專利名稱：起動信號輸出電路和確定電路的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種具有RF/DC轉換電路的起動信號輸出電路，該RF/DC轉換電路輸入指定頻率的射頻功率(RF)并輸出直流電位(DC)，以及一種對起動信號輸出電路等等非常有用的確定電路。
在此，直流電位(DC)表示在由檢測二極管在如下時間周期期間檢測的檢測電位的基礎上產(chǎn)生的輸出電位，在所述時間周期內(nèi)通過射頻功率(RF)的波形的包絡而確定的波形的電平(振幅)基本上具有恒定值或更大值。
因此，在射頻功率(RF)間歇地到達或周期性地到達的情況下，直流電位(DC)的波形能夠變成周期性的。當然，即使是在例如直流電位(DC)按照此種方式周期性地或間歇地波動的情況下，本發(fā)明當然也是有用的。
也就是說，當將要檢測的射頻功率(RF)的自身功率電平是波動的或間歇性的時，直流電位(DC)必然也是波動的或間歇性的。在下文中，此種電位應該被包括在上述直流電位(DC)中。
背景技術：
在日本專利No.2,561,023、日本專利No.2,605,827和JP-A-4-291167中描述的發(fā)明均涉及基于二極管檢波的射頻檢測技術。圖36和37是舉例說明現(xiàn)有技術中的射頻檢測電路的電路圖。為了將射頻功率轉換成直流，例如采用利用圖36或圖37中的二極管D實現(xiàn)的半波整流操作。在這種場合中，例如為了考慮低功耗而將直流偏置限制到約1μA，當采用3V的電源電壓時在圖36和37中的任何一個情況下，需要把幾MΩ量級的電阻器作為在檢測電路中使用的電阻器。
圖38是舉例說明現(xiàn)有技術的通用或典型的起動信號輸出電路的布局的電路圖，且該電路布局使得將圖37中的檢波器電路和通用的差分放大器組合在一起。對于這類現(xiàn)有技術中的裝置，在例如日本專利No.3,202,624和JP-A-10-56333中也提出了申請。在圖38中的電路布局中，在匹配電路(MC)內(nèi)部的信號傳送線上串聯(lián)布置圖37中的電容器C00。
其間，作為確定輸入電位的電平的現(xiàn)有技術的確定電路，例如存在一種通常且廣為熟知的電路，在“Guide to Electronic circuit Work forLearning by Fabrication(從制造中學習電子電路工作的指南)”(由Seiichi Inoue所著，Sougou-Denshi Shuppan出版)中對該電路作了描述。在圖39A和39B中所示的是現(xiàn)有技術的確定電路(檢波器和檢測電路)。此外，圖39C是示出圖39B的電路圖中所示的檢測電路的輸出的變化狀態(tài)的波形圖。該電路圖示出了超聲波測距設備的檢測電路。如圖39B所例示，現(xiàn)有技術中的確定過程是利用比較器來執(zhí)行的，其中利用需要mA量級的電流的運算放大器來對該比較器進行配置。
然而，在電池供電等等的前提下，當采用需要mA量級電流的運算放大器時，難以按要求降低功耗。此外，當例如執(zhí)行眾所周知的外差式檢波時，能夠檢測出約-60dBm的低電平無線電波功率。然而，在這樣一種設備中，信號發(fā)生器、LNA、混頻器等等必須總是操作，因此，難以抑制在待機時間周期期間的功耗。由此，也不能達到目標的低功耗。另一方面，現(xiàn)有技術的基于二極管的檢測方案難以提高檢測靈敏度。這些情況將成為難以實現(xiàn)檢波器電路的高靈敏度和低功耗之間的兼容性的主要原因。
此外，為了制造具有更廣泛應用的起動信號輸出電路并將它投入實際的使用中，除上述各種問題之外還需要解決下列兩個問題(1)對溫度環(huán)境的適應性的問題在例如將起動信號輸出電路用于ETC或“智能板”的情況下，期望該起動信號輸出電路在約-30℃至+60℃的溫度范圍內(nèi)應該可應用。
(a)對于電源電壓降低的抗擾性圖40是舉例說明市場上可得到的鋰電池的放電-溫度特性曲線的視圖。所述電池是圓柱形二氧化錳鋰電池。它的額定電壓是3V，假定的連續(xù)標準負載是20mA，并且工作溫度范圍是-40℃至+70℃。該圖中所示的是在放電負載被設置為60Ω的情況下，在約30個小時的范圍內(nèi)測量的輸出電位時所獲得的結果。正如從圖40所看到的那樣，干電池的輸出電壓極大程度上取決于溫度，而且在其使用的某些情況下，它變得顯著地低于在正常溫度下的電池的初始電壓。
因此，應該理解的是在企圖利用電池供電的情況下，特別是例如在寒冷地區(qū)中電池被假設用于期望的起動信號輸出電路的情況下，需要對于電源電壓降低的強抗擾性。
其間，當考慮電路操作時，檢測二極管的直流分量需要在起動信號輸出電路中被放大。因此，需要直接地連接現(xiàn)有技術示例(圖38)中的二極管檢測電路的輸出點P1和放大器的輸入點P2。其結果是，無法使檢測二極管和放大器的偏置獨立。因此，為了即使是在電池提供的電源電壓Vcc已下降時也使所檢測到的輸出保持穩(wěn)定，需要隨著電源電壓相對于時間的降低而降低二極管檢測電路的輸出點P1的電位、放大器側上的輸入點P2的電位以及在放大器中使用的偏置電壓Vbb，同時它們總是以平衡方式被保持。
例如在圖38中所示的起動信號輸出電路900中，即使是在適當?shù)卦O置電阻器R1和R2的電阻以便二極管檢測電路和放大器可以合適地以某一特定值的電源電壓Vcc來進行操作的情況下，在電源電壓Vcc變低時偏置狀態(tài)也會發(fā)生變化。
然而，在這種場合中，除非放大器的偏置依照與二極管檢測電路的偏置類似的平衡方式合適地降低，否則當電源電壓Vcc極大地降低時，起動信號輸出電路900整體上就不能正確地進行操作。也就是說，擔心在某些情況下不具備能克服這類與電源的輸出電壓的降低有關的問題的靈活對應機制(平衡功能)的現(xiàn)有技術配置的電路(示例圖38中的起動信號輸出電路900)會錯誤地操作。
即使可以進行準確地操作，但是在那種場合下電源電壓的合適范圍窄，由此在把電池用作為電源的情況下，工作時間周期會縮短。
(b)對于噪聲的抗擾性此外，在高溫環(huán)境下，正如在例如將MOSFET用于電路的情況下經(jīng)常會觀測到的那樣，在電路內(nèi)容易產(chǎn)生熱噪聲、閃爍噪聲等。因此，起動信號輸出電路需要具備對于在電路內(nèi)形成的噪聲的預定抗擾性。也就是說，為了實現(xiàn)即使在例如上面所述的較寬溫度范圍的環(huán)境下其靈敏度也高的起動信號輸出電路，對于內(nèi)部噪聲需要保證高的信噪比。
(2)確定電路的功耗問題在從射頻轉換成直流之后，需要確定電路確定ON/OFF(信號是否已經(jīng)到達)。正如同樣從圖39B中的上述電路布局中看到的那樣，這類確定電路的添加導致功耗增加。也就是說，不容易總是以低電壓和低電流來操作整個期望的起動信號輸出電路。
作為在制造RF/DC轉換器時，被假定為可能需要mA量級電流的外圍設備，例如是用于保證偏置的DC-DC轉換器或調(diào)節(jié)器，和用于將從RF/DC轉換器輸出的結果放大且進行二值化的運算放大器或電壓比較器。然而，當采用其中外圍設備還必須總是工作的設備配置時，具有非常低的功耗的起動信號輸出電路無法被最終構造成整個設備。
而且，這類問題變成一個問題或者這類問題特別是在電池驅(qū)動的情況下出現(xiàn)。為了將整個電路的功耗抑制到低水平，因此起動信號輸出電路將需要包括一個具有低的自身功耗的專用確定電路。
此外，需要考慮高阻抗的問題。當在如圖37所例示的IC芯片上形成約幾MΩ的高阻抗時，電阻元件變長，由此需要大空間。其結果是，面對地的電阻元件的區(qū)域擴大。因此，在芯片上的電阻與基片內(nèi)的地之間出現(xiàn)寄生電容和寄生電阻，并且射頻功率泄漏到該基片。因此，利用這樣的簡單結構，二極管無法將例如處于5.8GHz的頻率和-60dBm的低電平的射頻功率轉換為直流。
此外，作為關于二極管檢波的其它問題，有人指出，由于在負載阻抗變高的情況下，二極管的陽極和陰極之間的施加電壓變小，所以無法將射頻功率轉換為直流，而且即使是在成功地將射頻功率轉換為直流的情況下，也不能辨別二極管的輸出電位波動是否可歸因于射頻功率的偏置或DC轉換的波動。
本發(fā)明正是為了解決上述問題而做出的，而且其一個目的就是實現(xiàn)一種尺寸小、靈敏度高且功耗低的起動信號輸出電路。
本發(fā)明的另一個目的是實現(xiàn)一種起始信號輸出電路，即使是在電池驅(qū)動的情況下，該起動信號輸出電路的工作溫度范圍也是寬的。
然而，上述的每一個目的都可以分別由稍后將要描述的若干發(fā)明的任何一個或至少一個來獨立實現(xiàn)，并且本申請的各個發(fā)明不必確保存在能夠同時解決所有上述問題的裝置。

發(fā)明內(nèi)容
本申請的第一個發(fā)明在于一種具有向其輸入指定頻率的射頻功率(RF)且從其中輸出直流電位(DC)的RF/DC轉換電路的起動信號輸出電路。所述轉換電路包括檢測/放大電路，該檢測/放大電路包括用于檢測射頻功率的檢測二極管Q1；用于放大檢測二極管Q1所輸出的電流的直流分量IQ1的晶體管TrL；和電流鏡電路，該電流鏡電路包括作為電路元件的晶體管TrL；晶體管TrL的基極電流IB與直流分量IQ1基本相同，并且晶體管TrL的發(fā)射極電流IE受限于該電流鏡電路。
此外，本申請的第二個發(fā)明在于在第一個發(fā)明的電流鏡電路中，基準晶體管，該基準晶體管的發(fā)射極端連接于預定接地點或饋電點且其具有預定的負載并由此來確定整個起動信號輸出電路的電流量；和多個附屬晶體管，其各個發(fā)射極端與基準晶體管的發(fā)射極端連接，并且其各個基極端分別連接于基準晶體管的基極端，由此來以基本上等同于基準晶體管的電流量的量來傳遞電流。
此外，本申請的第三個發(fā)明在于在第一個或第二個發(fā)明中，差分放大器。晶體管TrL形成布置在差分放大器的信號輸入部分中的差分晶體管對中的一個。利用電流鏡電路將流過差分放大器的總電流調(diào)節(jié)為基本上恒定的值。
此外，本申請的第四個發(fā)明在于在第三個發(fā)明中，不檢測射頻功率的非檢測二極管Q2。以至少邏輯上基本上對稱于檢測二極管Q1的方式來安置二極管Q2。雖然射頻功率未被輸入到起動信號輸出電路，但是非檢測二極管Q2的陰極端子向差分晶體管對的另一TrR的基極端輸出與檢測二極管Q1的陰極端子電壓相同的電壓。
表述“以至少邏輯上基本上對稱的方式”在此表示電路不必總是在物理上處于基本上對稱的狀態(tài)，而是在電路圖上是基本上對稱的電路形式就可以滿足。
此外，本申請的第五個發(fā)明在于在第四個發(fā)明中，以差分放大器為中心的差分電路的整個電路是以基本上對稱的方式加以配置的。
此外，本申請的第六個發(fā)明在于在第三個至第五個發(fā)明的任一個發(fā)明中，電流鏡電路的有源負載是由作為差分放大器的的負載使用的兩個MOSFET配置而成的。
此外，本申請的第七個發(fā)明在于在第六個發(fā)明中，MOSFET中的每一個被設置為柵極長度為至少1μm和柵極寬度為至少2μm。
此外，本申請的第八個發(fā)明在于在第一個至第七個發(fā)明的任一個發(fā)明中，匹配電路，該匹配電路與向其輸入射頻功率的檢測二極管Q1的第一端子側連接，以用于有效地輸入射頻功率。
此外，本申請的第九個發(fā)明在于在第一個至第八個發(fā)明的任一個發(fā)明中，短截線或諧振器連接于向其輸出功率的檢測二極管Q1的第二端子側，以便對于指定頻率可以使短截線或諧振器的兩個端子都短路。
