專利名稱：揚聲器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及用實際上可能是模擬的或數(shù)字的電信號發(fā)聲的揚聲器。
背景技術(shù)：
常規(guī)模擬揚聲器的操作依靠由某種類型的機電電動機來驅(qū)動的振動膜(通常是單片振動膜)的運動，雖然揚聲器曾經(jīng)嘗試過使用靜電、壓電和電離器件，但動圈是最普通的。從整體上講，模擬揚聲器嘗試通過與平滑變化的模擬電信號近似同步地推動振動膜的全部或一部分來再現(xiàn)所需的聲音，該模擬電信號通常被解釋成代表揚聲器的聽眾應(yīng)該聽到的瞬時聲壓。此類模擬揚聲器的固有限制部分地涉及所使用的振動膜的硬度、振動膜的質(zhì)量、可從具有足夠帶寬的機電電動機獲得的功率的線性和效率；以及對振動膜擺幅(throw)的限制。這些因素和其它因素相結(jié)合，使得模擬揚聲器只能以低效率和相當(dāng)高的失真度來操作。
隨著通常以16位二進制格式的有用高質(zhì)量數(shù)字音頻材料(通常具有接近于0.002％的固有失真度)的流行，很明顯，在收聽再現(xiàn)的聲音(包括收音機、電視機、密致盤片(CD)和數(shù)字磁帶)時，對音頻質(zhì)量的限制因素是接近于1％失真度(差500倍)操作的現(xiàn)有模擬高保真揚聲器系統(tǒng)。近來電子設(shè)備的趨勢已傾向于減少功耗，不只是減少功率消耗量，而且要降低設(shè)備的工作溫度，從而允許實現(xiàn)超小型化和高可靠性以及便于攜帶，而且允許以小電池操作。此外，在0.3％到1％的電聲效率水平下操作的線性模擬功率放大器/揚聲器組合已與這種潮流脫節(jié)了。最后，雖然隨著數(shù)字收音機和電視機的出現(xiàn)，使得數(shù)字音頻源材料變得日益普及并不斷增加，但用于再現(xiàn)數(shù)字源材料的常規(guī)高保真系統(tǒng)都需要在系統(tǒng)中的某個部分包含數(shù)字-模擬轉(zhuǎn)換器(DAC)，以產(chǎn)生應(yīng)用于模擬揚聲器的模擬信號。DAC本身產(chǎn)生的噪聲和失真還加到系統(tǒng)中已出現(xiàn)的噪聲和失真中，而且也增加了額外的成本。
為了開發(fā)出克服上述模擬揚聲器的某些或所有限制因素的數(shù)字揚聲器設(shè)計，已進行了一些嘗試。這些嘗試分成幾類偽數(shù)字揚聲器，包括驅(qū)動標(biāo)準(zhǔn)模擬揚聲器的數(shù)字信號處理器；動圈數(shù)字揚聲器，具有抽頭式“音圈”；壓電和靜電驅(qū)動器，其中把振動膜的面積分成具有二進制相關(guān)表面積的不同區(qū)域；以及脈寬調(diào)制放大技術(shù)，它實際上是一種數(shù)字放大器技術(shù)。
先前為建立數(shù)字揚聲器系統(tǒng)而進行的所有嘗試都假設(shè)二進制數(shù)字代碼是數(shù)字信號媒體，不僅僅是在器件的輸入端(實際上，這是一個理想的假設(shè))，而且也在輸出換能器處。這實際上引起了嚴重的技術(shù)問題。
在有符號的n位系統(tǒng)中，用于輸出最低位(LSB)的換能器工作于比最高(無符號)位(MSB)小2n-2倍的功率電平。由于揚聲器件所必需的機械性質(zhì)，所以寬的動態(tài)范圍給LSB和MSB換能器所使用的器件類型帶來嚴重的設(shè)計限制，從而使器件的匹配非常困難。在二進制加權(quán)的換能器(或換能器陣列)系統(tǒng)中，在代碼從具有許多連續(xù)的低階零或1的值變到具有許多連續(xù)的低階1或零的下一個電平(升或降)的點處，引起嚴重的瞬變問題。在此代碼點變化中產(chǎn)生多個聲學(xué)轉(zhuǎn)換，即使代碼變化只表示信號幅度中最好幾乎聽不見的最低位的變化，這將不可避免地產(chǎn)生相當(dāng)大的聲能。
除了所述的切換瞬變問題以外，還存在與零到1和1到零的代碼變化有關(guān)的電平誤差。這是因為在實際系統(tǒng)中，換能器不易精確匹配，從而無法使最高位換能器準(zhǔn)確地在有效功率或幅度上比共同作用的所有低位換能器之和大一個最低位。
