rke-jθk])12Re[rke-jθk]};...(10)]]>0=1NΣk=1N{tanh(Aσ212Re[rke-jθk])12Im[rke-jθk]-tanh(Aσ212Im[rke-jθk])12Re[rke-jθk]};...(11)]]>其中，θk＝θ+kΔω。
二、迭代解碼外信息輔助的最大似然參數(shù)估計(jì)Turbo/LDPC迭代解碼第二次(及以后)迭代就屬于這種情形。
設(shè)Turbo/LDPC解碼第L次迭代解碼后提供了每個(gè)編碼比特的外信息為L(zhǎng)e(l)(dk)，如圖3所示該外信息又作為參數(shù)估計(jì)和跟蹤模塊的先驗(yàn)信息在用于第L+1次迭代前的參數(shù)估計(jì)和跟蹤以及相應(yīng)的信道參數(shù)修正。在外信息輔助下，編碼比特不再服從等概分布，對(duì)BPSK系統(tǒng)而言有Pr(dk=+1)=11+exp(-Le(l)(dk))=[exp(Le(l)(dk)/2)+exp(-Le(l)(dk)/2)]-1exp(Le(l)(dk)/2)∝exp(Le(l)dk/2)]]>Pr(dk=-1)=11+exp(Le(l)(dk))=[exp(Le(l)(dk)/2)+exp(-Le(l)(dk)/2)]-1exp(-Le(l)(dk)/2)∝exp(-Le(l)dk/2)---(12)]]>
將該不等概率分布納入(2-6)的推導(dǎo)，可得在有迭代解碼外信息輔助下未知參數(shù)A，Δω，θ的最大似然估計(jì)是以下方程的聯(lián)合解A=1NΣk=1Ntanh(Le(l)(dk)/2+Aσ2Re[rke-j(θ+kΔω)])Re[rke-j(θ+kΔω)];...(13)]]>0=1NΣk=1Ntanh(Le(l)(dk)/2+Aσ2Re[rke-j(θ+kΔω)])Im[rke-j(θ+kΔω)];...(14)]]>0=1NΣk=1Nk·tanh(Le(l)(dk)/2+Aσ2Re[rke-j(θ+kΔω)])Im[rke-j(θ+kΔω)];...(15)]]>對(duì)于QPSK調(diào)制，假設(shè)映射關(guān)系(d2k，d2k-1)為(+1，+1)π/4；(+1，-1)-π/4；(-1，+1)π-π/4；(-1，-1)π+π/4。
考慮外信息輔助帶來(lái)的先驗(yàn)概率的不等概分布特性，重復(fù)(7-11)的推導(dǎo)可得未知參數(shù)A，Δω，θ的最大似然估計(jì)是以下方程的聯(lián)合解 由(16-18)可以看出，將外信息設(shè)成0，可得到無(wú)外信息情形的最大似然估計(jì)(9-11)。對(duì)BPSK調(diào)制同樣有以上結(jié)論。因而下面只需討論有外信息輔助的最大似然估計(jì)。但是無(wú)論BPSK(13-15)或者QPSK(16-18)的聯(lián)合最大似然參數(shù)估計(jì)，求解以上討論的方程是非常復(fù)雜的，在實(shí)現(xiàn)上基本是不可能的。采用本發(fā)明提出的解決方案很好地解決了以上問(wèn)題。
本發(fā)明接收機(jī)框圖可見(jiàn)圖3。這里我們總假設(shè)剩余頻偏(相對(duì)于符號(hào)速率歸一化)比較小，典型值為100ppm(ppm表示百萬(wàn)分之一)，對(duì)較大頻偏可通過(guò)FFT算法來(lái)估計(jì)，可參考專利申請(qǐng)03137079.9和文獻(xiàn)[D.Taich and I.Bar-David，″Maximum-likelihood estimation of phase and frequency of MPSK signals，″IEEE Trans.Inform.Theory，vol.45，Nov.1999，pp.2652-2655]。為降低實(shí)現(xiàn)復(fù)雜性，本方案采用了導(dǎo)碼進(jìn)行初始相位估計(jì)。由于剩余頻偏較小，在導(dǎo)碼個(gè)數(shù)(假設(shè)為P)少時(shí)對(duì)估計(jì)精度影響不大。
1、初始相位估計(jì)條件加入少量導(dǎo)頻符號(hào)。