此外，本申請的第十個發(fā)明在于在第一個至第九個發(fā)明的任一個發(fā)明中，所述檢測二極管Q1是由N-P-N型或P-N-P型晶體管構成的，所述晶體管的基極和集電極直接連接來作為向其輸入射頻功率的檢測二極管Q1的第一端子，而其發(fā)射極被用作為向其輸出射頻功率的檢測二極管Q1的第二端子。
此外，本申請的第十一個發(fā)明在于在第一個至第十個發(fā)明的任一個發(fā)明中，所述檢測/放大電路包括倍壓檢波器電路，其是按如下方式加以配置的，即位于用于射頻功率的輸入部分中的電容器C1的輸出端，以及其陽極射頻接地的二極管D1的陰極端與檢測二極管Q1的陽極端連接，且其另一端射頻接地的電容器C2的一端連接于檢測二極管Q1的陰極端。
在此，可以將電容器C1布置在檢測/放大電路和預定匹配電路之間，電容器C1可以被構造成檢測/放大電路的射頻功率輸入部分，或可以被構造成預定匹配電路的一部分。這樣的判定以僅僅限定(劃分)擴展成什么匹配電路或檢測/放大電路由什么擴展來的問題而結束。
此外，本申請的第十二個發(fā)明在于在第一個至第十一個發(fā)明的任一個發(fā)明中，在起動信號輸出電路的后級上安置使用CMOS的二值化電路，并且由該二值化電路對起動信號輸出電路的輸出信號進行二值化。
此外，本申請的第十三個發(fā)明在于，一種確定電路，其被配置成包括邏輯上基本對稱的差分放大器，并且該確定電路將輸入電平與基準電位進行比較。所述確定電路的特征在于對于以至少邏輯上基本上對稱的方式而彼此相對的一對負載電阻Ra和Rb，將其輸入電平相應于射頻功率的輸入的存在或不存在而波動的輸入波動側的負載電阻Ra設置成比在確定標準輸入側上的負載電阻Rb更低，其中該對負載電阻對流過差分放大器的電流進行調(diào)節(jié)，同時構成差分放大器的負載部分。
此外，本申請的第十四個發(fā)明在于，在第十三個發(fā)明中，負載電阻Ra和負載電阻Rb之間的差ΔR(＝Rb-Ra＞0)是可以根據(jù)需要來調(diào)節(jié)的，由此來自由地設置輸出電位相對于輸入電位的靈敏度。
此外，本申請的第十五個發(fā)明在于，在確定電路中，其被配置成包括邏輯上基本對稱的差分放大器，并且該確定電路將輸入電平與基準電位進行比較，用于調(diào)節(jié)流過差分放大器的電流的差分放大器的負載部分具有電流鏡電路配置，并且是用不對稱的有源負載來對負載部分加以配置。
此外，本申請的第十六個發(fā)明在于，在第十五個發(fā)明中，所述有源負載包括兩個雙極性晶體管。
此外，本申請的第十七個發(fā)明在于，在第十三個至第十六個發(fā)明的任一個發(fā)明中，所述差分放大器包括兩組放大電路，其中每一組都是由達林頓連接的兩個晶體管配置而成的，所述兩組放大電路以至少邏輯上基本上對稱的方式而彼此相對。
此外，本申請的第十八個發(fā)明在于，在第十三至第十七個發(fā)明的任一個發(fā)明中，在確定電路的后級上安置使用CMOS的二值化電路，并且所述二值化電路對確定電路所輸出的確定結果進行二值化。
此外，本申請的第十九個發(fā)明在于，在具有向其輸入指定頻率的射頻功率(RF)且從其中輸出直流電位(DC)的RF/DC轉換電路的起動信號輸出電路中，提供了如第十三至第十八個發(fā)明中任一個發(fā)明所述的確定電路。
此外，本申請的第二十個發(fā)明在于，在第一至第十二個發(fā)明的任一個發(fā)明中，提供了如第十三至第十八個實施例中任一個發(fā)明所述的確定電路。
此外，本申請的第二十一個發(fā)明在于，在第一至第十二個發(fā)明的任一個發(fā)明中或在第十九或第二十個發(fā)明的任一個發(fā)明中，提供了使用短截線、諧振器、電感器或濾波電容器的低通濾波器或低帶放大電路。由此，就用于檢測二極管Q1的檢測電位(δv)的直流電位(DC)的傳遞函數(shù)而言，提供了一種窄帶低通濾波器特性，該窄帶低通濾波器特性尤其在直流附近相對于頻率值突然單調(diào)下降。
鑒于本申請的上述發(fā)明，能夠有效地或合理地解決上述問題。本申請的這些發(fā)明所獲得的優(yōu)點如下所述。
作為本發(fā)明的最重要的特征部分，它具有通過采用如下電路布局來將檢波器電路并入到差分放大器中的重要性(主要特征1)，在所述電路布局中，還把用于調(diào)節(jié)差分放大器的偏置電壓或偏置電流的二極管用作為檢測二極管，還具有通過使用電流鏡電路來配置檢波器電路的偏置電流的重要性(主要特征2)。
現(xiàn)在，依照闡述各個發(fā)明的順序，將在描述主要特征1的功能和優(yōu)點之前首先描述由本申請的第一和第二發(fā)明提供的主要特征2。
根據(jù)本申請的第一個發(fā)明，利用電流鏡電路所確定的恒定電流來穩(wěn)定地控制流過檢測二極管Q1和晶體管TrL的偏置電流。也就是說，上述電路元件是通過由電流鏡電路從單個電源電壓穩(wěn)定饋送的電流來進行操作的，從而即使是當偏置電流因電源電壓的降低而降低時，也給電路元件饋送已經(jīng)相對降低的偏置電流。其結果是，能夠使電源電壓的可操作的下限值變得更低。因此，起動信號輸出電路變得不受溫度改變的影響，并且能夠延長其可操作的時間周期。
此外，將晶體管TrL和檢測二極管Q1連接起來，以使晶體管TrL的基極電流變成流過該檢測二極管Q1的電流。因此，能夠?qū)⒘鬟^檢測二極管Q1的偏置電流減少到流過晶體管TrL的電流的1/(電流放大系數(shù)β)。也就是說，由電流鏡電路將流過晶體管TrL的電流限制在一個小數(shù)值，由此能夠把檢測二極管Q1的偏置電流控制到等于該極限電流值的1/β的非常小的數(shù)值，并且允許利用電流鏡電路來進行穩(wěn)定控制。其結果是，能夠使用檢測二極管Q1的V-I特性曲線當中較高非線性的區(qū)域，由此射頻功率的整流值擴大。也就是說，能夠提高檢測靈敏度。
此外，利用所述配置使檢測二極管Q1的偏置電流非常小就等價于使檢測二極管Q1的負載阻抗非常大。在此，由于是通過檢測二極管Q1和晶體管TrL的連接關系來實現(xiàn)負載電阻的，因而大負載阻抗是利用微小的區(qū)域來成功地形成的，并且成為降低靈敏度的原因的寄生電容能夠得以減小。
由此，根據(jù)本申請的第一個發(fā)明，不必采用上述MΩ量級的具有寄生元件的大面積電阻，從而能夠消除射頻泄漏的問題。
舉例來說，可以通過像在本申請的第二個發(fā)明中那樣包含下列元件來實現(xiàn)電流鏡電路，所述被包含的元件包括基準晶體管，該基準晶體管用于通過使其發(fā)射極端連接于預定的接地點或饋電點并且具有預定的負載來確定整個起動信號輸出電路的電流量；以及多個附屬晶體管，該多個附屬晶體管分別通過使其各個發(fā)射極端連接于基準晶體管的發(fā)射極端和使其各個基極端連接于基準晶體管的基極端來以基本上等同于基準晶體管的電流量的量來傳遞電流。
例如，圖1中的晶體管Tr6形成電流鏡電路的一部分，并且它確定電流鏡電路的電流。在下文中，這類晶體管(Tr6)應被稱為電流鏡電路的“基準晶體管”。此外，以與電流鏡電路中的基準晶體管(Tr6)基本上相同的恒等量來傳遞電流的晶體管，例如圖1中的晶體管Tr5、Tr9和Tr11，應被稱為電流鏡電路的“附屬晶體管”。
現(xiàn)在，將描述上述的主要特征1。
根據(jù)本申請的第三個發(fā)明，安置了差分放大器，并且把晶體管TrL設置為差分放大器的差分晶體管對中的一個。利用電流鏡電路來把流過差分放大器的總電流控制成恒定的。因此，如同在第一發(fā)明中，能夠由電流鏡電路來穩(wěn)定控制流過包括檢測二極管Q1和晶體管TrL的差分放大器的偏置電流。因此，能夠在由電流鏡電路使偏置電流穩(wěn)定的同時基于單個電源電壓來將偏置電流饋送到差分放大器，結果是單個電路元件的偏置依照電源電壓的波動而均勻地變化。因此，實現(xiàn)了與在第一發(fā)明中相同的優(yōu)點。此外，由于使用了差分放大器，因此由檢測二極管Q1整流的直流電壓能夠被檢測為與根據(jù)依照電源電壓變化的基準電壓的差值，從而提高射頻信號的檢測靈敏度，并且提高相對于電源電壓波動的檢測穩(wěn)定性。
此外，根據(jù)本申請的第四個發(fā)明，在將基準電壓施加到差分放大器上的過程中，不檢測射頻功率的非檢測二極管Q2以對稱于檢測二極管Q1的方式與差分放大器連接。因此，在不檢測射頻信號的時間周期期間，能夠把差分輸出設置為零基準。此外，基于檢測二極管Q1而檢測出的檢測電壓和基準電壓都與電源電壓波動和溫度波動相一致地類似地變化，以使波動分量不包含在根據(jù)兩個電壓確定的差分輸出中，并且提高了檢測精度。其結果是，能夠使電源電壓的可操作的下限值仍然較低。
也就是說，根據(jù)本申請的第四個發(fā)明，在將差分放大器引入到檢測/放大電路(檢波/放大電路)中的情況下，能夠在射頻功率未到達的時間周期期間，使差分晶體管對的兩個偏置電位總是達到基本相同。因此，能夠可靠地排除電源電壓漂移對兩個偏置電位的不希望有的影響。
然而，以差分放大器為中心的電路布局不必總是如圖2中所例示的對稱配置。例如，在以圖2中的差分放大器為中心的電路布局中，虛線所包圍的部分(濾波電容器Ca和諧振器Reso)是位于根據(jù)本申請的第五個發(fā)明的左右對稱的布局中的，但是連接于差分晶體管對的右側晶體管TrR的基極端的濾波電容器Ca和諧振器Reso并不總是必需的。
實質(zhì)上，在此重要的是在射頻功率未到達的時間周期期間，差分晶體管對的兩個偏置電位保持為近似相同。當然，理想的情形是兩個偏置電位基本相同，但是它們處于電路正常操作的范圍內(nèi)就足夠了。例如通過像第五個發(fā)明中那樣將所采用的元件配置成左右對稱的結構，來使具有提供偏置電位且串聯(lián)位于供電路徑上的電阻器的元件的電阻保持基本相同，由此差分晶體管對的兩個偏置電位在射頻功率未到達的時間周期期間確實地達到基本相同。
此外，嚴格來講，具有這類電阻器的元件的電阻呈現(xiàn)溫度依賴性。然而，當將供電路徑上的電阻確定為提供偏置電位的元件位于左右對稱的結構中時，差分晶體管對的兩個偏壓電位總是在射頻功率未到達的時間周期期間確實地變成同一電位。因此，就可以可靠地避免上述缺陷，即由于諸如電源電壓降低之類的漂移因素而不合理地使輸出電位之差((檢測側的DC)-(基準DC))的符號反相。
此外，根據(jù)本申請的第五個發(fā)明，設計被配置為以差分放大器為中心的檢測/放大電路(檢波/放大電路)變得非常簡單。同樣，根據(jù)本申請的第五個發(fā)明，由于電路的對稱性，所以能夠確實地實現(xiàn)基于第四個發(fā)明的功能和優(yōu)點。
此外，根據(jù)本申請的第六個發(fā)明，能夠有效地構造差分放大器的負載而無需采用大面積的高阻抗。
此外，根據(jù)這樣的配置，能夠總是把在檢測電位側和比較基準側上流向差分晶體管對的電流(負載電流)控制到相同的量。
此外，對于MOSFET，閃爍噪聲嚴重是大家所熟知的。具體來講，例如從“RF CMOS circuit design technology(RF CMOS電路設計技術)”(由Nobuyuki Itoh編寫，并由Kabushiki-Kaisha Triceps出版)中可知擴大柵極長度和寬度是一種利用不同于制造過程中的加工方法的手段來降低閃爍噪聲的有效對策。也就是說，根據(jù)本申請的第七個發(fā)明，能夠有效地抑制MOSFET的閃爍噪聲。