人們不會不知道揚聲器具有許多換能器組成的陣列，這些陣列產(chǎn)生獨立且單獨饋送的壓力脈沖，但在過去這是以二進制數(shù)字信號進行的，如Stinger的4,515,997號美國專利，鑒于上述原因，它實際上沒有獲得成功。沒有人以一元數(shù)字信號這樣做，因為人們還沒有預(yù)見到它們在這些方面的優(yōu)點。如Nubert的4343807 A1號丹麥專利，已使用電壓采樣信號而不是分立的時間采樣信號來確定，在已達到一系列電壓閾值時應(yīng)選通以一維或二維陣列排列的相同換能器的哪個瞬時號碼，但該專利沒有揭示對二進制(或其它)數(shù)字代碼進行一元編碼，它也不能用于把使各種換能器觸發(fā)的電壓電平轉(zhuǎn)換成合適的聲壓級，而是在換能器中觸發(fā)接近瞬時三維的音量變化或恒定的行程，于是在觸發(fā)器的邊沿產(chǎn)生一系列正負壓力脈沖，而不是具有適當(dāng)極性的連續(xù)脈沖，其最終結(jié)果是不產(chǎn)生有用的聲功率。Nubert描述了其發(fā)明的操作完全根據(jù)某些電壓水平下發(fā)生的事件，這本身并未揭示規(guī)則時間采樣的數(shù)字信號，例如，快閃ADC能進行數(shù)字化而不需要規(guī)則(在某些情況下，任意)時鐘信號。在Nubert的揭示中未清楚地指明在存在數(shù)字輸入信號的情況下如何實現(xiàn)對各個換能器的控制，尤其是，未清楚地指明如何把這些數(shù)字輸入信號編碼成為任何所需的形式。Nubert揭示了使用恒定行程的換能器的想法，但沒有揭示恒壓的脈沖換能器。
現(xiàn)有數(shù)字揚聲器設(shè)計未妥善解決的另一個問題是產(chǎn)生所需的聲音輸出波形的換能器的動態(tài)范圍和合適的驅(qū)動波形。
在已有技術(shù)中有眾所周知的二進制-一元編碼器。5,313,300(Rabile)號美國專利中描述了從能對不太寬的二進制字進行編碼的一元子編碼器合成寬二進制字的用于視頻DAC的這種編碼器的技術(shù)。描述的該技術(shù)使用以類似于樹狀結(jié)構(gòu)互連的小型一元編碼器的“層”，以附加選通方框進行最終一元轉(zhuǎn)換。把此設(shè)計擴展到較大輸入二進制位寬所存在的問題是，所有一元子編碼器之間的互連系統(tǒng)變得很復(fù)雜，且不能順從總線結(jié)構(gòu)方式(因為其樹狀分層或級聯(lián)性質(zhì))。此外，5,515,300號美國專利的設(shè)計預(yù)先假定存在一元子編碼器方框，雖然揭示了用于整個復(fù)合編碼器的真值表，但沒有描述此種子編碼器的操作(也沒有真值表)，因此其實際性質(zhì)是不清楚的。
眾所周知的數(shù)字脈寬調(diào)制PWM，例如Kirn的4,773,096號美國專利，它使用時鐘振蕩器來驅(qū)動數(shù)字計數(shù)器(其輸出端連到數(shù)字幅值比較器的一個輸入端)，以把一系列數(shù)字輸入字轉(zhuǎn)換成一系列PWM波形，該波形的連續(xù)平均值近似于一系列數(shù)字輸入字的值。然而，此裝置沒有象這里所揭示的一樣把單個數(shù)字輸入脈沖轉(zhuǎn)換成PWM斜波信號。
Rogers的5,287,531號美國專利揭示了一種裝置，通過對一系列串行輸入/輸出移位寄存器(SISOSR)進行菊花鏈接，以從計算機總線中的一系列插入卡中讀取數(shù)據(jù)，每張卡讀取一個數(shù)據(jù)，并按序?qū)⑵鋬?nèi)容計入控制微處理器。然而，以此方案從每張卡中檢索到的數(shù)據(jù)量完全受到安裝在每張卡上SISOSR尺寸的限制，而且不能單獨地把信息寫入每張卡，也不能存儲信息或?qū)ㄟM行控制。很明顯，Roger的器件通過讀取來自SISOSR(插在離控制微處理器最遠的總線端部，且其數(shù)據(jù)配置成不同于可插入總線的任何有效卡所產(chǎn)生的數(shù)據(jù)并被處理器這樣認為)的偽數(shù)據(jù)來檢測總線上的器件數(shù)，該器件不在專用線上產(chǎn)生指示檢測到的總線上最后一個器件的獨特邏輯脈沖。
說明書、摘要和權(quán)利要求書中所使用的術(shù)語的定義一個一元的數(shù)字(digit)也可采用兩個值0、1中的任一個值，或者可定義為只采用單個值1，然后用它不存在表示0，這多少類似于羅馬數(shù)字表示法。除了以1的整數(shù)次冪來代替2或10的整數(shù)次冪以外，一元整數(shù)位置表示法類似于二進制或十進制位置表示法。由于1的所有正整數(shù)次冪都等于1，所以很清楚，用一元表示法，所有的數(shù)字都具有相同的權(quán)，該權(quán)是單位一，且一元位置表示法中一元數(shù)字的位置是無關(guān)的，只有其值1或0，或其存在或不存在具有某種意義。于是，在一元位置整數(shù)中從右數(shù)第四個一元數(shù)字表示因子1或0乘以13＝1，右面的第一個一元數(shù)字表示因子1或0乘以10＝1。因此，例如，110102＝1×14+1×13+0×12+1×11+0×10＝110+110+0+110+0＝310它在數(shù)字中只是一個1位數(shù)字。于是，數(shù)字的位置在一元數(shù)字中變得無關(guān)緊要。因此，在位置表示法中用作位置監(jiān)護人的0在一元情況下是無關(guān)的，所以不需要0。于是，我們只需要把數(shù)字110101準(zhǔn)確地寫作1111，兩種表示法都具有十進制值310。