假設(shè)系統(tǒng)在每幀的開(kāi)始前連續(xù)發(fā)送P個(gè)導(dǎo)碼(Pilot Symbols)，為方便起見(jiàn)，可認(rèn)為是全1碼。則接收到的信號(hào)為r~v=ei(vω+θ)+wv,v=1,2,Λ,P]]>則初始相位估計(jì)為θ0=angle(Σv=1Pr~v)---(19)]]>這里angle(x)＝arctan(Im(x)/Re(x))表示求復(fù)數(shù)的相角。
在實(shí)際信道中，信道相位在一幀內(nèi)可能是緩慢變化的，這就需要進(jìn)行跟蹤。仔細(xì)考察(14)和(17)可知，當(dāng)估計(jì)的相位偏離真實(shí)相位時(shí)，函數(shù)((14)或(17)等式的右邊)隨偏離相位呈S曲線狀，而且研究發(fā)現(xiàn)該曲線對(duì)幅度估計(jì)A和噪聲方差估計(jì)σ2不敏感。因而本發(fā)明采用以下非數(shù)據(jù)輔助相位/頻偏跟蹤算法。
1.非數(shù)據(jù)輔助相位/頻偏跟蹤算法(1)BPSK情形θk+1=θk+ωk+α{tanh(Le(l)(dk)/2+Aσ2Re[rke-jθk])Im[rke-jθk]},...(20)]]>ωk+1＝ωk+β{θk+1-θk}。 (21)(2)QPSK情形
ωk+1＝ωk+β{θk+1-θk} (23)其中，α，β為跟蹤系數(shù)，一般可通過(guò)仿真確定其數(shù)值。對(duì)于首次迭代，由于沒(méi)有外信息，可直接將相應(yīng)的外信息設(shè)成0，θ0由導(dǎo)碼提供，初始剩余頻偏ω0＝0。由(20，22)可知，該跟蹤算法還需要知道參數(shù) 下面討論該參數(shù)的估計(jì)。
2.幅度和噪聲方差估計(jì)為接收方便起見(jiàn)，接收機(jī)首先對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行能量歸一化處理即使得1/NΣk=1N|rk|2=1.]]>下面在此基礎(chǔ)上討論幅度和噪聲方差估計(jì)。在首次迭代前，由于以上討論的相位/頻偏跟蹤需要幅度和噪聲方差估計(jì)，因而采用一種不依賴于信道相位和頻偏的幅度和噪聲方差估計(jì)可大大簡(jiǎn)化算法。并且由于本發(fā)明采用的相位/頻偏跟蹤算法對(duì)幅度和噪聲方差估計(jì)不敏感，因而對(duì)該估計(jì)的精度要求并不高，下面采用[D.R.Pauluzzi andN.C.Beaulieu，“A Comparison of SNR Estimation Techniques for the AWGNChannel，”IEEE Trans.Commun.，vol.COM-16，Oct.2000，pp.1681-1691]一文中采用的所謂的M2M4估計(jì)算法M2=1LΣk=1L|rk|2,M4=1LΣk=1L|rk|4....(24)]]>A0=(2M22-M4)14,...(25)]]>σ02=(M2-A02)/2....(26)]]>這樣，利用以上的粗估計(jì)可以執(zhí)行相位/頻偏估計(jì)和跟蹤算法。為進(jìn)一步提高系統(tǒng)性能，還可利用迭代算法對(duì)方程(13，16)進(jìn)行求解以求得幅度和噪聲方差的精確估計(jì)。如圖3所示，由M2M4估計(jì)方法(25，26)計(jì)算出幅度和噪聲方差的粗估計(jì)(A0，σ02)可有效用于信道相位/頻偏的跟蹤，跟蹤好的參數(shù)送導(dǎo)信道信號(hào)校正器執(zhí)行去信道相位操作即r~k=rkexp(-jθk)),]]>其中實(shí)時(shí)相位θk由相位/頻偏跟蹤模塊得到。為得到更精確的幅度/噪聲方差估計(jì)(以便譯碼器能更好的工作)，可采用下面的步驟作迭代計(jì)算。
幅度/噪聲方差估計(jì)迭代搜索算法流程(簡(jiǎn)稱為迭代幅度搜索算法AmVarEstimProg(Amin，Amax，I))步驟1)選擇幅度估計(jì)的最小和最大可能值A(chǔ)min和Amax，置最大迭代次數(shù)為I，并置初始迭代序號(hào)i＝0.
步驟2)計(jì)算Am＝(A1+A2)/2及σm2=(1-Am2)/2.]]>步驟3)計(jì)算BPSKf(Am)=Am-1NΣk=1Ntanh(Le(l)(dk)/2+Amσm2Re[r~k])Re[r~k];]]> 步驟4)假如f(Am)＞0，則更新A2＝Am.否則更新A1＝Am步驟5)置i＝i+1.如果i＝I，則輸出Am作為最終的幅度估計(jì)并輸出σm2=(1-Am2)/2]]>作為最終的噪聲方差估計(jì).否則轉(zhuǎn)到步驟2).