此外，依照本申請的第八個發(fā)明和第九個發(fā)明，例如采用其中在匹配電路和諧振器之間插入檢測二極管的配置，由此能夠有效地將期望的射頻功率施加到向其輸入檢測二極管的射頻功率的第一端子側上。
此外，根據(jù)本申請的第十個發(fā)明，能夠保證電路布局的高通用性。也就是說，第十個發(fā)明具有這樣的廣泛應用，即即使是當采用P-N-P型晶體管作為檢測二極管等等時，也能夠?qū)崿F(xiàn)起動信號輸出電路。
圖1中所例示的是采用N-P-N型晶體管作為檢測二極管、基準晶體管和附屬晶體管的電路形式。然而，在基本上同樣地采用P-N-P型晶體管作為檢測二極管、基準晶體管和附屬晶體管的情況下，以及在電路布局的變形的情況下，比如作出饋電點和接地點的替換，還可以配置電流鏡電路，在該電流鏡電路中將電流流動的方向反相至圖1中的那些方向。在這種情況下，基準晶體管的發(fā)射極端連接于預定的饋電點，由此能夠同樣地配置所期望的起動信號輸出電路。
此外，根據(jù)本申請的第十一個發(fā)明，正如例如在“Design andManufacture of Radio frequency circuit(射頻電路的設計和制造)”(由Kenji Suzuki編寫，并由CQ發(fā)行有限公司出版)中所舉例說明的那樣，能夠通過基于采用檢測二極管作為電路元件中的一個(升壓二極管)的升壓電路(倍壓整流電路)的倍壓整流操作來實現(xiàn)高的檢測靈敏度。
此外，根據(jù)本申請的第十二個發(fā)明，能夠以低功耗來配置二值化電路，從而也可以實現(xiàn)整體上具有低功耗的起動信號輸出電路。也就是說，根據(jù)第十二個發(fā)明，利用低功耗的配置能夠使二值化電路之前的電路(比如檢測/放大電路)在性能方面得以提高，以使需要高電平直流電位輸入的CMOS電路也可以被用作為后續(xù)的二值化電路。
此外，根據(jù)本申請的第十三個發(fā)明，在確定電路中，在依照射頻功率到達(檢測)的存在或不存在而波動的兩個輸出中，允許或便于根據(jù)所述存在或不存在來使確定標準電位和檢測電位的大小之間的關系顯著地反相。因此，利用這樣的設置，允許或便于提高檢測靈敏度或顯著地降低錯誤檢測。此外，利用這樣的設置，允許或便于有效地抑制將要使用的晶體管的數(shù)目和整個起動信號輸出電路中的功耗。
此外，根據(jù)本申請的第十四個發(fā)明，能夠自由地設置輸出電位相對于輸入電位的靈敏度。當偏移量(差值ΔR＝Rb-Ra＞0)過大時，檢測靈敏度變遲鈍。當偏移量過小時，由于噪音而變得容易出現(xiàn)錯誤檢測。人們期望把偏移量(差值ΔR)設置成約等于檢測電位δv的1/3-到2/3的數(shù)值，所述檢測電位δv對應于作為期望的射頻功率的標準的強度(標準檢測電平)。
此外，確定電路提供對具有RF/DC轉換電路的起動信號輸出電路而言非常有效的確定裝置，由此，根據(jù)本申請的第十九或第二十個發(fā)明，允許或便于配置具有非常低的功耗的起動信號輸出電路。
此外，根據(jù)本申請的第二十一個發(fā)明，僅僅在直流附近相對于頻率值實現(xiàn)低通濾波和放大。因此，能夠有效地消除其它的噪聲，從而能夠?qū)㈧`敏度提高到遠遠超過現(xiàn)有技術的二極管檢波的靈敏度。
在利用低功耗的模擬電路來實現(xiàn)這些配置的情況下，傳遞函數(shù)通常變?yōu)轭l率的單調(diào)遞減函數(shù)。


圖1是第一實施例中的起動信號輸出電路100的電路圖。圖2是第一實施例中的起動信號輸出電路100的檢測/放大電路110的電路圖。圖3是第一實施例中的起動信號輸出電路100的確定電路120的電路圖。圖4是舉例說明起動信號輸出電路100的輸出電壓與其輸入功率的關系曲線圖。圖5是舉例說明作為對比的起動信號輸出電路100′(Ra＝Rb)的輸出電壓與其輸入功率的關系曲線圖。圖6是舉例說明起動信號輸出電路100的輸出特性與其電源電壓的關系曲線圖。圖7是舉例說明起動信號輸出電路100的電源電流與其電源電壓的關系曲線圖。圖8是舉例說明起動信號輸出電路100中的檢測二極管的檢測電位(δV)相對于頻率的傳遞函數(shù)的圖。圖9是起動信號輸出電路100′的電路圖。圖10A是示出第一實施例中的確定電路120的輸入直流電位的圖。圖10B是示出第一實施例中的確定電路120的輸入噪聲的頻譜(計算值)的圖。圖11A是示出本實施例中的確定電路120的輸出直流電位的圖。圖11B是示出確定電路120的輸出噪聲的頻譜的圖。圖12A是通過利用圖10A和10B的前提條件對確定電路120的輸入波形進行建模而獲得的圖。圖12B是通過利用圖11A和11B的前提條件對確定電路120的輸出特性(信噪比)進行建模而獲得的圖。圖13是第二實施例中的起動信號輸出電路200的電路圖。圖14是包含在第二實施例中的起動信號輸出電路200中的檢測/放大電路210的電路圖。圖15是常規(guī)倍壓檢波器電路10的電路圖。圖16A是包含在起動信號輸出電路100的檢測/放大電路110中的檢波器電路的電路圖。圖16B是包含在起動信號輸出電路200的檢測/放大電路210中的檢波器電路的電路圖。圖17是起動信號輸出電路200的前級(檢測/放大電路210)和中間級(確定電路220)的電路圖。圖18是包含在確定電路220中的有源負載的等效電路的電路圖。圖19是示出圖17中的a點和b點的電位變化的圖。圖20是舉例說明確定電路220的修改實施例(確定電路220′)的電路圖。圖21是第二實施例中的起動信號輸出電路203的電路圖。圖22A是示出第二實施例中的放大電路220″的輸入直流電位的圖。圖22B是示出第二實施例中的放大電路220″的輸入噪聲的頻譜(計算值)的圖。圖23A是示出放大電路220″的輸出直流電位的圖。圖23B是示出放大電路220″的輸出噪聲的頻譜的圖。圖24A是通過利用圖22A和22B的前提條件對放大電路220″的輸入波形進行建模而獲得的圖。圖24B是通過利用圖23A和23B的前提條件對放大電路220″的輸出特性(信噪比)進行建模而獲得的圖。圖25是舉例說明第三實施例中的確定電路222的電路圖。圖26是第三實施例中的起動信號輸出電路202的電路圖。圖27A是示出第三實施例中的確定電路222的輸入直流電位的圖。圖27B是示出第三實施例中的確定電路222的輸入噪聲的頻譜(計算值)的圖。圖28A是示出確定電路222的輸出直流電位的圖。圖28B是示出確定電路222的輸出噪聲的頻譜的圖。圖29A是通過利用圖27A和27B的前提條件對確定電路222的輸入波形進行建模而獲得的圖。圖29B是通過利用圖28A和28B的前提條件對確定電路222的輸出特性(信噪比)進行建模而獲得的圖。圖30是第四實施例中的起動信號輸出電路201的電路圖。圖31A是示出第四實施例中的確定電路220的輸入直流電位的圖。圖31B是示出第四實施例中的確定電路220的輸入噪聲的頻譜(計算值)的圖。圖32A是示出確定電路220的輸出直流電位的圖。圖32B是示出確定電路220的輸出噪聲的頻譜的圖。圖33A是通過利用圖31A和31B的前提條件對確定電路220的輸入波形進行建模而獲得的圖。圖33B是通過利用圖32A和32B的前提條件對確定電路220的輸出特性(信噪比)進行建模而獲得的圖。圖34是第五實施例中的整個起動信號輸出電路301的電路圖。圖35是第五實施例中的起動信號輸出電路301的檢測/放大電路310的電路圖。圖36是舉例說明現(xiàn)有技術中的射頻檢測電路的電路圖。圖37是舉例說明現(xiàn)有技術中的射頻檢測電路的電路圖。圖38是舉例說明現(xiàn)有技術中的通用起動信號輸出電路(900)的電路圖。圖39A是舉例說明現(xiàn)有技術中的檢波器和檢測電路的電路圖。圖39B是舉例說明現(xiàn)有技術中的檢測電路的電路圖。圖39C是示出圖39B的電路圖中所示的檢測電路的輸出的變化狀態(tài)的波形圖。圖40是舉例說明市場上可得到的鋰干電池的溫度特性的圖。圖41是已知的二值化電路的電路圖，所述已知的二值化電路類似于起動信號輸出電路100的確定結果二值化電路130。
發(fā)明詳述現(xiàn)在，將結合可行的實施例來描述本發(fā)明。然而，用于實現(xiàn)本發(fā)明的模式不局限于下面給出的各個實施例。
(第一實施例)圖1是這個實施例中的起動信號輸出電路100的電路圖。所述起動信號輸出電路100包括RF/DC轉換電路，其中指定頻率的射頻功率(RF)被輸入到所述RF/DC轉換電路中并且從所述RF/DC轉換電路中輸出直流電位(DC)。
<整個起動信號輸出電路100的功能的概述>
在起動信號輸出電路100中，首先經(jīng)由匹配電路、檢測二極管Q1和低通濾波器(Reso，Ca)將輸入功率(射頻)轉換為直流，并且通過差分晶體管對的晶體管TrL將該直流電放大，由此來放大差分晶體管對TrL和TrR的集電極端之間的電位差。通過采用本申請的第五個發(fā)明來內(nèi)部地設置晶體管TrR的基極端的電位。
在處于后級的確定電路120中，對由此在檢測/放大電路110中被檢測和放大并從該檢測/放大電路中輸出的直流電位設置閾值(偏移量)。當所輸出的直流電位超過閾值電壓(偏移量)時，輸出級(確定結果二值化電路130)變?yōu)轱柡?，并且能夠獲得與電源電壓基本上處于相同電平或基本上處于相同量級的激勵電位(＝起動信號)。
<整個起動信號輸出電路100的布局的概述>
起動信號輸出電路100中的晶體管Tr6形成電流鏡電路的一部分。它確定電流鏡電路的電流。如上所述，這類晶體管(Tr6)稱為電流鏡電路的“基準晶體管”。所述起動信號輸出電路100主要配置有檢測/放大電路110、確定電路120、確定結果二值化電路130和LC濾波器部件140。此外，由于如上所述使用了電流鏡電路，所準備的電源電壓在圖中只包含例如通過電池提供的正電位Vcc，因此根本不需要用來提供任何其它電位的專用偏置電源電路等等。
圖1中的起動信號輸出電路100形成具有多個附屬晶體管的一個多輸出類型。類似于晶體管Tr5，晶體管Tr9、Tr11、Tr13和Tr20都是其基準晶體管為晶體管Tr6的附屬晶體管。
此外，為了提高檢測精確度，起動信號輸出電路100被設計成使得可以在整個電路上幾乎只放大檢測二極管Q1所輸出的電位的直流分量。
(各級的配置結構)1.前級(檢測/放大電路110)圖2是起動信號輸出電路100的檢測/放大電路110的電路圖。構成圖1和2中的起始信號輸出電路100的概圖的電流鏡電路形成具有符合一個基準晶體管(Tr6)的多個附屬晶體管(Tr5、Tr9、…)的所述多種輸出類型。
此外，用于有效地輸入射頻功率的匹配電路MC連接在第一端側上，其中檢測二極管Q1的射頻功率被輸入到所述第一端。所述匹配電路MC具有眾所周知的配置結構，并且它很可能具有在稍后將要描述的第五實施例(圖35)中作為舉例所示出的已知配置結構。作為選擇，眾所周知的或期望的適當方面的匹配電路很可能被用作為這種匹配電路。
在檢測/放大電路110中，其特征在于檢測二極管還充當調(diào)節(jié)差分放大器的差分晶體管對TrL的偏置電壓的二極管。
在電源電壓Vcc和地之間布置的是串聯(lián)連接負載電阻R0和晶體管Tr6。在此，電阻器R0很可能是通過例如將如圖35所示的晶體管和電阻器組合在一起而形成的。同樣，在電源電壓Vcc和地之間還布置串聯(lián)連接的晶體管Tr5和差分放大器，所述差分放大器是晶體管Tr5的負載并且其由晶體管TrL和TrR組成。