術(shù)語十進制的數(shù)字沒有專用名稱。通常把“二進制數(shù)字”的語句簡化為“位”。同樣，通常把“一元數(shù)字”簡化為“單元”。然而，由于單詞“單元”因不熟悉的作用而容易與其更常用的意思混淆，我們使用了語句“一元數(shù)字”。

發(fā)明內(nèi)容
一種揚聲器包括一些基本上相同的換能器，每個換能器配置成把電學(xué)揚聲器輸入信號轉(zhuǎn)換成聲輸出，其中每個換能器可相互獨立地被分立時間采樣的數(shù)字信號驅(qū)動，這些信號表示將由揚聲器產(chǎn)生的聲音，其特征是每個換能器可以預(yù)定采樣速率被一元數(shù)字信號驅(qū)動，此揚聲器還包括以預(yù)定采樣速率把非一元數(shù)字輸入信號轉(zhuǎn)換成多個一元數(shù)字信號的編碼器裝置，每個換能器在一元數(shù)字驅(qū)動信號脈沖的持續(xù)時間產(chǎn)生近似恒定的壓力脈沖。
本發(fā)明可附加地包括脈沖成型裝置，用于把一元數(shù)字信號轉(zhuǎn)換成適于所使用的換能器類型的各種正方形和非正方形分布的脈沖信號。換能器最好是相同的，在一個較佳實施例中，每個換能器都為雙極性，能依據(jù)所加的一元信號的極性含義產(chǎn)生正負壓力變化。
在一個較佳實施例中，換能器以兩維的陣列排列。每個換能器的形狀可以嵌成兩維的棋盤花樣，例如，可以是三角形、方形、矩形或多邊形。在此情況下，可任意設(shè)置換能器之間的間隔。此外，每個換能器的形狀可以不嵌成棋盤花樣，例如可以是圓形或橢圓形，鄰近換能器之間設(shè)置間隔?？赏ㄟ^在第一換能器陣列后面設(shè)置另一個換能器陣列，第二陣列中的每個換能器位于第一陣列中相應(yīng)的間隔后面，使它們排列成三維，如此來開發(fā)第一陣列換能器中所存在的間隔?？芍貜?fù)此處理，以提供具有任意層數(shù)的組合換能器陣列。
由于換能器陣列以兩維或三維方式分布于空間，所以通過依據(jù)陣列中任意特定換能器位置改變換能器數(shù)量，使聽眾可遠離換能器，其結(jié)果是由換能器同時發(fā)出的聲脈沖將在不同時間到達聽眾的位置。通過引入依據(jù)換能器離聽眾的距離對換能器的輸入信號進行差分延遲的延遲裝置來校正此結(jié)果，從而使對揚聲器發(fā)生變化的單個輸入信號而引起的所有換能器的聲脈沖同時到達聽眾的位置。此外，可對延遲裝置進行調(diào)節(jié)，以依據(jù)選中并可變的聽眾位置改變所加的延遲。
如本發(fā)明所述的各個換能器還可以包括以兩維或三維陣列排列的兩個一組、三個一組、四個一組或一般的N個一組(N＞＝1)的獨立換能器元件，每個換能器元件包括被同一一元信號驅(qū)動并位于陣列中的N個一組的換能器元件，從而每個N個一組整體的重心位置盡可能靠近陣列的垂直或水平中心線，或者在三維陣列的情況下盡可能靠近陣列的前后中心平面，如此把從揚聲器感覺到的聲音局限在陣列中心附近盡可能小的范圍內(nèi)。此技術(shù)使得可構(gòu)成包括換能器陣列的大型數(shù)字揚聲器，其中陣列的空間范圍可與聽眾離揚聲器的距離相比擬，而仍舊可產(chǎn)生此揚聲器是一個接近于陣列中心的有限位置的小空間聲音源的錯覺。
換能器陣列所產(chǎn)生的輸出聲音是各個換能器所產(chǎn)生的單個聲音的相加效應(yīng)。單個換能器不能再現(xiàn)所需的聲音。在對每個換能器的驅(qū)動電平固定的情況下，啟動較少數(shù)目的換能器將再現(xiàn)較輕的聲音，而不是較響的聲音。把輸入信號編碼成一元格式的結(jié)果是從N編碼里產(chǎn)生M編碼，這里N是輸入信號所表示的不同電平的數(shù)目，也是所需換能器的最大數(shù)目，M是瞬時輸入信號電平，也是由該輸入信號電平啟動的換能器的數(shù)目。
從所獲輸出聲壓的觀點看，在一元編碼數(shù)字揚聲器系統(tǒng)中，由于所有的換能器都具有相同的單位輸出功率電平或“權(quán)重”，所以無論在總共N個換能器的組中接通哪些M個特殊換能器來產(chǎn)生有效的最大輸出聲壓級MN都沒有關(guān)系。于是，在從整個陣列中選擇換能器小組方面可獲得很大的自由度，這些小組可用于以各種方式增強性能。
與相同輸入信號電平有關(guān)的換能器最好在陣列中相互靠近，從而獲得高度集中的聲源效果，尤其是在低幅度的再現(xiàn)聲音的場合中。
為了減少揚聲器發(fā)射超過人們聽力極限的頻率范圍(例如，大于約20KHz的頻率)的聲波(超聲波發(fā)射)，可在輸出換能器陣列和收聽空間之間加上聲波低通濾波器。這可通過在聲波輸出換能器和收聽空間之間放置適量材料來實現(xiàn)，該材料在超過20KHz的范圍內(nèi)具有強的吸聲能力，在低于該頻率時具有低的吸聲能力。