以上幅度/噪聲方差迭代估計(jì)器可以在每次迭代(Turbo或LDPC)解碼前運(yùn)行，這樣可充分利用解碼提供的外信息。但是如果每次解碼迭代時(shí)都運(yùn)行該幅度/噪聲方差迭代估計(jì)器會(huì)增加算法的復(fù)雜度。在實(shí)際實(shí)現(xiàn)時(shí)可靈活選取運(yùn)行該幅度/噪聲方差迭代估計(jì)器的時(shí)機(jī)和次數(shù)。在后面的實(shí)例中僅在迭代解碼前運(yùn)行了一次該模塊，而最終解碼性能已可滿意。
這樣，利用以上所述的幅度/噪聲方差迭代估計(jì)器可精確估計(jì)出幅度和噪聲方差，該估計(jì)結(jié)果再傳給信道相位/頻偏跟蹤模塊，從而得到更好的相位估計(jì)，最終相位跟蹤結(jié)果送到信道信號(hào)校正器，校正后的等效AWGN信號(hào)可用已有的軟入軟出解碼算法進(jìn)行迭代解碼。
本發(fā)明基于無(wú)數(shù)據(jù)輔助下的聯(lián)合最大似然參數(shù)估計(jì)提出了BPSK/QPSK調(diào)制的一種相位/頻偏跟蹤模塊，它的典型特征是可充分利用迭代解碼提供的外信息，而且對(duì)幅度和方差估計(jì)誤差不敏感。本發(fā)明提出了BPSK/QPSK調(diào)制系統(tǒng)的幅度和噪聲方差迭代估計(jì)模塊，它的典型特征是可充分利用迭代解碼提供的外信息，并可根據(jù)具體應(yīng)用靈活選擇應(yīng)用次數(shù)，從而達(dá)到很好的性能/復(fù)雜性折衷。另外，本發(fā)明采用了一種簡(jiǎn)單的幅度和噪聲方差初始估計(jì)模塊，該模塊可在不知道信道相位和頻偏下工作，應(yīng)用該模塊提供的幅度和噪聲方差粗估計(jì)可用來(lái)給相位/頻偏跟蹤模塊提供啟動(dòng)參數(shù)。
本發(fā)明主要解決了頻偏和相位未知信道下編碼BPSK/QPSK調(diào)制系統(tǒng)的迭代解調(diào)解碼問(wèn)題，特別地，它適用于Turbo/LDPC編碼BPSK/QPSK調(diào)制系統(tǒng)。
本發(fā)明提出的相位/頻偏跟蹤模塊與系統(tǒng)所用的具體信道編碼方式無(wú)關(guān)，因而適用廣泛?？蛇m用于卷積碼、Turbo碼、LDPC碼等典型好碼。若解碼能提供外信息，則該相位/頻偏跟蹤模塊能充分利用該外信息提高性能。另外，本發(fā)明的相位/頻偏跟蹤模塊不需要知道調(diào)制信息(無(wú)數(shù)據(jù)輔助)，大大提高了信道利用率。
本發(fā)明的信道相位/頻偏跟蹤模塊有很強(qiáng)的參數(shù)跟蹤能力，因而放松了對(duì)初始信道參數(shù)估計(jì)精度的要求，可用現(xiàn)有的DSP技術(shù)或FPGA技術(shù)硬件實(shí)現(xiàn)。
本發(fā)明提出的幅度/噪聲方差估計(jì)模塊采用迭代搜索算法求解最大似然估計(jì)方程，從而有實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單、精度高的優(yōu)點(diǎn)。本發(fā)明的幅度/噪聲方差估計(jì)模塊不需要知道調(diào)制信息(無(wú)數(shù)據(jù)輔助)，提高了信道利用率。
本發(fā)明利用少量的導(dǎo)頻符號(hào)，給出了信道相位的初始估計(jì)算法。參數(shù)的估計(jì)精度一般能保證本發(fā)明的相位/頻偏跟蹤模塊、幅度和噪聲方差模塊能在典型的衛(wèi)星信道上能可靠工作。
本發(fā)明的優(yōu)點(diǎn)與積極效果總結(jié)如下1.本發(fā)明提供的迭代解調(diào)解碼方案的特點(diǎn)是解調(diào)和解碼基本獨(dú)立，兩者通過(guò)外信息進(jìn)行信息交互而不斷提高性能；2.本發(fā)明提供的方案簡(jiǎn)單實(shí)用，易于數(shù)字實(shí)現(xiàn)；3.本發(fā)明提供的相位/頻偏跟蹤模塊與系統(tǒng)所用的具體信道編碼方式無(wú)關(guān)，因而適用廣泛，可適用于卷積碼、Turbo碼、LDPC碼等典型好碼；4.