另一方面，由晶體管的二極管連接而形成的檢測二極管Q1的發(fā)射極連接于晶體管TrL的基極。在此，“晶體管的二極管連接”應該表示其中集電極端和基極端直接彼此相連的晶體管的連接形式。此外，檢測二極管Q1的集電極通過電阻器rL連接于電源電壓Vcc。同樣，非檢測二極管Q2的發(fā)射極連接于晶體管TrR的基極，并且非檢測二極管Q2的集電極通過電阻器rR連接于電源電壓Vcc。此外，濾波電容器Ca和諧振器Reso都連接于差分晶體管對(TrL、TrR)的基極端(靠近A點)。不與差分晶體管對(TrL、TrR)的基極端連接的它們(Ca、Reso)的那些端各自接地。
然而，對于檢測射頻功率而言，諧振器Reso并不總是必需的。特別是，非檢測二極管側(Q2側)上的諧振器Reso即使是當被省略時也不會導致任何特定的缺陷。
檢測/放大電路110的主要特征如下(1)由于這個電流鏡電路的功能，確保了電流鏡電路的基準電流Iref(＝晶體管Tr6的集電極電流)和附屬電流Ic(＝晶體管Tr5的集電極電流)基本上相同。更具體而言，由于晶體管Tr5和Tr6的偏置電壓相等，因而不管這些晶體管的負載如何，流過這兩個晶體管的電流量變得基本相同。依照上述外圍電路(差分電路)的配置結構，當通過使用電阻器R0來使電流Ic變?yōu)棣藺量級時，根據(jù)晶體管TrL的電流增益β，晶體管TrL的基極電流Idia和晶體管TrR的Idib變?yōu)镮c/β。因此，基極電流必定變?yōu)閹资畁A量級，由此低偏置電流就能夠自動地被施加到差分晶體管對(TrL、TrR)上。此外，相當于圖38中的幾MΩ量級的高阻抗R2的電阻器能夠由晶體管TrL的基極端的輸入阻抗形成，并且它必定變?yōu)楦咦杩埂?br> (2)諧振器(Reso)連接于檢測二極管Q1的陰極側上的A點，由此對于將要檢測的預定射頻功率(RF)的頻率，把圖2中的A點設置成短路接地。此外，匹配電路MC被安置在第一端側(陽極側)上，由此將射頻功率饋送到檢測二極管Q1的輸入端直至最大值。元件Ca是用于DC轉換的濾波電容器。
(3)外圍電路(差分電路)被配置成使得被配置成包含差分晶體管TrL(檢測側)和差分晶體管TrR(非檢測側)的差分放大電路的電流可以通過配置成包含基準晶體管Tr6的電流鏡電路加以調(diào)節(jié)，并且使假定基本為流過附屬晶體管Tr5的電流一半的電流Idia可以基本上與流過檢測二極管Q1的電流的直流分量相同。
以基本上對稱的形狀來布置由N-P-N型晶體管構成的檢測二極管Q1和與其類似構造的非檢測二極管Q2，從而防止由于電源電位Vcc上的漂移而產(chǎn)生的不希望有的影響。
換言之，檢測/放大電路110被配置成能夠根據(jù)非檢測二極管Q2的陰極側上的直流電位和檢測二極管Q1的陰極側上的直流電位之間的差來檢測射頻信號以形成基準偏置，從而防止電源電壓Vcc的波動的影響。更具體而言，在圖2的右端，根據(jù)非檢測二極管Q2的陰極側上的直流電位和檢測二極管Q1的陰極側上的直流電位之間的差來輸出作為基準的直流(基準直流電位)和檢測側直流電(＝基準直流+δv)之間的偏差δv，以形成基準偏置。也就是說，當偏差δv為0時，理想情況下差分放大器的差分輸出基本上變?yōu)?。
因此，在起動信號輸出電路100(圖1)中，能夠自動地保證平衡以下電位的平衡功能；即平衡上述圖38中所稱的二極管檢測部分的輸出點P1的電位、放大器側的輸入點P2的電位以及在放大器中使用的偏置電壓Vbb。因此，雖然可以排除伴隨直流電源電壓Vcc的波動而出現(xiàn)的不希望有的影響，但是可以利用檢測二極管Q1來檢測射頻信號，并且可以利用差分晶體管TrL(檢測電位側)、附屬晶體管Tr5中的電阻分量和電容器Ca的濾波功能來將檢測二極管Q1所檢測出的電位轉換成直流。
當在上述的直流偏壓狀態(tài)下接收射頻信號時，射頻信號經(jīng)過匹配電路MC、檢測二極管Q1和諧振器Reso(或濾波電容器Ca)流向地。在這種場合中，由于利用nA量級的偏置電流對檢測二極管Q1進行偏置，射頻信號的正極區(qū)域的半波分量基本上能夠通過檢測二極管Q1，并且利用濾波電容器Ca來累加和濾波每一周期的半波電流。因此，能夠從射頻信號中獲得直流信號。
由于事實上按照此種方式檢測二極管Q1的偏置電流非常小，節(jié)省了功率，因此提高了半波整流的效率，而且能夠顯著地提高檢測靈敏度。
將參照圖2，通過利用數(shù)學表達式來更詳細地定量描述第一實施例中的檢測/放大電路110的操作。如下面所闡述的使用電流鏡電路的第一實施例的檢測/放大電路的工作原理基本上也適用于稍后將要描述的第二實施例。
圖2中的檢測/放大電路110的差分晶體管對的非檢測側晶體管TrR的基極電流與流過非檢測二極管Q2的電流的直流分量基本上相同。也就是說，將檢測/放大電路110的非檢測側對稱地配置到其檢測側上。
由于使用了這樣一種電流鏡電路的電路布局，圖2中的基準電流Iref和附屬電流Ic變?yōu)橄嗟?Iref＝Ic)。此外，更詳細地來講，例如都是MOSFET的兩個元件FE1和FE2形成電流反射鏡布局，以使從各個元件輸出的電流Ia和Ib變?yōu)橄嗟?Ia＝Ib＝Iref/2)。
其間，當通過匹配電路輸入射頻功率時，利用檢測二極管Q1來對射頻功率進行整流，由此A點的電位升高。其結果是，流過晶體管TrL的直流Ia增加數(shù)值Δa。此外，B點的電位變?yōu)橐缓愣ㄖ?，該恒定值低于與二極管接法的晶體管FE1上的電壓降的電壓相同的電源電壓Vcc，從而使電流Ia全部流過晶體管TrL。同樣，對于構成差分放大器的有源負載的兩個MOSFET(FEI、FE2)而言，構造電流鏡電路，以使得與電流Ia(在FE2側上)相對一側上的電流Ib同樣增加數(shù)值Δa。此外，圖2中的符號Id表示差分晶體管對TrR的集電極電流。如同下面的解釋，當輸入射頻功率時，電流Id與上述電流Ib不相同。
(電流的等式)Ia＝IbIref＝Ic＝Ia+Id＝常數(shù) …(1)在這種場合中，由于電流鏡電路的功能而使得附屬晶體管Tr5的集電極電流Ic在量上總是等于電流Iref，并且它不會增加。
因此，從等式(1)中可知，當存在射頻輸入時，電流Ia和Ib中的每一個都增加如上所述的數(shù)值Δa，并且電流Id降低數(shù)值Δa。因此，在存在射頻輸入中，圖中的電流Ioutb增加數(shù)值2Δa。換言之，在存在射頻輸入的情況下，C點的電位升高以使得電流Ioutb可以增加數(shù)值2Δa。這是檢測/放大電路110的基本原理。
此外，如同在上面描述的第一實施例(圖2)中，可以根據(jù)非檢測二極管Q2的直流電位(陰極端電位)和檢測二極管Q1的直流電位(陰極端電位)之間的差，來以高精度有效地檢測所期望的射頻。此外，根據(jù)這樣的配置結構，即使是當電源電位(Vcc)降低時，差分放大器的差分晶體管對(示例圖2中的TrL和TrR)的兩個偏置電位都以平衡方式降低，由此防止因電源電位的降低而不適當?shù)厥馆敵鲭娢坏?(檢測側直流電)-(作為參考的直流電))的差的符號反相。因此，由于此種功能，能夠有效地防止因電源電壓的漂移而導致的檢測錯誤。
2.后級(確定電路120)可以通過適當?shù)卣{(diào)節(jié)電阻Ra和Rb，來自由地設置后級上的差分放大器(確定電路120)中的確定標準，由此輸出靈敏度和反轉寬度能夠得以調(diào)整或最優(yōu)化。
圖3是這個實施例中的起動信號輸出電路100的確定電路120的電路圖。將其基極端連接于圖2中的C點的晶體管Tr7的負載電阻Ra(輸入波動側)設置成略微小于晶體管Tr8的負載電阻Rb(確定標準輸入側)，其中不管存在或不存在射頻輸入，晶體管Tr8的基極電位都幾乎不變。由此，將當不存在射頻輸入時的圖3中a點的電位設置成略微高于當不存在射頻輸入時的圖3中的b點的電位。也就是說，施加了偏移量。
更具體而言，在圖3中，按如下列等式(2)和(3)所述來設置電阻(個體電阻)rc＝45kΩra＝4kΩrb＝5kΩ …(2)(組合的電阻)Ra＝45kΩ+4kΩ＝49kΩRb＝45kΩ+5kΩ＝50kΩ…(3)根據(jù)例示的這種設置，當射頻輸入電平小時或當不存在射頻輸入時，圖3中的a點的電位高于b點電位，由此位于后級上的確定結果二值化電路130(圖1)中的晶體管Tr18變成導通狀態(tài)。因此，根據(jù)這些功能，當射頻輸入電平小時或當不存在射頻輸入時，圖1中E點的電位能被降低至幾乎接近于0V。
相反，當射頻輸入電平大時，圖3中a點的電位降低，并且b點的電位升高，由此b點的電位變得高于a點的電位。其結果是，晶體管Tr15和Tr17變成導通狀態(tài)，而同時晶體管Tr18和Tr19變成截止狀態(tài)。歸根結底，當射頻輸入電平大時，圖1中E點的直流電位升至接近于電源電壓Vcc。
根據(jù)這樣的配置結構，能夠在安裝有起動信號輸出電路的IC內(nèi)產(chǎn)生適當?shù)谋容^標準電位(基準電位)。因此，不需要用于產(chǎn)生外部的比較標準電位的外部電路或用于引入基準電位的電線。也就是說，根據(jù)這樣的配置結構，能夠在IC內(nèi)形成標準偏移量，由此能夠容易地促進IC實現(xiàn)(半導體電路的集成)。
3.末級(確定結果二值化電路130、LC濾波器部件140)放大輸出的功能和將放大后的輸出轉換成直流電位的功能都是由末級來完成的。末級使其信號振蕩至飽和電平，由此當信號到達時末級輸出變成接近于電源電壓Vcc的電平，而當信號未到達或比基準電平低時，末級輸出變成接近于0V的電壓。
圖41是已知的二值化電路的電路圖，所述已知的二值化電路類似于起動信號輸出電路100的確定結果二值化電路130。這個電路圖是從“Analysis and Design of Analog Integrated Circuit(模擬集成電路的分析和設計)”(第二版，Paul R.Gray、Robert G.Meyer、JohnWiley&Sons)中提取的。這類二值化電路例如在本發(fā)明的實際解決中是有用的。
(整個起動信號輸出電路的估計)圖4是舉例說明起始信號輸出電路100的輸出電壓與輸入功率(射頻功率)的強度的關系曲線圖。從該圖中可知，至少-60dBm的輸出升至飽和電平，所以能夠檢測到期望的射頻功率(約5.8GHz)到達。此外，小于-65dBm的輸出不被檢測。
對于約2.7V的電源電壓Vcc來說，起動信號輸出電路100的輸出電位的上述飽和電平約為2.4V，而對于約1.7V的電源電壓Vcc來說，起動信號輸出電路100的輸出電位的上述飽和電平約為1.5V。
另一方面，圖5中所例示的是在設定Ra＝Rb＝50kΩ的情況下，用于對比的起動信號輸出電路100′的輸出電壓與其輸入功率的關系曲線圖。這對應于這樣的情況，即其中在上述等式(2)中設置rc＝45kΩ和ra＝rb＝5kΩ。然而，在這種情況下，即使是被確定為射頻功率未到達，輸出電壓也高達約1V。例如，正如從這樣的一個比較示例中了解到，可以通過適當?shù)卦O置差值ΔR(＝Rb-Ra＞0)來保證二值化電路的輸出的大變化寬度。
圖6和7是舉例說明起動信號輸出電路100與電源電壓Vcc的關系的幾種特性的圖。圖6表示起動信號輸出電路100的輸出電位(輸出電壓(V))與電源電壓Vcc的關系曲線。從該圖中可以了解到，如果保持Vcc＞1.6V，則能夠在所述檢測結果(檢測/未檢測)的二值化之后，保證令人滿意地輸出電位之間的電位差。
此外，圖7表示起動信號輸出電路100的電源電流與電源電壓Vcc的關系。例如，在此種情況下，起動信號輸出電路100在Vcc＝1.6V下操作，電源電流變成20μA，并且整個電路的功耗變成32μW。由此，當然，根據(jù)這樣的電路布局，即使包括確定電路，也能夠配置具有明顯低功耗的起動信號輸出電路。