可通過盡可能提高數(shù)字采樣速率來減少揚聲器的超聲波發(fā)射。可從密致盤片和其它普通聲源獲得的標(biāo)準(zhǔn)數(shù)字音頻材料具有40KHz到50KHz范圍內(nèi)的采樣速率。當(dāng)以此采樣速率再現(xiàn)20KHz的音頻輸入信號時，在輸入信號的每個周期內(nèi)僅產(chǎn)生兩個或三個樣品。如果對聲學(xué)輸出換能器自始至終都保持同一個采樣速率，則大部分聲能將在低于100KHz的頻率下發(fā)射，少量的聲能在較高頻率下發(fā)射。如果采樣速率提高到例如100KHz，則將在更高的頻率下產(chǎn)生最低頻的強超聲波，并成比例地減小其幅度。本發(fā)明還可包括數(shù)字插入裝置，以提高揚聲器輸入信號的采樣速率。在本發(fā)明中，在進行數(shù)字-模擬聲轉(zhuǎn)換后，使用插入處理以減輕聲學(xué)濾波，而不是電學(xué)濾波的要求。
編碼器裝置可具有相應(yīng)于一元信號數(shù)目和換能器數(shù)目的多個并行輸出端。為了在時間上壓縮一元信號并使編碼器裝置具有更少的輸出端(極限為單個輸出端)，另一個布局是使一元信號重新構(gòu)成并行流應(yīng)用于換能器。
依據(jù)本發(fā)明的揚聲器組件最好包括連接在編碼器裝置和換能器之間的換能器驅(qū)動器，此換能器驅(qū)動器把來自編碼器裝置的一元輸出信號轉(zhuǎn)換成合適的電流和電壓電平，以驅(qū)動換能器。
揚聲器組件最好附加控制換能器驅(qū)動波形形狀的脈沖成型裝置，此脈沖成型裝置可提供偏離于標(biāo)稱正方形標(biāo)準(zhǔn)數(shù)字脈沖的驅(qū)動脈沖。當(dāng)換能器超出適于用作數(shù)字揚聲器元件的操作速度范圍時，如果其動態(tài)范圍由阻力或粘滯拉力所決定，則正方形驅(qū)動脈沖接通時將提供基本上恒速的操作，于是將產(chǎn)生近似于方波(恒定)的脈沖輸出壓力。當(dāng)換能器動態(tài)范圍由類似于彈力的回復(fù)力(柔順力)所決定時，一般是換能器低于其共振頻率操作且具有低阻尼，則脈沖成型裝置可提供線性斜坡形驅(qū)動脈沖。當(dāng)換能器的動態(tài)范圍由慣性力所決定時，一般是換能器高于其共振頻率操作并具有低阻尼，則脈沖成型裝置可提供雙極性脈沖形驅(qū)動脈沖，該脈沖包括與輸入脈沖前沿一致的短脈沖以及與輸入脈沖后沿一致的反極性的第二短脈沖。當(dāng)由此三種情況組成換能器的動態(tài)范圍時，脈沖成型裝置可提供這樣的驅(qū)動脈沖波形，從而在每個輸入脈沖的周期內(nèi)產(chǎn)生基本上恒定的脈沖輸出壓力。脈沖成型裝置可提供上述一些或所有脈沖形狀的任意組合并可附加地直接與換能器驅(qū)動裝置組合成一個合成結(jié)構(gòu)。此外，脈沖成型裝置可以插在編碼器裝置和換能器驅(qū)動器裝置之間。另一個變形是可把脈沖成型裝置插在換能器驅(qū)動器裝置和換能器之間。
為了在產(chǎn)生正方形驅(qū)動脈沖時保持數(shù)字脈沖驅(qū)動電子裝置的高功率，可用脈寬調(diào)制技術(shù)(PWM)來實現(xiàn)脈沖成型裝置，其中換能器驅(qū)動脈沖的有效形狀是在一元輸入脈沖周期內(nèi)產(chǎn)生有許多周期且快速變化的正方形波形的平均值，為了產(chǎn)生適于換能器動態(tài)范圍的有效脈沖形狀，其傳號-空號比必須連續(xù)變化。
一個較佳實施例中的編碼裝置可具有分組裝置，用于把n個輸入二進制數(shù)字或位(如果輸入是二進制數(shù)字)分成k組n/k位；還可具有數(shù)目相應(yīng)于k的多個編碼器，每個編碼器具有n/k個輸入位和數(shù)目少得多的邏輯門，則換能器驅(qū)動器也具有一些附加的門。
在另一個較佳實施例中，以模的方式建立從n個輸入二進制(例如)位中產(chǎn)生N個(這里N＝2n-1，或如果把n個輸入位中的一位用作符號位，則N＝2n-1-1)一元信號的編碼裝置，從而把一些相同的編碼子模塊連接到數(shù)據(jù)總線，該總線用于輸送表示要再現(xiàn)成聲音的輸入電信號的全部輸入二進制(例如)數(shù)據(jù)字。每個編碼子模塊被設(shè)計成對P個一元數(shù)字進行編碼，這里P＜N，通常有Q個這樣的模塊，從而P×Q＝N，這些子模塊在被啟動而成為編碼器以前，通過控制總線向它們發(fā)送控制信號以及通過數(shù)據(jù)總線或控制總線向它們發(fā)送編程數(shù)據(jù)進行預(yù)編程，從而在編程后每個Q子模塊響應(yīng)于不同組的P個輸入信號電平，并只把該組的P個輸入信號電平編碼成為P個一元輸出信號。