本發(fā)明提供的相位/頻偏跟蹤模塊在解碼能提供外信息的條件下能充分利用該外信息提高性能；5.本發(fā)明提供的相位/頻偏跟蹤模塊不需要知道調(diào)制信息(無(wú)數(shù)據(jù)輔助)，大大提高了信道利用率；6.本發(fā)明提供的相位/頻偏跟蹤模塊有很強(qiáng)的參數(shù)跟蹤能力，因而放松了對(duì)初始信道參數(shù)估計(jì)精度的要求；7.本發(fā)明提供的相位/頻偏跟蹤模塊對(duì)幅度和方差估計(jì)誤差不敏感，采用簡(jiǎn)單的M2M4方法提供的幅度和噪聲方差估計(jì)可以很好地啟動(dòng)該模塊運(yùn)行；8.本發(fā)明提供的幅度/噪聲方差估計(jì)模塊采用迭代算法求解最大似然估計(jì)方程，從而有實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單、精度高的優(yōu)點(diǎn)；9.本發(fā)明提供的幅度/噪聲方差估計(jì)模塊不需要知道調(diào)制信息(無(wú)數(shù)據(jù)輔助)，大大提高了信道利用率。
本發(fā)明應(yīng)用于典型的恒參衛(wèi)星信道，能獲得逼近理想AWGN信道下Turbo碼的性能。


圖1Turbo-code編碼器結(jié)構(gòu)；圖2Turbo-code迭代譯碼器結(jié)構(gòu)；圖3頻偏和相位未知下Turbo/LDPC編碼BPSK/QPSK調(diào)制的迭代解碼算法框圖；圖4實(shí)例的DSP+FPGA開(kāi)發(fā)結(jié)構(gòu)；圖5實(shí)例所用的RSC編碼器；圖6實(shí)例的BPSK接收機(jī)系統(tǒng)性能；圖中橫坐標(biāo)為比特信噪比Eb/N0，縱坐標(biāo)為誤比特率(BER)，圖中4條曲線由上而下分別表示本發(fā)明算法第4次迭代，理想相干接收第4次迭代，本發(fā)明算法第12次迭代，理想相干接收第12次迭代解碼后的性能；圖7實(shí)例的QPSK接收機(jī)系統(tǒng)性能；圖中橫坐標(biāo)為比特信噪比Eb/N0，縱坐標(biāo)為誤比特率(BER)，圖中4條曲線由上而下分別表示本發(fā)明算法第1，4，8，12次迭代解碼后的性能；
具體實(shí)施例方式這里基于Alter公司的CPLD芯片EP20K400EBC652-2X，給出在典型的頻偏和相位未知信道下采用第三代移動(dòng)通信系統(tǒng)IMT-2000高速率業(yè)務(wù)中建議的Turbo碼的解調(diào)解碼算法的開(kāi)發(fā)實(shí)例。本實(shí)例的FPGA+DSP實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)見(jiàn)圖4，實(shí)現(xiàn)主時(shí)鐘為32MHz，允許的解碼速率為115.2kbps。系統(tǒng)另有2塊外部RAM和一塊DSP芯片(TMSC5402)，Turbo解碼模塊在CPLD芯片中硬件實(shí)現(xiàn)，而圖3所示接收機(jī)的其他模塊都在DSP中軟件化實(shí)現(xiàn)。在對(duì)圖4作出進(jìn)一步說(shuō)明之前，我們先給出實(shí)例中選用的Turbo碼的具體編碼參數(shù)。
本實(shí)例選用第三代移動(dòng)通信系統(tǒng)IMT-2000高速率業(yè)務(wù)的信道編碼。選用建議中的Turbo碼由兩個(gè)相同的遞歸卷積子碼構(gòu)成，遞歸卷積子碼的生成多項(xiàng)式為(13，15，17)8，信息幀長(zhǎng)2280，交織長(zhǎng)度2298，總長(zhǎng)2304，編碼速率1/2。由IMT2000建議可知，該1/2速率的的Turbo碼是通過(guò)兩個(gè)RSC母碼經(jīng)級(jí)聯(lián)刪除而得。本實(shí)例選用的母碼如圖5所示。
Turbo碼編碼器中碼率調(diào)整是通過(guò)刪除一些校驗(yàn)比特來(lái)調(diào)整碼率。在表1中，“1”表示輸出，“0”表示刪除；(X，Y0，Y1)表示第一個(gè)RSC編碼器的輸出，其中X是信息位，Y0和Y1是校驗(yàn)位，(X’，Y’0，Y’1)表示第二個(gè)RSC編碼器的輸出，X’是信息位，Y’0和Y’1是校驗(yàn)位。