此外，圖8是舉例說明起動信號輸出電路100中的檢測二極管的檢測電位(δr)的傳遞函數(shù)(傳遞比)與頻率的關系曲線圖。按照這種例示的方式，應該理解的是，根據(jù)上述起動信號輸出電路100的布局，比其它頻率值更有效地放大檢測二極管的檢測電位的直流分量。
根據(jù)此種配置結構，就頻率而言，特別是僅僅使直流的附近經(jīng)過低通濾波和放大，從而能夠有效地消除其它噪聲分量。因此，可以比現(xiàn)有技術的二極管檢測更顯著地提高靈敏度。換言之，在利用低功耗的模擬電路來實現(xiàn)所述配置的情況下，傳遞函數(shù)通常變?yōu)轭l率的單調(diào)遞減函數(shù)。
在上述第一實施例，不能說對于在裝置內(nèi)產(chǎn)生的噪聲(內(nèi)部干擾)(例如MOSFET中的溝道噪音)的抗擾性的考慮是令人滿意的。
因此，當使用起動信號輸出電路100時，例如在高溫操作環(huán)境下信噪比惡化，并且有時要考慮發(fā)生錯誤確定等的情況。也就是說，在第一實施例中，可能要考慮這樣一種情況，即檢測/放大電路的輸出和確定電路的輸出電平并不總是令人滿意，所以無法把檢測靈敏度設置成令人滿意的程度。
作為令人滿意的信噪比無法總是在第一實施例中得到保證的供考慮的首要原因就是，有人指出在檢測/放大電路110中檢測振幅小，而MOSFET的閃爍噪聲大。此外，不能說確定電路120總是處于所希望的方面中，這是因為由于電阻負載而使確定電路120無法達到充分的放大。
為了驗證關于信噪比的原因與效果的關系，對根據(jù)上述發(fā)明(第一實施例)來配置的起動信號輸出電路100′(圖9)的檢波操作進行模擬實驗。
圖10A是示出確定電路120的輸入直流電位的圖，而圖10B是示出確定電路120的輸入噪聲的頻譜(計算值)的圖。此外，圖11A是示出確定電路120的輸出直流電位的圖，而圖11B是示出確定電路120的輸出噪聲的頻譜的圖。此外，圖12A是通過利用圖10A和10B的前提條件對確定電路120的輸入波形進行建模而獲得的圖。此外，圖12B是通過當在圖11A和11B的情況下射頻功率未到達時對確定電路120的輸出端上的信噪比進行建模而獲得的圖。
更具體而言，圖12A示出了在將與圖10B相對應的噪聲疊加到檢測/放大電路的輸出上的情況下的模擬波形圖。此外，圖12B示出了將確定電路輸出中的噪聲疊加到具有電壓寬度的矩形波上的情況下的模擬波形圖，在不存在射頻功率的輸入的情況下，所述電壓寬度對應于確定電路的輸出端的確定電平差。
在模擬實驗中，輸入是使5.8GHz和-60dBm的輸入信號經(jīng)過ASK調(diào)制所獲得的波形，該波形的寬度為781μsec和周期為2.343msec。由于圖9中的起動信號輸出電路100′的中間級(確定電路120)具有采用電阻負載的配置，因而如圖11B所示的噪聲電平分別在圖中的兩點V2outa和V2outb出現(xiàn)。因此，正如從圖12B中所視，被揭示的是信噪比在圖9中的起動信號輸出電路100′的中間級(確定電路120)上的比較結果(確定電路的輸出信號)上顯著地低，所以基于正在產(chǎn)生的噪聲電壓(圖10B)的電平可能會出現(xiàn)錯誤的確定。
(第二實施例)結合圖13至24的附圖例示的第二實施例就是為了解決這些問題。作為解決這些問題的手段，舉例來說，修改上述實施例以便能夠?qū)⒈秹簷z波器電路用于檢測/放大電路，通過采用具有大柵極的MOSFET來提高信噪比，或者允許通過將由晶體管配置成的有源負載引入到確定電路中來獲得高振幅。此外，考慮與使用CMOS的二值化電路的組合，以便能夠進一步降低功耗。
圖13是舉例說明第二實施例中的起動信號輸出電路200的電路圖。此外，圖14是包含在起動信號輸出電路200中的檢測/放大電路210的電路圖。在第二實施例中，首先，如圖13所示，在具有向其中輸入指定頻率的射頻功率(RF)且從其中輸出直流電位(DC)的RF/DC轉換電路的起動信號輸出電路中，安置有檢測/放大電路，該檢測/放大電路包括倍壓檢波器，其包括用于檢測射頻功率的檢測二極管；差分放大器，其包括與上述差分晶體管對TrL和TrR相對應的晶體管Tr31和Tr32；以及電流鏡電路，其中將差分晶體管對中的一個Tr31(TrL)的基極電流變?yōu)榕c流過檢測二極管的電流的直流分量基本相同，并且利用電流鏡電路將流過差分晶體管對Tr31和Tr32(TrR)的總電流調(diào)節(jié)為基本上恒定的值。
此外，“倍壓檢波器電路”表示通過采用倍壓整流電路而配置的檢波器電路，并且在上述第十一個發(fā)明中示出了該配置。例如，公知的是將這種倍壓檢波器電路用于電源電路，并且在上述“Design andManufacture of Radio frequency circuit(射頻電路的設計和制造)”(由Kenji Suzuki編寫，并由CQ發(fā)行有限公司出版)中包含了對其功能上的詳細公開。圖15示出了常規(guī)的倍壓檢波器電路10的電路圖。在第二實施例中，將等效于這種檢波器電路的電路與差分放大器結合并且包含在檢測/放大電路210(圖14)中。
更具體而言，舉例來說，分別用如圖13和14中例示的兩個二極管(Tr35、Tr37)來代替包含在上述第一實施例中的檢測/放大電路110(圖2)中的兩個電阻器。可以僅僅通過執(zhí)行這樣的替換來把與倍壓檢波器電路10等效的配置并入檢測/放大電路中。可以把所述替換(修改型)視作為是與第一實施例中的檢測/放大電路110(圖2)的改進發(fā)明相對應的(也就是，本申請的第十一個發(fā)明)。也就是說，應當注意的是，將倍壓檢波器電路并入圖14中的檢測/放大電路210中是有利的。
圖13和14中的電流鏡電路的基準晶體管是晶體管Tr30，所述晶體管Tr30的負載電阻R0是由如圖14所示的電阻器R00、電阻器R01和晶體管Tr00配置而成的。
圖14中的晶體管Tr31和Tr32的負載包括其中MOSFET以對稱形式安置的有源負載。從饋電點一側開始連續(xù)地，在晶體管Tr31(TrL)的基極端和饋電點(Vcc)之間串聯(lián)地插入兩個二極管接法的晶體管Tr35和Tr34。將匹配電路的輸出端連接在兩個晶體管Tr35和Tr34之間。此外，晶體管Tr34相當于檢測二極管，而晶體管Tr36相當于非檢測二極管。濾波電容器Cb連接于晶體管Tr31(TrL)的基極端。除存在或缺少與匹配電路之間的連接節(jié)點之外，基本上以左右對稱的方式配置檢測/放大電路210。
圖15是通常已知的倍壓檢波器電路10的電路圖。在位于輸入端上的電源電壓的負半周期期間，二極管D1表現(xiàn)為導通的，并且以圖中指示的極性給電容器C1充電，直至輸入電壓的最大值Vm。在后續(xù)的正半周期中，二極管D1不表現(xiàn)為導通的，并且二極管D2(檢測二極管)表現(xiàn)為導通的。在此種時候，由于增加電容器C1中所充電的電壓Vm，而使電容器C2的端電壓充電至約2Vm，例如，正如“TextbookElectronic circuit(教程電子電路)”(由Noriyuki Itoh編寫，并且由Nippon Riko Shuppan Kal出版)或“Design andManufacture of Radio frequency circuit(射頻電路的設計和制造)”(由Kenji Suzuki編寫，并且由CQ發(fā)行有限公司出版)中所述的那樣。
因此，如果這類倍壓檢波器電路是可使用的，那么就能夠獲得比在上述第一實施例的情況下更大的檢測信號。在實際情況中，將如下所述的等效對應關系保存在第二實施例中的檢測/放大電路210中，由此，在檢測/放大電路210中獲得的接收靈敏度高達檢測/放大電路110(圖2)中的雙倍。
<倍壓檢波器電路10> <檢測/放大電路210>
C1 C00(匹配電路內(nèi)的電容)D1 Tr35(第一實施例中的電阻器)D2 Tr34(檢測二極管Q1)C2 CbRL Tr31(差分晶體管對TrL)通過比較來更具體地描述圖14和15中的電路。二極管D1是用二極管接法的晶體管Tr35實現(xiàn)的。此外，二極管D1的地對應于電源電壓(Vcc)，二極管D2對應于二極管接法的晶體管Tr34，電阻器RL對應于晶體管Tr31的輸入阻抗，電容器C1對應于與匹配電路內(nèi)的信號傳輸線串聯(lián)的電容器C00，而電容器C2對應于濾波電容器Cb。按照這種方式，這個實施例具有這樣的配置，即其中將倍壓檢波器電路并入到使用電流鏡電路的差分放大電路中是非常有利的。
也就是說，作為第一實施例中的起動信號輸出電路100的檢測/放大電路110中的電阻器的部分是由第二實施例中的檢測/放大電路210中的二極管(Tr35)構成的，由此實際上安置了倍壓檢波器電路。由此，以與第一實施例相同的方式，即第一實施例將二極管檢波器電路并入到差分放大器中，第二實施例也將倍壓檢波器電路(倍壓整流電路)并入到差分放大器中。由此，自然地獲得了比在第一實施例中的檢測/放大電路110當中更高的輸出(靈敏度)。
此外，如上所述，第二實施例中的檢測/放大電路(210)的振幅比第一實施例的上述情況下的振幅(增益)更大。因此，當如圖13所示的那樣將適當?shù)姆糯箅娐?確定電路220)安置在起動信號輸出電路(200)的中間級上時，它的輸出變?yōu)樽阋詽M足使CMOS電路的輸出電平反相的電位。因此，允許在放大電路的后級上安置由圖13所例示的CMOS電路構成的二值化電路230。在把CMOS電路安置在這類放大器(確定電路220)后面的情況下，CMOS電路的輸入阻抗是很高的，由此，振幅變得仍然更大。也就是說，允許用圖13中所例示的CMOS電路(二值化電路230)來替換諸如圖41或圖1中所例示的二值化電路之類的寬范圍放大器(限幅放大器)。根據(jù)這種配置結構，可以刪除處于末級(二值化電路130)上的放大器，以便能夠利用所述配置來進一步抑制功耗。
此外，還揭示出了這樣的情況，即根據(jù)上述電路形式，能夠以比在用電阻器代替這些晶體管的情況下(即，在檢測/放大電路110的情況下)更適當?shù)钠珘褐祦碓O置圖14中的晶體管Tr35和Tr37，從而實現(xiàn)提高差分放大器本身的增益的功能。
圖16A中所示的是與第一實施例中的起動信號輸出電路100的檢測/放大電路110中所包含的檢波器電路等價的電路的圖。同樣，圖16B中所示的是包含在第二實施例中的起動信號輸出電路200的檢測/放大電路210中的檢波器電路的電路圖。第一實施例中的圖16A的電路對應于在用電阻器(即，作為圖9中的檢測/放大電路110′的一部分)代替圖16B中所示的第二實施例中的電路的晶體管Tr35的情況下的電路。
在圖16A的電路圖中，來自于例如由電池饋送的電源電壓(Vcc3.0V)的、總是連續(xù)地流經(jīng)晶體管Q1和TrL的晶體管TrL的基極電流是nA量級的，由此完全可以忽略電阻器上的電壓降。在此，晶體管Q1和TrL的基極和發(fā)射極之間的電位差兩者都約為0.6V，從而D點的電位Vd變?yōu)榧s“Vcc-2×0.6(V)”。在下文中，除非另作說明，否則就假定Vcc≅3.0V.]]>此外，在二極管連接的情況下的MOSFET(FE1)的閾值電壓被指定為Vth。在這個時候，B點的電位變?yōu)閂b＝Vcc-Vth左右，并且B點和D點之間的電位差變?yōu)?.2-Vth。可以取決于過程而設置不同的閾值電壓Vth，并且通常它是1.0V左右。此外，由于晶體管FE1和TrL在起動信號輸出電路100中都是以μA量級的低電流進行工作的，因而晶體管FE1是在閾值電壓Vth附近工作的。