其累積結(jié)果是把所有N個可能的輸入信號電平編碼成為P×Q＝N個一元輸出信號，但它沒有平滑n位二進制(例如)到一元編碼器的復(fù)雜性，而是使用便于設(shè)計和大量制造的Q個相同的模塊，而且也便于擴展到不同數(shù)目的輸入信號位n。通過使Q個編碼器子模塊的每一個包含觸發(fā)器并使控制總線連接在模塊之間以使Q個觸發(fā)器互連，從而形成一串行輸入移位寄存器，從而使編程系統(tǒng)變得及其簡單。編程時，在對移位寄存器進行初始化清零后，對如此形成的移位寄存器的輸入端引入單個訪問(access)脈沖AP(未示出)，此移位寄存器實際上分布于所有的Q個編碼器子模塊之間，然后由控制總線上的公共時鐘信號每次通過移位寄存器的一個觸發(fā)器對該寄存器進行定時。因為在編程期間只有一個AP引入觸發(fā)器的輸入端，所以在每個時鐘脈沖已把它移到下一級后，只有一個模塊可包含此AP，因此，如果用每個模塊中的觸發(fā)器來啟動編程的模塊，則只有當(dāng)模塊包含AP時，才可通過例如在公共數(shù)據(jù)總線上引入編程信息，并在所有模塊的公共控制總線上發(fā)出一編程脈沖(其中，只有在其觸發(fā)器中包含AP的模塊將響應(yīng)于該編程指令)，依次對每個模塊進行獨立編程。于是，利用時鐘信號使AP通過Q個模塊進行移位(每次一個模塊)，并在每次移位操作后發(fā)出編程信息，即使模塊在邏輯上是相同的且沒有硬件獨特的地址，也能用該模塊特定的信息對整個模塊鏈的每個模塊進行編程。此模塊編程技術(shù)廣泛地應(yīng)用于連接到公共總線的任意可編程模結(jié)構(gòu)，且它的使用并不限于這里提出的數(shù)字揚聲器設(shè)計。
可通過采用編碼方案以外的符號信息，并結(jié)合編碼器的輸出控制換能器驅(qū)動器或脈沖成型裝置，以直接控制輸出信號的符號，來簡化把一種格式(例如二進制)的數(shù)字輸入轉(zhuǎn)換成一元數(shù)字輸出的編碼裝置，這里輸入格式表示帶符號的量。在二進制-一元編碼器具有n個輸入位的情況下，這里輸入位中的一位是符號位，如果其它的n-1位被饋送到無符號的n-1位二進制-一元編碼器，且2n-1-1個一元數(shù)字輸出信號與輸入二進制符號位一起被饋送到換能器驅(qū)動器，則可減少大量電路且不損失信息。
可以邏輯AND方式，以疊加在來自一元編碼器輸出端和任意脈沖成型電路的驅(qū)動信號上的高頻信號對換能器進行選通和阻斷，可調(diào)節(jié)換能器所發(fā)射的聲輸出脈沖的有效幅度而仍保持高效率，這里高頻信號的傳號-空號比可從0連續(xù)變化到1。這雖然類似于PWM，但它是對揚聲器電路所產(chǎn)生的附加調(diào)制。改變換能器所發(fā)射的聲輸出脈沖有效幅度的另一個或可能的附加方法是改變提供給換能器驅(qū)動器電路的電源電壓，利用PWM技術(shù)使此方法也可獲得高效率。這兩種技術(shù)都賦予揚聲器音量控制的功能，而在揚聲器系統(tǒng)的輸出端右邊產(chǎn)生音量控制的有效衰減時保持可能有的最高信噪比，從而對信號同樣地衰減任意內(nèi)部產(chǎn)生的噪聲。
可使用上述章節(jié)中所述的方法減少一元數(shù)字揚聲器所需的換能器的數(shù)目，而不減少聲音輸出的有效分辨率。這最好通過在揚聲器組件中裝入功率控制裝置來實現(xiàn)，這些裝置諸如上述章節(jié)中所述，可依據(jù)輸入信號的幅度動態(tài)地改變每個換能器的輸出功率。功率控制裝置可包括數(shù)字延遲器件，能在其最低頻率下在輸入信號的至少半個周期中以n位的全輸入信號分辨率(例如，如果對輸入信號進行二進制編碼)進行存儲；存儲裝置，用于在輸入信號被存入延遲器件的持續(xù)期內(nèi)存儲輸入信號所獲得的最大幅度；一裝置，用于選擇在p個位構(gòu)成的組的最高位位置中包含1而不包含0的p個最高的連續(xù)輸入信號位(p＜＝n)，且不計入傳遞給一元編碼器的符號位；以及依據(jù)存儲裝置中獲得的最大幅度選擇換能器的輸出功率電平的裝置，選出的功率電平得以通行，并從數(shù)字延遲器件中讀出所存儲的輸入信號。在此情況下，能把＜＝p個位編碼成為驅(qū)動2p個輸出換能器的一元編碼信號的數(shù)字揚聲器可產(chǎn)生n位(p＜＝n)的動態(tài)范圍，而避免提供n位二進制-一元編碼器和輸出系統(tǒng)所需的附加電路和換能器的額外的復(fù)雜性。
為了允許通過本發(fā)明主題的揚聲器來再現(xiàn)模擬信號源以及數(shù)字信號源，可在揚聲器組件中再裝入模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器，以實現(xiàn)此功能。