注意，對(duì)于1/2速率的Turbo碼，Y1和Y’1比特空置不用，在本實(shí)例的以下敘述中不計(jì)入刪除的范疇。刪除指示p僅用來(lái)特指Y0和Y’0比特的刪除情況(p＝0表示該比特被刪除，p＝1表示該比特沒(méi)被刪除)。
表1 非歸零比特的碼率調(diào)整

注對(duì)每種碼率，應(yīng)從上到下，從左到右讀取此表本實(shí)例中假設(shè)信道為典型的衛(wèi)星恒參信道，信道的初始?xì)w一化頻偏(相對(duì)于符號(hào)傳輸速率)ΔfT＝1e-4，即相當(dāng)于100ppm的最差情形，而信道未知相位為隨機(jī)選取的(0，2π)間的相位。算法參數(shù)選擇(1)為估計(jì)初始相位，所發(fā)送的導(dǎo)頻數(shù)目為每幀20個(gè)。
(2)M2M4估計(jì)器采用的符號(hào)長(zhǎng)度為2048；(3)相位/頻偏跟蹤器的參數(shù)選擇α＝0.5e-1，β＝1e-4；(4)幅度/噪聲方差估計(jì)器的參數(shù)選擇Amin＝0.001，Amax＝0.999；對(duì)以上情形的解調(diào)解碼整體框架見(jiàn)圖3。圖4給出了FPGA+DSP實(shí)現(xiàn)頻偏和相位未知下Turbo編碼BPSK/QPSK調(diào)制系統(tǒng)的迭代解調(diào)解碼算法硬件實(shí)現(xiàn)示意框圖，為了節(jié)省FPGA片內(nèi)資源，而且根據(jù)算法的實(shí)際情況——兩個(gè)軟入軟出子譯碼器(見(jiàn)圖2)不可能同時(shí)工作，在硬件實(shí)現(xiàn)的時(shí)候時(shí)分復(fù)用同一個(gè)軟入軟出模塊。
本發(fā)明的工作主要體現(xiàn)在DSP芯片中的處理算法。本實(shí)例采用的主要芯片由Altera公司的一片EP20K400EBC652-2X，TI公司的一片DSP芯片TMSC5402和外掛的2片RAM組成。其中，DSP芯片用于完成以下模塊的功能初始相位估計(jì)模塊、M2M4估計(jì)器、相位和頻率跟蹤模塊、幅度/噪聲方差估計(jì)模塊、信道信號(hào)校正器，其核心是相位和頻率跟蹤模塊、幅度/噪聲方差估計(jì)模塊。
FPGA硬件實(shí)現(xiàn)的Turbo譯碼器和DSP實(shí)現(xiàn)的各功能模塊通過(guò)外部RAM-A進(jìn)行交互，互相傳遞必要的數(shù)據(jù)。
而Turbo譯碼算法的軟入軟出模塊中有四個(gè)主要部分前向狀態(tài)度量計(jì)算模塊(FSMC)、后向狀態(tài)度量計(jì)算模塊(RSMC)、對(duì)數(shù)似然比計(jì)算模塊(LLRC)和支路度量計(jì)算模塊(BMC)。而2片外部RAM(-A、-B)用來(lái)存儲(chǔ)FSMC模塊和RSMC模塊的中間計(jì)算結(jié)果。其中，外部RAM-A用來(lái)存儲(chǔ)來(lái)自信道的幀數(shù)據(jù)(接收采樣)，DSP芯片計(jì)算所得的初始參數(shù)估計(jì)也存儲(chǔ)在該片RAM上。
具體FSMC和RSMC的計(jì)算結(jié)構(gòu)是很相似的，詳見(jiàn)專利申請(qǐng)(申請(qǐng)?zhí)?3137079.9)。
圖3中的接收機(jī)方案除Turbo解碼模塊外都在DSP芯片中實(shí)現(xiàn)，其具體實(shí)現(xiàn)流程可歸結(jié)為以下的步驟1.初始化系統(tǒng)，并設(shè)置系統(tǒng)參數(shù)P＝20，L＝2048，α＝0.5e-1，β＝le-4，Amin＝0.001，Amax＝0.999，I＝10，AmVarStart＝0(表征幅度/噪聲方差估計(jì)模塊啟動(dòng)的次數(shù))，t＝0(表征Turbo譯碼迭代次數(shù))；設(shè)置所有編碼比特的外信息為0(即沒(méi)有任何先驗(yàn)知識(shí))。