在這些工作條件下，晶體管TrL的集電極．發(fā)射極電位差變?yōu)榧s0.2V，這不滿足于晶體管TrL的激活操作(active operation)，以致晶體管TrL的增益變低。
另一方面，在圖16B中，D點的電位Vd變?yōu)榧s“Vcc-3×0.6(V)”，由此，B點和D點之間的電位差變?yōu)?.8-Vth。此外，如上所述保持Vth≅1.0V,]]>結果是能夠施加約0.8V的電位差并且允許晶體管Tr31執(zhí)行其激活操作。因此，晶體管Tr31的增益是高的。
換言之，因此可以說，由于電壓降是基于晶體管Tr35的設置而起作用的，因而允許將圖14中的檢測/放大電路210的晶體管Tr31的增益(檢測側上的差分晶體管TrL)設置得比第一實施例中的更高。此外，利用這種功能還可以有效地提高信噪比。
圖17是根據(jù)第二實施例的起動信號輸出電路200的前級(檢測/放大電路210)和中間級(確定電路220)的電路圖。也就是說，圖17示出了將確定電路220設置在檢測/放大電路210后面的電路布局。此外，圖18示出了與包含在確定電路220中的有源負載(Tr23、Tr24)的電路等價的電路的圖。
圖17中的確定電路220包括邏輯上基本對稱的差分放大器，所述差分放大器是利用相對放置兩個晶體管(Tr21、Tr22)來配置的。它利用差分放大器來將輸入電平(V1outb)與基準電位(V1outa)進行比較。用于調(diào)節(jié)流過差分放大器的電流的負載部分(Tr23、Tr24)是由圖18中的有源負載構成的，實際上不管電流鏡電路布局怎樣，所述有源負載都是不對稱的。更具體而言，有源負載(Tr23、Tr24)是由兩個雙極性晶體管(Tr23、Tr24)配置而成的。此外，正如從圖13和17中看到的那樣，利用上述的附屬晶體管Tr10來對流過確定電路220的電流進行調(diào)節(jié)并將其限制到一個小數(shù)值。
即使是當如圖17中的確定電路220中那樣形成基本上對稱的形狀時，由上述雙極性晶體管配置而成的有源負載實際上也變?yōu)槿鐖D18所示的不對稱電路。其原因就在于實際上插入了在圖18中的等效電路中標明的電阻rc，并且b點的電位因而與由元素βib和rc形成的電壓降相對應地變得比a點的電位更低。在此，a點的電位以晶體管Tr23的基極-發(fā)射極電位差(約0.6V)相對應地降低，并且因此它被固定為約“Vcc-0.6V”。
圖19中所示的是a點和b點的電位變化。如圖19所示，在不存在信號期間，在a點上形成固定為約″Vcc-0.6V″的基準電位，并在b點上產(chǎn)生比a點更低的電位。然而，當輸入信號時，b點的電位升高，并且對于大電平的輸入信號而言，它超過了a點的電位。換言之，可以參照a點的電位來比較信號電平。
也就是說，當如圖17和18所示優(yōu)選地利用有源負載的不對稱性時，可以依照輸入信號的存在或不存在或者其大小，來有效地使a點和b點的電位的大小之間的關系反相，如圖19中所例示。
為了實現(xiàn)這樣的良好反相操作，需要適當?shù)卣{(diào)整不對稱負載(不對稱負載的大小之間的關系)的平衡。
例如，在將處于無輸入狀態(tài)的a點的電位略微降低的情況下，可以在如圖20中所示的晶體管Tr23的一側上插入電阻器R。也就是說，圖20是舉例說明確定電路220的修改后的實施例(確定電路220′)的電路圖，在其中由電阻器R20來完成這種調(diào)節(jié)。
此外，可以通過在晶體管Tr24的一側上插入電阻器來同樣地調(diào)節(jié)處于無輸入狀態(tài)的b點的電位，并且還能夠?qū)@兩個電位進行微調(diào)。在這樣的電路(示例圖21中的放大電路220″)中，能夠擴大基準電位和確定電路輸出電平之間的差值，由此能夠容易地利用對個體阻抗值進行優(yōu)化來實現(xiàn)信噪比的提高。
此外，在圖17和18中的a點上，晶體管Tr23是二極管連接的，以便即使存在輸入也不放大電位。因此，噪聲遠小于b點上的噪聲。相反，在采用第一實施例的配置(圖3中的確定電路120)的情況下，其中用電阻器來代替晶體管Tr23和Tr24，相同程度的噪聲被疊加在a點和b點上。在這一點上講，也可以說第二實施例是更為出色的。
此外，圖21是通過修改圖13中的起動信號輸出電路200的確定電路的一部分而獲得的起動信號輸出電路203的電路圖。在起動信號輸出電路203中，采用CMOS的二值化電路230起比較/確定電路的作用，不過在中間級上的放大電路220″僅僅作為一個輸出的放大器進行操作，而不會向后級傳遞基準電位。
(標記)V1outa確定電路的直流輸入電位(基準側)V1outb確定電路的直流輸入電位(檢測側)V2outa確定電路的直流輸出電位(檢測側)[起動信號輸出電路203的估計]現(xiàn)在，將描述關于具有放大電路220″的第二實施例的起動信號輸出電路203的信噪比的特性。
為了驗證采用圖21中的上述確定電路3(即圖21中的確定電路220″)的起動信號輸出電路203的效率(靈敏度)，執(zhí)行電路操作的模擬實驗。在模擬實驗中，假定輸入功率為通過使5.8GHz和-60dBm的載波經(jīng)過ASK調(diào)制而獲得的波，該波的寬度為781psec且周期為2.343msec。此外，電源電壓Vcc被假定為3V，并且工作電流被假定為13.2μA。這些數(shù)值表示比稍后將要描述的第三和第四實施例中更出色的顯著低的功耗，并且它們是利用圖21中的起動信號輸出電路203的電路布局加以實現(xiàn)的。
圖22A是示出放大電路220″的輸入直流電位的圖，而圖22B是示出放大電路220″的輸入噪聲的頻譜(計算值)的圖。在第二實施例中的起動信號輸出電路203中，在前級上采用了檢測/放大電路210。從圖22A和22B中了解到在這個實施例的檢測/放大電路210中，在接收到射頻功率的情況和射頻功率不大于第一實施例的情況(圖9和10)之間出現(xiàn)了電平差，并且噪聲更低。電平差(振幅)已經(jīng)變大的原因就是倍壓檢波器電路的引入。噪聲變低的原因就是MOSFET的柵極尺寸的更改。檢測/放大電路210中的MOSFET M1和M2具有5μm的柵極寬度和10μm的柵極長度。另一方面，在第一實施例的電路中的MOSFET(圖9)中，柵極寬度是1.3μm，而柵極長度是0.4μm。也就是說，利用第二實施例的起動信號輸出電路203的配置，能夠在適量的情況下例如根據(jù)上述的“RF CMOScircuit design technology(射頻CMOS電路設計技術)”(由NobuyukiItoh編寫，并由Kabushiki-Kaisha Triceps出版)，來適當?shù)貙崿F(xiàn)因本申請的第七個發(fā)明而帶來的功能和優(yōu)點。
圖23A是示出放大電路220″的輸出直流電位的圖。此外，圖23B中所示的是放大電路220″的輸出噪聲的頻譜。放大電路220″包括有源負載，并且進一步在后續(xù)級上安置采用CMOS的二值化電路230。因此，正如從圖23A的圖中所看到的，放大電路220″的負載阻抗高，并且第二實施例的起動信號輸出電路203具有非常大的增益。
圖24A是利用圖22A和22B假定的前提條件對放大電路220″的輸入波形進行建模而獲得的圖。在此，對這樣的一種情況進行建模，所述情況就是將40nV的噪聲疊加在其振幅為7.16mV的基波上。所述振幅變得比在現(xiàn)有技術的示例中的更大，并且噪聲的絕對值變得更小。
圖24B是通過在未接收射頻功率的情況下，利用圖23A和23B假定的前提條件對放大電路220″的輸出特性(信噪比)進行建模而獲得的圖。這個圖表示將19μV的噪聲疊加到其振幅為0.49V的基波上的情況。對于第二實施例的起動信號輸出電路203而言，正如從圖24B中所看到的，在放大之后的噪聲電平比在第一實施例(圖12B)中的更大，但是信噪比卻更為出色。
此外，由于末級上的二值化電路(限幅器放大電路)是采用降低功耗的CMOS的二值化電路230，因而第二實施例的起動信號輸出電路203仍然能夠相應地實現(xiàn)低功耗，并且它實際上以3V和13.2μA的功耗來進行操作，該功耗小于其它實施例的一半。同樣，在這一點上講，第二實施例的起動信號輸出電路203是非常出色的。
(第三個實施例)作為一種用于在確定電路(示例圖1中的確定電路120)中實現(xiàn)高振幅(增益)的方法，例如描述了這樣的方法，在所述方法中采用了如上述第一實施例的圖3中的詳細例示的適當?shù)呢撦d電阻(ra、rb和rc)。然而，作為選擇，還存在這樣一種方法，在所述方法中提高了確定電路的差分放大器的差分晶體管對的增益。所述方法例如是這樣一種方法，在其中將達林頓連接用于確定電路的差分放大器的差分晶體管對的一部分中。
圖25舉例說明了利用達林頓連接來對上述第一實施例中的確定電路120(圖3)進行重新配置的確定電路222。順便提及，同樣在此，依照和第一實施例相同的方法，來將負載電阻設置為Ra＜Rb。正如已經(jīng)解釋的，這是因為在沒有輸入的情況下需要a點的電位高于b點的電位。
圖26是利用確定電路222配置的第三實施例中的起動信號輸出電路202的電路圖。在起動信號輸出電路202中，將具有圖14中的倍壓器形式的檢測/放大電路210用作檢測/放大電路，并且后級上的二值化電路130與第一實施例(圖1)中的相同。
同樣，對于起動信號輸出電路202而言，在與上述實施例中相同的條件下執(zhí)行類似的模擬實驗。然而，電源電壓vcc被假定為3V，并且工作電流被假定為28.8μA。這些數(shù)值表示顯著低的功耗，并且它們是通過圖26中的起動信號輸出電路202的電路布局加以實現(xiàn)的。
圖27A示出了確定電路222的輸入直流電位。此外，圖27B中所示的是確定電路222的輸入噪聲的頻譜(計算值)。從這些圖中可以看出利用檢測/放大電路210，檢測波形和噪聲兩者都如同在第二實施例中那樣得到了明顯的改善。由于達林頓連接的輸入阻抗提供了晶體管的高輸入阻抗，因而檢測信號的振幅變得比在上述第二實施例的圖22A中的更大。
圖28A是示出確定電路222的輸出直流電位的圖，而圖28B是示出確定電路222的輸出噪聲的頻譜的圖。從這些圖中可以看出盡管噪聲值與現(xiàn)有技術中的噪聲值處于相同的量級，但是振幅得到了改善。
圖29A是通過利用圖27A和27B假定的前提條件來對確定電路222的輸入波形進行建模而獲得的圖。這例示了這樣一種情況，即將40nV的噪聲疊加到其振幅為76mV的基波上，并且它表示電位Vloutb的波形。
此外，圖29B是在未接收到射頻功率的情況下，通過利用圖28A和28B假定的前提條件來對確定電路222的輸出特性(信噪比)進行建模而獲得的圖。它表示這樣的情況，即將1.85μV×2的噪聲疊加到其振幅為0.13V的基波上。也就是說，它相當于將噪聲疊加到電位V2outa和V2outb(確定電路)之間的差值上的情況。電壓1.85μV被加倍的原因就在于在確定電路222中，處于相同電平的噪聲在電位V2outa和V2outb兩者中都產(chǎn)生。
從這些圖中可以看出與第一實施例中相比，遠遠地提高了信噪比。
(第四實施例)圖30中所示的是按照以下的方式提供的第四實施例中的起動信號輸出電路201的電路圖，所述方式是在第二實施例的起動信號輸出電路200中，用第一實施例中的二值化電路130來代替二值化電路230。