為了提供正負壓力變化，可設(shè)置分離的正負壓力換能器或以雙極性方式驅(qū)動相同的換能器。為了再現(xiàn)靜音，關(guān)閉所有的換能器，從而它們是靜止的。為了產(chǎn)生正壓力，使換能器的前表面相對于關(guān)閉狀態(tài)向外移動。為了產(chǎn)生負壓力，使換能器的前表面相對于關(guān)閉狀態(tài)向內(nèi)移動。如果來自二進制-一元解碼器輸出的分離一元數(shù)字信號表示正和負壓力，則可把這些信號加到分離的正-壓力和負-壓力產(chǎn)生換能器，或以推-拉或雙極性方式驅(qū)動各個換能器，即使一對一元信號驅(qū)動一個換能器。對于給定分辨率的數(shù)字揚聲器而言，此方案把所需的換能器數(shù)目減少了一半。此外，二進制-一元編碼器可以省略二進制輸入信號的符號位，并把它分別用于控制來自被編碼器的(正)一元輸出所驅(qū)動的聲換能器壓力脈沖的極性。對于給定分辨率的數(shù)字揚聲器，此方案同樣把換能器數(shù)目減少了一半。
實際的此類數(shù)字揚聲器可能需要大量換能器，例如，為了處理8位的二進制輸入，需要256個聲壓級表示。因為0級不需要壓力，所以該級不需要換能器。因此，在此例中需要255個換能器(最大值)。如果以上述雙極性方式驅(qū)動換能器，則有128個換能器就夠了。一般，對于處理n位二進制輸入的系統(tǒng)，需要2n-1個單極性或2n-1個雙極性換能器。為此目的雖可使用分立的換能器，但使用集成的多個換能器來減少成本和制造復(fù)雜性更有利。例如，如果要使用靜電換能器，可生產(chǎn)大量面積相等的電極，每個電極單獨連接到一個具體換能器件的各個一元數(shù)字信號，于是產(chǎn)生一個換能器陣列。如果要使用壓電換能器，則可把一片壓電材料分隔成大量面積相等的區(qū)域，每個區(qū)域具有它自己的電極，這些電極分別連接到不同的一元數(shù)字信號，從而形成一換能器陣列。同樣，若要使用電磁換能器，用一組分別連接的電線，最好是用印刷電路技術(shù)在公共襯底上制造這些電線，每根電線在器件的磁場內(nèi)產(chǎn)生相同的安匝效應(yīng)并分別連接到不同的一元數(shù)字信號，從而形成換能器陣列?？梢噪p極性或推-挽方式操作所有這些陣列結(jié)構(gòu)，從而陣列的每個換能器元件分別連接到兩個不同的一元數(shù)字信號或一個一元數(shù)字信號和符號控制位以產(chǎn)生正負輸出壓力。所有這些陣列結(jié)構(gòu)所具有的一大優(yōu)點是需要多個相同的元件，這有助于匹配和簡化制造。
附圖概述

圖1是示出依據(jù)本發(fā)明的數(shù)字揚聲器中各種基本元件之間關(guān)系的方框圖。
圖2示出單極性3位二進制-一元轉(zhuǎn)換器的邏輯。
圖3示出3位偏移二進制-一元轉(zhuǎn)換器的簡單邏輯。
圖4示出用成對反極性含義的一元信號推-挽(雙極性)驅(qū)動換能器的方法。
圖5示出具有典型的復(fù)雜~(n-1)2n簡單邏輯門的n位單極性二進制-一元編碼器基本的輸入和輸出。
圖6示出用兩個(n/2)位二進制-一元編碼器以及一些附加的簡單邏輯組裝n位單極性二進制-一元編碼器的方法。
圖7示出圖6所示附加的簡單邏輯方框10中一個方框的細節(jié)。
圖8示出由連到總線的多個相同邏輯模塊構(gòu)成并被總線控制器編程的可定標(biāo)和可擴展的基于總線的二進制-一元編碼器。
圖9詳細示出圖8中總線連接模塊中一個模塊的結(jié)構(gòu)，該模塊把加到其上的特定范圍的輸入信號編碼成為一元。
圖10示出裝入圖8中每個模塊15的簡化觸發(fā)器邏輯的細節(jié)，以使每個模塊可被圖8所示的總線控制器13單獨編程。
圖11示出一例的一元信號波形及用于具有各種動態(tài)特性的聲換能器的有關(guān)適宜驅(qū)動波形，以產(chǎn)生大致為正方形的聲脈沖。
圖12示出用于數(shù)字脈寬調(diào)制(PWM)系統(tǒng)的簡化邏輯，根據(jù)一元信號和符號(極性)信號產(chǎn)生線性的斜坡形PWM波形。
圖13示出把作為圖12所示系統(tǒng)元件的計數(shù)器和幅度比較器互連的常規(guī)方式。
圖14示出由具有圖13所示互連方式的圖12電路所產(chǎn)生的典型PWM波形。
圖15示出把圖12的計數(shù)器和幅度比較器互連的改進方法。
圖16示出應(yīng)用于圖12電路時由圖15的互連方式所產(chǎn)生的改進PWM波形。
圖17示出用于產(chǎn)生驅(qū)動具有慣性所決定動態(tài)范圍的換能器所使用的雙極性脈沖的簡單邏輯電路。
圖18示出圖17所示電路的典型波形。
圖19以剖面示出如何以三維方式堆疊多個兩維換能器陣列，以便在每個陣列中設(shè)置間隔允許聲音通過時形成更緊湊的聲源。
圖20以平面圖示出與圖19相似的布局。
圖21示出換能器緊湊的兩維陣列排序，每個換能器靠近與相鄰信號電平有關(guān)的換能器。