2.對(duì)每一幀提取出導(dǎo)碼(Pilot Symbols)并利用公式(19)計(jì)算信道初始相位θ0，具體實(shí)現(xiàn)可在數(shù)字號(hào)處理(DSP)芯片上執(zhí)行(一般可采用查表法實(shí)現(xiàn)函數(shù)arctan())，計(jì)算出的結(jié)果送到相位/頻偏跟蹤模塊。
3.M2M4估計(jì)器根據(jù)公式(24-26)計(jì)算并得到幅度和噪聲方差的粗估計(jì)，該計(jì)算可在DSP芯片中直接完成，計(jì)算出的粗估計(jì)送到相位/頻偏跟蹤模塊。
4.系統(tǒng)測(cè)試參數(shù)AmVarStart，若檢測(cè)到AmVarStart＝0，相位/頻偏跟蹤模塊選擇以下輸入?yún)?shù)M2M4估計(jì)器輸出的幅度和噪聲方差粗估計(jì)值、初始相位估計(jì)值；若檢測(cè)到AmVarStart＝1，相位/頻偏跟蹤模塊選擇以下輸入?yún)?shù)幅度/噪聲方差估計(jì)模塊輸出的幅度和噪聲方差精估計(jì)值、初始相位估計(jì)值；該模塊在選擇完參數(shù)后對(duì)信道接收信號(hào)和輸入的外信息根據(jù)公式(20，21)(BPSK)或(22，23)(QPSK)進(jìn)行處理得到一幀內(nèi)所有時(shí)刻信道相位的估計(jì)值(即實(shí)時(shí)相位跟蹤值)θk，k＝1，2，...，N并傳送給信道信號(hào)校正模塊。
5.信道信號(hào)校正模塊接收到相位/頻偏跟蹤模塊傳來(lái)的實(shí)時(shí)相位跟蹤值θk，k＝1，2，...，N，作信號(hào)校正操作即r~k=rkexp(-jθk),]]>k＝1，2，...，N，同時(shí)啟動(dòng)幅度/噪聲方差估計(jì)模塊。
6.系統(tǒng)測(cè)試參數(shù)AmVarStart，若檢測(cè)到AmVarStart＝1，則幅度/噪聲方差模塊不再啟動(dòng)，系統(tǒng)繼續(xù)執(zhí)行步驟7。若檢測(cè)到AmVarStart＝0，則幅度/噪聲方差估計(jì)模塊接收到啟動(dòng)信號(hào)后開(kāi)始工作，采用幅度/噪聲方差估計(jì)迭代搜索算法流程AmAarEstimProg(Amin，Amax，I)處理來(lái)自信號(hào)校正模塊的信號(hào)并輸出幅度/噪聲方差的精確估計(jì)值，更新AmVarStart＝AmVarStart+1，并跳轉(zhuǎn)到步驟4。
7.Turbo解碼器接收來(lái)自信道信號(hào)校正模塊的等效AWGN信號(hào)并開(kāi)始一次迭代譯碼工作，并輸出外信息。
8.若迭代次數(shù)t等于預(yù)先設(shè)定的迭代次數(shù)，則輸出譯碼值，否則置t＝t+1，轉(zhuǎn)到4繼續(xù)執(zhí)行。
該實(shí)例在典型恒參信道下的經(jīng)12次迭代下的性能見(jiàn)圖6和圖7，由圖6和7可知1.采用BPSK調(diào)制，4到12次迭代下，頻偏和相位未知下的本文算法和理想AWGN下的性能僅相差0.2dB以內(nèi)，采用QPSK調(diào)制比理想AWGN下的接收機(jī)相差約0.4dB。
2.算法復(fù)雜度本發(fā)明算法復(fù)雜度相比AWGN譯碼算法相差不大，不超過(guò)1倍。
雖然參考其中特定的具體實(shí)施例對(duì)本發(fā)明進(jìn)行了圖示和說(shuō)明，但是，本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員將會(huì)理解，在不脫離本發(fā)明附加的權(quán)利要求所定義的精神和范圍的情況下，可以對(duì)本發(fā)明進(jìn)行形式和細(xì)節(jié)上的各種修改。
權(quán)利要求