更具體而言，在此，將圖16B中的倍壓器形式的檢波器電路(倍壓檢波器電路)用作檢測/放大電路210，并且將使用雙極性晶體管Tr23和Tr24構造的有源負載(圖17和18)用作確定電路220的負載。然而，確定電路220的輸出形式是雙輸出的形式，并且對于進一步安置在二值化電路130的后級上的低通濾波器140，采用了與在上述第一實施例(圖1)中的相同形式中的一種形式。
在此，第四實施例的圖中的標記如下(標記)V1outa確定電路的直流輸入電位(基準側)V1outb確定電路的直流輸入電位(檢測側)V2outa確定電路的直流輸出電位(檢測側)V2outb確定電路的直流輸出電位(基準側)為了驗證起始信號輸出電路201的功效，執(zhí)行電路操作的模擬實驗。在模擬實驗中，輸入功率在使5.8GHz和-60dBm的載波經(jīng)過ASK調(diào)制而獲得的波形中給出，該波形的寬度為781μsec和周期為2.343msec。此外，電源電壓Vcc被假定為3V，并且工作電流被假定為28.8μA。這些數(shù)值表示顯著低的功耗，并且它們是通過圖30中的起動信號輸出電路201的電路布局加以實現(xiàn)的。
圖31A中所示的是確定電路220的輸入直流電位。此外，圖31B中所示的是確定電路220的輸入噪聲的頻譜(計算值)。從圖31A和31B可以理解到在圖30中的檢測/放大電路210中，振幅比第一實施例(圖9和10)中的更大，并且噪聲更低。振幅變得更大的原因是倍壓檢波器電路的引入。噪聲變低的原因是MOSFET的柵極尺寸的更改。檢測/放大電路210中的MOSFET M1和M2的柵極寬度為5μm和柵極長度為10μm。另一方面，在第一實施例的電路(圖9)中的MOSFET中，柵極寬度是1.3μm，而柵極長度是0.4μm。也就是說，利用圖31B中的配置結構，能夠例如根據(jù)“RF CMOScircuit design technology(射頻CMOS電路設計技術)”(由NobuyukiItoh編寫，并由Kabushiki-Kaisha Triceps出版)，來適當?shù)貙崿F(xiàn)因本申請的第七個發(fā)明而帶來的適量功能和優(yōu)點。
圖32A中所示的是確定電路220的輸出直流電位。此外，圖32B中所示的是確定電路220的輸出噪聲的頻譜。從這些圖中可以看出；盡管振幅要遠大于現(xiàn)有技術中的振幅，但是其直流分量為30μV的噪聲并沒有增加很大。
圖33A是通過利用圖31A和31B假定的前提條件來對確定電路220的輸入波形進行建模而獲得的圖。因此，40nV的噪聲被疊加到其振幅為7.16mV的基波上。這對應于疊加在電位Vloutb(檢測/放大電路210)上的噪聲。在確定電路220的輸入波形中，振幅變得比第一實施例(圖12A)中的更大，而噪聲的絕對值變得更小。
此外，圖33B是在接收到射頻功率的情況下，通過利用圖32A和32B假定的前提條件來對確定電路220的輸出特性(信噪比)進行建模而獲得的圖。因此，30μV的噪聲被疊加到其振幅為0.6V的基波上。這對應于將噪聲疊加到電位V2outa和V2outb之間的差值上的情況。在此，電壓差變得比第一實施例(圖12B)中的更大。此外，噪聲的絕對值變得更大，但是其影響卻變得更小。
也就是說，類似于圖10A和10B-圖12A和12B，這些圖表示出通過模擬噪聲的比率而獲得的結果。如上所述，可以理解的是在檢測/放大電路210和確定電路220兩者中分別獲得的結果比第一實施例中的遠遠出色。此外，在確定電路220中，噪聲值本身比在現(xiàn)有技術中的更大，但是信噪比卻極大地得到了改善。
(第五實施例)圖34中所示的是第五實施例中的整個起動信號輸出電路301的電路圖。此外，圖35是形成起動信號輸出電路301的檢測/放大電路310的電路圖。
在形成圖35中的起動信號輸出電路301的示意圖的電流鏡電路中，符合一個基準晶體管的多個附屬晶體管被形成并被并行地安置且成為多輸出類型。
例如在這樣一種電路布局的情況下，即基準晶體管和附屬晶體管中的所有晶體管的發(fā)射極端都各自接地(或連接于饋電點)。因此，除非考慮晶體管的隨溫度而變的特性等等，否則可以僅僅通過晶體管的基極端的電位(偏置電壓)來唯一地確定各個晶體管的集電極電流。此外，基準晶體管和附屬晶體管中的晶體管的特性是相同的，并且各個附屬晶體管的基極端都與基準晶體管的基極端連接。因此，各個附屬晶體管的偏置電壓與基準晶體管的偏置電壓VB-CM相同。
因此，附屬晶體管的集電極電流總是被控制成與基準晶體管的集電極電流相同的量。
此外，用于放大由檢測二極管Q1輸出的電流的直流分量IQ1的晶體管TrL的發(fā)射極端連接于附屬晶體管的集電極端，從而晶體管TrL的發(fā)射極電流基本上與附屬晶體管的集電極電流相同。
根據(jù)這樣的電路布局，可以由單個電流源來驅(qū)動用于形成這個實施例的起動信號輸出電路的所有晶體管。因此，所有晶體管的偏置電壓隨著電源電壓的降低而均勻地降低。結果，即使是在電源電壓降低的情況下，這個實施例的起動信號輸出電路也能夠穩(wěn)定地操作。也就是說，這個實施例的起動信號輸出電路對溫度降低、電池損壞等等具有強抗擾性，并且它具有電源電壓的一個寬操作范圍。
此外，根據(jù)這樣的電路布局，能夠按照需要，通過利用電流鏡電路的功能，也就是通過將基準晶體管的負載R0調(diào)節(jié)和設置成大電阻，來將流過晶體管TrL的發(fā)射極電流抑制到足夠小的數(shù)值。因此，在檢波器電路上不必直接使用具有MΩ量級的大區(qū)域電阻，該大區(qū)域電阻具有能產(chǎn)生與電容器、接地電阻等的等效動作的成問題的寄生元件。也就是說，可以把這類高電阻間接地安置在檢波器電路外面，以作為基準晶體管的負載。由此，允許有效地消除上述射頻泄漏的問題。
更具體而言，利用如圖36或圖37所示的普通的二極管檢波器電路，當電流將被降低時，電阻變得很高，從而所述電路不適合于集成。相反，依據(jù)如上所述的這個實施例，能夠通過采用晶體管可以同時且容易地實現(xiàn)集成(微型化)和電流降低(降低的功耗)。
換言之，實際上，相當于圖38中的現(xiàn)有技術的起動信號輸出電路900的電阻R2的大阻抗分量能夠通過包含在用于形成電流鏡電路的一個主要部分的附屬晶體管Tr5和上述晶體管TrL中的阻抗分量來產(chǎn)生。因此，通過利用這樣的操作，能夠把晶體管TrL的發(fā)射極電流IE限制在μA量級。也就是說，根據(jù)這樣的配置結構，晶體管TrL的基極電流確實地變成幾十nA量級，結果是能夠?qū)⒌碗娏鞯钠米詣邮┘拥骄w管TrL上。
例如，在圖35中的檢測/放大電路310的情況下，來自饋電點(Vcc)且總是經(jīng)二極管接法的晶體管(D1)、檢測二極管Q1、晶體管TrL和附屬晶體管Tr5流向接地點的偏置電流與上述晶體管TrL的基極電流基本相同，而同時射頻功率沒有輸入到檢測/放大電路310。也就是說，高電阻是通過檢測二極管Q1和晶體管TrL的連接而實現(xiàn)的。由此，依據(jù)這個實施例，能夠有效地將基極電流量限制在期望值，而不必在檢波器電路上直接采用具有能夠?qū)е律漕l泄漏問題的寄生元件的MΩ量級的大區(qū)域電阻。
此外，有效地將基極電流量限制在適合值，由此能夠自然地實現(xiàn)下列優(yōu)點(1)能夠為射頻輸入(微小功率)而優(yōu)化檢測二極管Q1的整流動作。
(2)因此，在濾波電容器(有或沒有諧振器)等被布置在檢測二極管Q1之后的情況下，當把檢測電流輸入到晶體管TrL的基極端時，僅僅能夠有效地以比其它頻率值的增益相對較高的增益來放大與由檢測二極管Q1輸出的檢測電流接近的直流分量(直流分量IQ1)。
(3)能夠有效地抑制檢波器電路(檢測/放大電路)的功耗。
這類基于本申請的第一或第二個發(fā)明的功能和優(yōu)點當然是在之前描述的第一到第四實施例中實現(xiàn)。也就是說，由于基于電流鏡電路的單個電源電壓，可操作的電池電壓的范圍被擴大。此外，在連接用于直流電位(DC)的放大電路中，通過根據(jù)如上所述的配置來降低放大電路的電流，提供了帶寬限制功能。此外，通過在放大電路之前或之后的級上安置濾波電路，加強了帶寬限制功能，由此能夠通過帶寬限制來提高對于所輸出直流電位(DC)附近的放大電路的靈敏度。也就是說，根據(jù)第一和第二個發(fā)明，放大電路的功耗降低和靈敏度提高是可兼容的。因此，可以通過低功耗的電路布局來容易地實現(xiàn)高靈敏度的起動信號輸出電路，該起動信號輸出電路免于連接高電阻時伴隨的射頻泄漏。
此外，當通過采用如上所述的電流鏡電路來將多個附屬晶體管(Tr5、Tr9...)并行地布置并且成為多輸出型時，能夠同時對下一級或更后級的電路(例如，放大電路)執(zhí)行類似的相同電流控制。更具體而言，根據(jù)這樣的電路布局，以平衡的方式可以非常容易且簡單地實現(xiàn)了包括檢測/放大電路和其它后續(xù)電路在內(nèi)的整個電路的偏置電壓控制，并且以平衡的方式使整個電路的偏置電壓和電流穩(wěn)定，因此便于有效地防止因電源電壓漂移而導致的檢測錯誤。
第五實施例的起動信號輸出電路301(圖34和35)的電路布局的特征總結如下(1)在不使用任何差分放大器的情況下配置檢測/放大電路310。
(2)通過采用電流鏡電路，來以平衡的方式對起動信號輸出電路301進行便利地電流控制。
(3)通過利用第二實施例中的檢測/放大電路210的電路布局來配置中間級上的放大電路320。
(4)在位于中間級上的放大電路320之前或之后，在信號傳輸路徑上分別串聯(lián)地插入電容器Ce1和Ce2。
(5)在位于二值化電路230之前的用于進行比較和判斷的級上安置緩沖器325。
圖35是起動信號輸出電路301的檢測/放大電路310的電路圖。將圖35中的匹配電路MC配置成包括電容器C00，其與來自射頻輸入端的射頻信號的傳輸路徑相串聯(lián)地連接和布置；電容器C0，其一端連接在電容器C00的輸出端上并且其另一端接地；半開放的短截線SH，其一端連接在電容器C00的輸出端上并且另一端不是閉合的；和短截線S，其一端連接于電容器C00的輸出端，在上述傳輸路徑上串聯(lián)地布置并且其另一端充當匹配電路MC的輸出端。
也就是說，匹配電路MC包括其中串聯(lián)的電容器C00，由此如同在之前描述的第二實施例中的檢測/放大電路210中那樣，將倍壓檢波器電路并入到檢測/放大電路310中。此外，饋送自饋電點(Vcc)且總是經(jīng)二極管接法的晶體管(D1)、檢測二極管Q1、晶體管TrL和附屬晶體管Tr5流向接地點的電流與上述晶體管TrL的基極電流基本相同。同樣，在這一點上講，檢測/放大電路310類似于上述檢測/放大電路210來進行配置。
檢測/放大電路310(圖35)的工作原理如下所述。
基準晶體管Tr6和附屬晶體管Tr5的基極端和發(fā)射極端各自彼此連接，以便各個晶體管的集電極電流Iref和Ic變?yōu)橄嗟?。當接收到射頻輸入時，通過元件D1和Q1來對射頻功率進行倍壓整流，由此晶體管TrL的基極電流IQ1增加。因此，流過電阻器RL的電流Ie在這個時候增加。然而，由于附屬晶體管Tr5的集電極電流Ic總是被調(diào)節(jié)成與集電極電流Iref相同，因而由于電流Ie的增加而給濾波電容器Ca充電，并且電流Ie還在下一級(圖34中的放大電路320)流入放大電路，從而使得A點的電位相應地升高。
同樣，還允許采用這樣的電路布局，在其中代替把A點的電位用作為檢測/放大電路310(圖35)的輸出電位，而是將晶體管TrL(圖35中的G點)的發(fā)射極端的電位設置為檢測/放大電路310的輸出電位。當接收到射頻功率時，利用由檢測二極管Q1輸出的電流的直流分量IQ1來降低晶體管TrL的電阻，由此G點的電位升高。因此，還可以將這個電位用作為檢測信號。