圖22示出為了補償聽眾到換能器的路徑長度差，把差分信號延遲加到陣列中每個換能器的方法。
圖23示出如何使圖22所示的延遲系統(tǒng)成為動態(tài)或靜態(tài)可變和可編程。
圖24以方框圖示出一種系統(tǒng)，以從輸入信號中選擇最高的非零位子集，并把它們加到一些一元換能器上，從而既保持所需的輸入-輸出關(guān)系，也保持可能的最高分辨率。
圖25以方框圖示出一種揚聲器，該揚聲器應(yīng)用了這里所述的某些發(fā)明和設(shè)計方法。
工業(yè)應(yīng)用性本發(fā)明主題的數(shù)字揚聲器可應(yīng)用于當(dāng)前使用模擬揚聲器的所有場合，包括在民用和商業(yè)設(shè)備中再現(xiàn)音樂、話語和其它聲音，這些設(shè)備包括收音機、電視機、記錄CD和磁帶放音機、音樂中心、高保真音響系統(tǒng)、有線廣播系統(tǒng)、擴聲系統(tǒng)、室內(nèi)劇場、電影院、劇場、背景音樂系統(tǒng)、樂隊、便攜式聲音再現(xiàn)設(shè)備、汽車內(nèi)娛樂系統(tǒng)和耳機中的迷你形式。
此數(shù)字揚聲器設(shè)計在這些應(yīng)用中較之現(xiàn)有揚聲器設(shè)計的優(yōu)點包括再現(xiàn)的質(zhì)量更高而失真更低；結(jié)構(gòu)因子比大多數(shù)音箱模擬揚聲器更平坦；因為采用的是數(shù)字電路而不是模擬電路，所以具有更高的穩(wěn)定性；不需要獨立的線性功率放大器；重量更輕；更便于攜帶；更便于制造并保持高的質(zhì)量標(biāo)準(zhǔn)；可把批量產(chǎn)生技術(shù)應(yīng)用于換能器陣列組裝；效率更高，因此功耗更低，且從電池電源獲得更長的操作時間；成比例的設(shè)計允許以統(tǒng)一的方式平衡所需的精度與成本和復(fù)雜性，因為可通過增加更多同精度的元件來實現(xiàn)更低的失真；在輸入信號為零時可產(chǎn)生實際為零的輸出噪聲(即，非常高的信噪比)。
本發(fā)明的較佳實施方式圖1示出本發(fā)明基本的創(chuàng)新。在n個輸入信號路徑上的輸入緩沖器1處接收到某種表示聲壓波形的數(shù)字輸入信號。此數(shù)字信號可以是任意的數(shù)字代碼形式(例如，串行或并行形式的二進制代碼、十進制代碼)。雖然本發(fā)明不限于此輸入格式，但為了說明，假設(shè)是一種n位的二進制代碼輸入信號，這里n位中的一位是表示輸入信號極性的符號位。輸入緩沖器1對輸入信號呈現(xiàn)均一的阻抗，并在把n個并行二進制位提供給編碼器2前進行一些必要的電平轉(zhuǎn)換和/或串并行的轉(zhuǎn)換。編碼器2把n位的二進制輸入代碼編碼成為N個一元信號，其中的一個信號是一元符號或極性信號，表示其余的N-1個一元信號是否表示正或負的量，這里N＝2n-1，編碼的主要功能是當(dāng)n位輸入信號的(正)幅度等于M時，則N-1個非符號一元信號中的M個信號將被接通(即，邏輯1)，而其余的信號斷開(即，邏輯0)。把來自編碼器2包括符號信號的N個輸出信號加到換能器驅(qū)動器3，驅(qū)動器3把來自編碼器2的N個一元邏輯信號轉(zhuǎn)換成具有適當(dāng)電流、電壓、脈沖形狀和極性的N-1組信號，以分別驅(qū)動圖1的4處集中所示的N-1個聲學(xué)輸出換能器，換能器驅(qū)動器3連到這些換能器。N-1組信號中的每一組信號可以是所有N-1個換能器共享公共反回線(未示出)的單個雙極性信號，或者可以是一對推-挽信號。換能器基本上都相同的第N-1組聲學(xué)輸出換能器4把電學(xué)驅(qū)動信號轉(zhuǎn)換成均一的聲壓脈沖，每個脈沖的幅度為a，極性如輸入符號位所示。由于編碼器2的作用是在數(shù)字輸入信號具有幅度M時啟動N-1個非符號一元信號中的M個信號，每個信號導(dǎo)致發(fā)射幅度為a的聲壓脈沖，所以換能器陣列的總發(fā)射壓力幅度是M×a＝A。于是，圖1所示系統(tǒng)的輸出總聲壓具有與輸入信號相同的極性，并且當(dāng)數(shù)字輸入信號具有幅度M時具有幅度M×a，從而可靠地再現(xiàn)作為聲音的數(shù)字電學(xué)輸入信號，盡管依據(jù)換能器數(shù)目N-1有一些量化噪聲。
輸入緩沖器1是簡單的，將不再對其作進一步的描述。將對n位有符號的二進制輸入情況示出將要實現(xiàn)的解碼功能的定義。則編碼器2將具有n個二進制輸入b0、b1、b2、...bn-1和N個輸出u0、u1、u2、...uN-1，這里N＝2n-1。輸出u0將是一元輸出符號信號，表示其幅度在其余的N-1個輸出中被編碼的一元輸出數(shù)字是正還是負。定義u0＝bn-1，這里二進制輸入bn-1是輸入信號的符號位。其余的n-1個二進制輸入b0、b1、b2、...bn-2表示一個無符號的二進制數(shù)字，其幅度V可以在0和2n-1-1＝N-1的范圍內(nèi)。其余的N-1個一元輸出u1、u2、...uN-1定義為u1＝0，如果V＜i，否則u1＝1，對于0＜i＜N則，如果V＝0(它＜1)，則所有的一元輸出都為零。否則，當(dāng)輸入二進制幅度＝V時，有V個一元輸出具有值1，這里0＜V＜N。