1.對(duì)于具有輸出外信息的編碼調(diào)制系統(tǒng)的迭代解調(diào)解碼方法，其步驟包括1)對(duì)接收到的經(jīng)編碼和調(diào)制的信號(hào)進(jìn)行初始相位估計(jì)；2)采用M2M4估計(jì)算法對(duì)幅度和噪聲方差進(jìn)行粗估計(jì)；3)根據(jù)上述初始相位估計(jì)值，和上述幅度和噪聲方差粗估計(jì)值采用非數(shù)據(jù)輔助相位/頻偏跟蹤算法進(jìn)行相位和頻偏跟蹤，得到實(shí)時(shí)相位跟蹤值；4)按照上述實(shí)時(shí)相位跟蹤值進(jìn)行信道信號(hào)校正，輸出等效AWGN信號(hào)；5)根據(jù)上述等效AWGN信號(hào)，采用迭代幅度搜索算法進(jìn)行幅度和噪聲方差精估計(jì)；6)根據(jù)上述初始相位估計(jì)值，和上述幅度和噪聲方差精估計(jì)值再啟動(dòng)非數(shù)據(jù)輔助相位/頻偏跟蹤算法進(jìn)行相位和頻偏跟蹤，得到實(shí)時(shí)相位跟蹤值；7)按照上述實(shí)時(shí)相位跟蹤值進(jìn)行信道信號(hào)校正，輸出等效AWGN信號(hào)；8)解碼器接收上述等效AWGN信號(hào)，和上述幅度和噪聲方差精估計(jì)值，完成一次迭代解碼工作，并輸出外信息；9)在尚未達(dá)到設(shè)定的幅度和噪聲方差精估計(jì)次數(shù)時(shí)，根據(jù)上述等效AWGN信號(hào)和上述外信息再次啟動(dòng)迭代幅度搜索算法進(jìn)行幅度和噪聲方差精估計(jì)；10)根據(jù)上述初始相位估計(jì)值，上述幅度和噪聲方差精估計(jì)值，和上述外信息啟動(dòng)非數(shù)據(jù)輔助相位/頻偏跟蹤算法進(jìn)行相位和頻偏跟蹤，得到實(shí)時(shí)相位跟蹤值；11)按照上述實(shí)時(shí)相位跟蹤值進(jìn)行信號(hào)校正，輸出等效AWGN信號(hào)；12)解碼器接收上述等效AWGN信號(hào)，并根據(jù)上述幅度和噪聲方差精估計(jì)值完成又一次迭代解碼工作，并輸出外信息；13)在迭代解碼次數(shù)達(dá)到預(yù)定的次數(shù)時(shí)，輸出解碼值，否則重復(fù)9)-12)。
2.如權(quán)利要求1所述的對(duì)于具有輸出外信息的編碼調(diào)制系統(tǒng)的迭代解調(diào)解碼方法，其特征在于所述1)還對(duì)接收到的經(jīng)編碼和調(diào)制的信號(hào)進(jìn)行初始頻偏估計(jì)。
3.如權(quán)利要求2所述的對(duì)于具有輸出外信息的編碼調(diào)制系統(tǒng)的迭代解調(diào)解碼方法，其特征在于所述1)通過(guò)FFT算法進(jìn)行初始頻偏估計(jì)。
4.如權(quán)利要求1所述的對(duì)于具有輸出外信息的編碼調(diào)制系統(tǒng)的迭代解調(diào)解碼方法，其特征在于所述編碼為T(mén)URBO碼或LDPC碼。
5.如權(quán)利要求1所述的對(duì)于具有輸出外信息的編碼調(diào)制系統(tǒng)的迭代解調(diào)解碼方法，其特征在于所述調(diào)制為BPSK調(diào)制或QPSK調(diào)制。
6.一種對(duì)于具有輸出外信息的編碼調(diào)制系統(tǒng)的迭代解調(diào)解碼裝置，包括迭代解碼器，初始相位估計(jì)模塊，M2M4估計(jì)器，相位/頻率跟蹤模塊，幅度和噪聲方差估計(jì)模塊，信道信號(hào)校正器，其特征在于初始相位估計(jì)模塊對(duì)接收到的編碼調(diào)制信號(hào)進(jìn)行初始相位估計(jì)；M2M4估計(jì)器對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行幅度和噪聲方差粗估計(jì)；首次迭代解碼前相位/頻率跟蹤模塊接收初始相位估計(jì)模塊的輸出和M2M4估計(jì)器的輸出對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行相位和頻偏跟蹤，并將結(jié)果輸出到信道信號(hào)校正器；信道信號(hào)校正器接收相位/頻率跟蹤模塊的輸出，對(duì)信號(hào)進(jìn)行校正；幅度和噪聲方差估計(jì)模塊接收信道信號(hào)校正器的輸出進(jìn)行幅度和噪聲方差精估計(jì)，并輸出到迭代解碼器和相位/頻率跟蹤模塊；相位/頻率跟蹤模塊接收幅度和噪聲方差估計(jì)模塊的輸出再進(jìn)行相位和頻偏跟蹤并輸出到信道信號(hào