作為選擇，與電源電壓和地之間的電路配置相同的電路是由圖35中的二極管D1、檢測二極管Q1、晶體管TrL、附屬晶體管Tr5和電阻器RL配置而成的，所述電路還可以進一步被獨立地配備，以便并行地連接電源電壓和地之間的兩個電路并且差分地輸出兩個電路的兩個G點之間的電位差。當然，在這種情況下，在重新并行添加的電路的一側上沒有連接匹配電路MC。因此，在這種情況下，重新并行添加的電路一側上的二極管Q1作為非檢測二極管進行操作。
接下來，將對在起動信號輸出電路301(圖34)的布局中布置在各級之間的電容器Ce1和Ce2的功能進行解釋。
放大電路320通過電容器Ce1與檢測/放大電路310相連。能夠輸入到放大電路320的信號的截止頻率fc是由放大電路320的輸入阻抗和電容器Ce1確定。也就是說，電容器Ce1實現(xiàn)了形成高通濾波器的功能。
因此，當目標射頻輸入以間歇周期間歇地到達時，例如，在將截止頻率fc設置為例如約40Hz的情況下該間歇周期約為1/300秒，射頻輸入到達的間歇操作的頻率遠高于截止頻率fc。因此，即使在這種情況下，也能夠通過放大電路320來實現(xiàn)期望的放大功能。
此外，根據(jù)這樣的配置結構，就可以有效地避免或緩和低頻噪聲(示例閃爍噪聲)的現(xiàn)象，將不能預料的直流偏移量等等從起動信號輸出電路的前級傳輸?shù)街虚g級，或從中間級傳輸?shù)胶蠹?。因此，能夠?qū)崿F(xiàn)高信噪比。
緩沖器325的輸入端通過電容器Ce2與放大電路320的輸出端相連。電容器Ce2具有近似等于電容器Ce1的電容值，并且它實現(xiàn)了類似于電容器Ce1的高通濾波器形成功能。
緩沖器325具有已知的配置結構，并且二值化電路230與之前描述的第二實施例中的相同。
例如，即使是當并不總是按照例示的方式將差分放大器引入到檢測/放大電路(310)中時，也能夠根據(jù)本發(fā)明的第一種方法來實現(xiàn)本發(fā)明的功能和優(yōu)點。
用于執(zhí)行本發(fā)明的模式不局限于上述實施例，而是還可以按如下所示例的那樣作進一步的修改。即使通過這樣的修改或應用，也可以根據(jù)本發(fā)明的功能來實現(xiàn)本發(fā)明的優(yōu)點。
(修改后的第一實施例)舉例來說，在上述第二實施例中，更加期望的是，按照以下方式把短截線或諧振器添加到向其輸出射頻功率的檢測二極管的第二端子的一側上(示例圖14中的A點)，使得對于將要接收的目標頻率，所添加的短截線或諧振器的兩個端子都短路。通過例如采用其中在匹配電路和諧振器等等之間安置檢測二極管的配置，可以有效地將期望的射頻功率施加到向其輸入射頻功率的檢測二極管的第一端子的一側上。
更具體而言，優(yōu)選的是，例如安置在圖1和2中的檢測/放大電路中的諧振電路(Reso)實質(zhì)上應該也被包含在檢測/放大電路210中。將諧振電路(Reso)設計成對于待檢測的射頻，對應部分短路，并且檢波靈敏度是通過設置諧振電路(Reso)來得以提高的。
此外，可以通過使用下述事實來將差分放大器與低通濾波器組合，即在以低電流操作差分放大器的情況下實現(xiàn)低通濾波器的功能，或者可以把這類差分放大器安置到多個級中，由此與射頻信號的帶寬相比，僅僅最多為射頻信號帶寬的1/1000的帶寬被傳輸和放大。在本發(fā)明中這更加有效。也就是說，在射頻帶寬以內(nèi)僅僅使直流電附近的帶寬經(jīng)過低通濾波和放大，從而能夠使靈敏度被提高到遠遠超過現(xiàn)有技術的二極管波檢測中的靈敏度。
此外，為了移除不必要的射頻分量的波，傳遞函數(shù)應該令人期望地相對于頻率單調(diào)下降。
此外，不僅普通的半導體二極管，起二極管作用的任何其它的元件都能用作為本發(fā)明的檢測二極管。在這一點上，特別是在依照本申請的第十一個發(fā)明而采用N-P-N型晶體管或P-N-P型晶體管的情況下，集成電路的微型化或各種電路部件的偏置電位或偏置電流的設計變得更為方便。
工業(yè)實用性本發(fā)明涉及一種具有向其輸入射頻功率(RF)且從其中輸出直流電位(DC)的RF/DC轉換電路的起動信號輸出電路，以及一種可用于起動信號輸出電路等等的確定電路。本發(fā)明的起動信號輸出電路適用于移動通信裝置，以及ETC、″智能板″、LAN、監(jiān)視系統(tǒng)、車輛的自由鍵系統(tǒng)等等，諸如其中移動通信裝置在此情況下適用的領域。
權利要求
1.一種具有向其輸入指定頻率的射頻功率(RF)且從其中輸出直流電位(DC)的RF/DC轉換電路的起動信號輸出電路，所述起動信號輸出電路包括檢測/放大電路，其包括檢測二極管Q1，用于檢測所述射頻功率；晶體管TrL，用于放大由所述檢測二極管Q1輸出的電流的直流分量IQ1；和電流鏡電路，其包括所述晶體管TrL以作為電路元件，其中所述晶體管TrL的基極電流IB與直流分量IQ1基本相同，并且晶體管TrL的發(fā)射極電流IE受限于所述電流鏡電路。
2.根據(jù)權利要求1所述的起動信號輸出電路，其中所述電流鏡電路包括基準晶體管，其發(fā)射極端連接于預定接地點或饋電點并且其具有預定的負載由此來確定整個起動信號輸出電路的電流量；和多個附屬晶體管，其各個發(fā)射極端連接于所述基準晶體管的發(fā)射極端，并且其各個基極端分別連接于所述基準晶體管的基極端，由此以基本上等同于所述基準晶體管的電流量的量來傳遞電流。
3.根據(jù)權利要求1或2所述的起動信號輸出電路，還包括差分放大器，其中所述晶體管TrL形成差分晶體管對中的一個，所述差分晶體管對被布置在所述差分放大器的信號輸入部分中，并且利用所述電流鏡電路將流過所述差分放大器的總電流調(diào)節(jié)為基本上恒定的值。
4.根據(jù)權利要求3所述的起動信號輸出電路，其中以至少邏輯上基本對稱于所述檢測二極管Q1的方式來設置不檢測所述射頻功率的非檢測二極管Q2；并且非檢測二極管Q2的陰極端子向所述差分晶體管對的另一TrR的基極端輸出與所述檢測二極管Q1的陰極端子電壓相同的電壓，同時不向所述起動信號輸出電路輸入所述射頻功率。
5.根據(jù)權利要求4所述的起動信號輸出電路，其中以所述差分放大器為中心的差分電路的整個電路形式被配置成基本上對稱。
6.根據(jù)權利要求3至5中任何一個權利要求所述的起動信號輸出電路，其中所述差分放大器的負載是被配置為包括兩個MOSFET的電流鏡電路的有源負載。
7.根據(jù)權利要求6所述的起動信號輸出電路，其中所述MOSFET中每個的柵極長度至少為1μm，和柵極寬度至少為2μm。
8.根據(jù)權利要求1至7中任何一個權利要求所述的起動信號輸出電路，其中用于有效地輸入所述射頻功率的匹配電路連接于向其輸入該射頻功率所述檢測二極管Q1的第一端子側。
9.根據(jù)權利要求1-8中任何一個權利要求所述的起動信號輸出電路，其中短截線或諧振器都連接于向其輸入所述射頻功率的所述檢測二極管Q1的第二端子側，以便對于指定頻率，該短截線或諧振器的兩個端子短路。
10.根據(jù)權利要求1-9中任何一個權利要求所述的起動信號輸出電路，其中所述檢測二極管Q1是由N-P-N型或P-N-P型晶體管構成的，所述晶體管的基極和集電極直接連接來作為向其輸入所述射頻功率的所述檢測二極管Q1的第一端子，而其發(fā)射極被用作為向其輸出所述射頻功率的所述檢測二極管Q1的第二端子。
11.根據(jù)權利要求1-10中任何一個權利要求所述的起動信號輸出電路，其中所述檢測/放大電路包括倍壓檢波器電路，其是按這樣的方式來加以配置的，即電容器C1的輸出端位于用于所述射頻功率的輸入部分，并且其陽極射頻接地的二極管D1的陰極端與所述檢測二極管Q1的陽極端連接，且其另一端射頻接地的電容器C2的一端與所述檢測二極管Q1的陰極端連接。
12.根據(jù)權利要求1-11中任何一個權利要求所述的起動信號輸出電路，其中在后級上布置使用CMOS來配置的二值化電路，并且該二值化電路對所述起動信號輸出電路的輸出信號進行二值化。
13.一種確定電路，包括差分放大器，其在邏輯上基本對稱并且用于將輸入電平與基準電位進行比較，其中對于至少邏輯上以基本上對稱的方式而彼此相對的一對負載電阻Ra和Rb，將其輸入電平對應于射頻功率輸入的存在或不存在而波動的輸入波動側的負載電阻Ra設置成低于在確定標準輸入側上的負載電阻Rb，其中該對負載電阻Ra和Rb對流過所示差分放大器的電流進行調(diào)節(jié)，同時構成該差分放大器的負載部分。
14.根據(jù)權利要求13所述的確定電路，其中所述負載電阻Ra和所述負載電阻Rb之間的差ΔR(＝Rb-Ra＞0)是可變調(diào)節(jié)的，由此來自由地設置輸出電位相對于輸入電位的靈敏度。
15.一種確定電路，包括差分放大器，其在邏輯上基本對稱，并且用于將輸入電平與基準電位進行比較，其中用于調(diào)節(jié)流過該差分放大器的電流的差分放大器的負載部分具有電流鏡電路配置，并且是用不對稱的有源負載來進行配置的。
16.根據(jù)權利要求15所述的確定電路，其中所述有源負載包括兩個雙極性晶體管。
17.根據(jù)權利要求13-16中任何一個權利要求所述的確定電路，其中所述差分放大器包括兩組放大電路，其中每一組都是由達林頓連接的兩個晶體管配置而成的，所述兩組放大電路以至少邏輯上基本對稱的方式而彼此相對。
18.根據(jù)權利要求13-17中任何一個權利要求所述的確定電路，其中在后級上布置使用CMOS來配置的二值化電路，并且所述二值化電路對所述確定電路所輸出的確定結果進行二值化。
19.一種具有向其輸入指定頻率的射頻功率(RF)且從其中輸出直流電位(DC)的RF/DC轉換電路的起動信號輸出電路，包括如權利要求13至18中的任一個權利要求所述的所述確定電路。
20.根據(jù)權利要求1-12中任一個權利要求所述的起始信號輸出電路，包括如權利要求13至18中任一個權利要求所述的所述確定電路。
21.根據(jù)權利要求1-12中任一個權利要求或權利要求19或20所述的起動信號輸出電路，還包括使用短截線、諧振器、電感器或濾波電容器來配置的低通濾波器或低帶放大電路，由此就用于檢測二極管Q1的所檢測電位(δv)的直流電位(DC)的傳遞函數(shù)而言，提供了一種窄帶低通濾波器特性，該窄帶低通濾波器特性尤其在直流附近相對于頻率值明顯單調(diào)下降。
全文摘要
一種具有向其輸入指定頻率的射頻功率(RF)且從其中輸出直流電位(DC)的RF/DC轉換電路的起動信號輸出電路，包括檢測/放大電路210，其包括配置成包括用于檢測射頻功率的檢測二極管Q1(Tr34)的倍壓檢波器電路10、包括差分晶體管對Tr31和Tr32的差分放大器、和電流鏡電路。使差分晶體管對的其中一個Tr31的基極電流與流過檢測二極管Q1(Tr34)的電流的直流分量基本相同。利用電流鏡電路將流過差分晶體管對Tr31和Tr32的總電流調(diào)節(jié)成基本上恒定的值。由此，能夠?qū)崿F(xiàn)小尺寸、高靈敏度且低功耗的起動信號輸出電路。
文檔編號H03F3/68GK1717862SQ20038010453
公開日2006年1月4日 申請日期2003年11月26日 優(yōu)先權日2002年11月29日
發(fā)明者水野一男, 木村龍, 加后義行, 田中幸臣, 遠藤和彥, 宇田尚典, 林宏明 申請人:株式會社電裝