)校正器；信道信號(hào)校正器接收相位/頻率跟蹤模塊的輸出，對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行校正，并輸出到迭代解碼器；迭代解碼器接受信道信號(hào)校正器和幅度和噪聲方差估計(jì)模塊的輸出，進(jìn)行迭代解碼，并輸出外信息；完成一次迭代解碼后在尚未達(dá)到設(shè)定的幅度和噪聲方差估計(jì)模塊估計(jì)次數(shù)時(shí)，幅度和噪聲方差估計(jì)模塊接收信道信號(hào)校正器的輸出和迭代解碼器的外信息進(jìn)行幅度和噪聲方差精估計(jì)，并輸出到迭代解碼器和相位/頻率跟蹤模塊；相位/頻率跟蹤模塊接收幅度和噪聲方差估計(jì)模塊的輸出，和迭代解碼器輸出的外信息再進(jìn)行相位/頻偏跟蹤并輸出到信道信號(hào)校正器；信道信號(hào)校正器接收相位/頻率跟蹤模塊的輸出，對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行校正，并輸出到迭代解碼器；迭代解碼器接受信道信號(hào)校正器和幅度和噪聲方差估計(jì)模塊的輸出，進(jìn)行再一次迭代解碼，并輸出外信息；在達(dá)到設(shè)定的迭代解碼次數(shù)時(shí)，輸出解碼值。
7.如權(quán)利要求6所述的對(duì)于具有輸出外信息的編碼調(diào)制系統(tǒng)的迭代解調(diào)解碼裝置，其特征在于迭代解碼器設(shè)于FPGA芯片上；初始相位估計(jì)模塊，M2M4估計(jì)器，相位/頻率跟蹤模塊，幅度和噪聲方差估計(jì)模塊和信道信號(hào)校正器設(shè)于DSP芯片中；各部分通過(guò)外部RAM進(jìn)行數(shù)據(jù)保存和傳輸。
8.如權(quán)利要求6所述的對(duì)于具有輸出外信息的編碼調(diào)制系統(tǒng)的迭代解調(diào)解碼裝置，其特征在于初始相位估計(jì)模塊還對(duì)信號(hào)進(jìn)行初始頻偏估計(jì)。
9.如權(quán)利要求8所述的對(duì)于具有輸出外信息的編碼調(diào)制系統(tǒng)的迭代解調(diào)解碼裝置，其特征在于初始相位估計(jì)模塊通過(guò)FFT算法進(jìn)行初始頻偏估計(jì)。
10.如權(quán)利要求6所述的對(duì)于具有輸出外信息的編碼調(diào)制系統(tǒng)的迭代解調(diào)解碼裝置，其特征在于所述編碼為T(mén)URBO編碼或LDPC編碼；所述調(diào)制為BPSK調(diào)制或QPSK。
全文摘要
本發(fā)明涉及對(duì)于具有輸出外信息的編碼調(diào)制系統(tǒng)的迭代解調(diào)解碼方法及裝置。初始相位估計(jì)模塊根據(jù)導(dǎo)碼估計(jì)出相位的初始值，同時(shí)M2M4估計(jì)器得到幅度和噪聲方差粗估計(jì)，該粗估計(jì)和初始相位估計(jì)值啟動(dòng)相位/頻偏跟蹤模塊，跟蹤模塊輸出跟蹤相位到信道信號(hào)校正器，信道信號(hào)校正器輸出到幅度/噪聲方差估計(jì)模塊啟動(dòng)其工作得到更精確的幅度和噪聲方差估計(jì)，信道信號(hào)校正器的輸出和幅度/噪聲方差的精確估計(jì)結(jié)果送到迭代解碼器完成一次迭代解調(diào)解碼過(guò)程。迭代解碼的外信息可啟動(dòng)相位/頻偏估計(jì)模塊和幅度/噪聲方差估計(jì)模塊進(jìn)行下一次迭代解調(diào)解碼。解決了頻偏和相位未知信道下Turbo/LDPC編碼BPSK/QPSK調(diào)制系統(tǒng)的迭代解調(diào)解碼問(wèn)題?？蓮V泛應(yīng)用于無(wú)線和衛(wèi)星通信技術(shù)領(lǐng)域。
文檔編號(hào)H03M13/00GK1543088SQ20031010354
公開(kāi)日2004年11月3日 申請(qǐng)日期2003年11月7日 優(yōu)先權(quán)日2003年11月7日
發(fā)明者吳曉富, 崔龍, 項(xiàng)海格 申請(qǐng)人:中國(guó)人民解放軍理工大學(xué)通信工程學(xué)院