于是，簡單地把符號位從輸入位bn-1直接傳送到輸出一元符號位u0。其余的電路實質(zhì)上實現(xiàn)n-1位單極性的二進制-一元編碼器。圖2示出3位形式的單極性二進制-一元編碼器，其真值表如下所示。在標(biāo)為i/p的一欄中也示出模擬輸入值所表示的十進制的值十進制---二進制--------------------一元輸出---------------

應(yīng)注意，此3位的一元編碼器在邏輯上不等價于在最普通的邏輯體系(例如，74xx138)中通常獲得的N選一編碼器或解碼器。它進行N選M編碼，0＜M≤N。
圖3示出3位偏移二進制-一元編碼器5。在此情況下，沒有這樣的輸入符號位。而是，在把二進制代碼解釋成雙極性信號(偏移二進制代碼)時，需要把此代碼定義為表示零輸出聲壓。對于3位偏移二進制系統(tǒng)，這通常取作代碼0112或1002。下表示出如何把此代碼編碼成為一元信號，其中的一些信號表示正壓力輸出，而另一些表示負壓力輸出，這里我們已假設(shè)代碼1002表示零。
十進制---二進制--------負輸出----- ---正輸出---


在此真值表中，i/p以十進制給出，表示雙極性輸入信號的電平，位0到2在二進制中是相同的內(nèi)容。一元數(shù)字輸出op1到op4將用于驅(qū)動負壓力換能器，而一元數(shù)字輸出op5到op7將用于驅(qū)動正壓力換能器。從真值表中可看出，當(dāng)正壓力輸出op5到op7中的任一個接通(值1)時，負壓力輸出op1到op4中沒有一個是接通的(值1)。例如，如果op1與op5配對，op2與op6配對，op3與op7配對，每一對驅(qū)動雙極性壓力換能器的相對兩側(cè)，則可看出，換能器將依據(jù)表中的代碼適當(dāng)?shù)禺a(chǎn)生正或負壓力階躍，而不在正負輸出之間產(chǎn)生相互干擾。即，由其值同時等于1的一個正和一個負信號不能驅(qū)動任一個換能器。于是，相對于用每個一元輸出來驅(qū)動各個換能器的情況，所需的的換能器數(shù)目可以減半。
圖4示出如何把編碼器5的輸出對加到聲換能器6，以提供雙極性驅(qū)動從而產(chǎn)生雙極性壓力波輸出。如上所述，op1與op5配對以驅(qū)動一個換能器，op2&op6以及op3&op7進行同樣的配對，op4可用于附加換能器7的單極性驅(qū)動，或干脆不用，因為沒有與其配對的匹配正輸出信號。一般，對于n位偏移二進制輸入，將由編碼器獲取2n-1個一元數(shù)字輸出，這些輸出中的一個輸出將不能配對，留下2n-2個一元信號。這些信號將形成2n-1對，并可通過一些換能器驅(qū)動電路加到相同數(shù)目的音頻換能器上。
另一種偏移二進制是2的補碼二進制。2的補碼-一元雙極性編碼器的真值表如下所示


在實際的數(shù)字揚聲器中，需要對8位或更多位的二進制數(shù)字進行編碼。這就增加了編碼器的復(fù)雜性，至少從某種程上說，必須產(chǎn)生大量輸出，且相應(yīng)地增加了門的數(shù)目。如果要使各個門本身盡量保持簡單，也將增加選通電平。應(yīng)注意，如果通過編碼器的絕對總延遲總共小于~1毫秒，則通常沒有影響。不同輸入-輸出路徑的相對延遲則有些影響，因為在理想的編碼器中，所有的輸出將同時改變。通過使輸入和每個輸出之間的選通電平保持相同，可很好地接近這樣的情況。
應(yīng)注意，可用標(biāo)準(zhǔn)方法來優(yōu)化以上對編碼器給出的所有邏輯電路。所提出的電路只是為了舉例說明，而不試圖減少所使用的門的數(shù)目。
由于向雙極性編碼器的擴展不成問題，所以以下只考慮單極性編碼器。在強力(brute-force)單極性二進制-一元編碼器(即，根據(jù)其真值表的邏輯關(guān)系實現(xiàn)的編碼器)中，簡單門的數(shù)目繼而其復(fù)雜性大致隨被編碼的單極性二進制輸入的位數(shù)以指數(shù)增加(對于n位單極性二進制數(shù)字，簡單門的數(shù)目為(n-1).2n)，所以值得考慮設(shè)法減少這種編碼系統(tǒng)的復(fù)雜性。單極性一元編碼方案要求在所表示的數(shù)字輸入數(shù)字具有幅值為M時，M個一元輸出應(yīng)該是接通的。例如，圖5示出一n位的單極性二進制輸入解碼器8，這里n是偶數(shù)。可認為n個輸入信號是2組n/2個位?？烧J為2n-1個輸出以及虛0(零)輸出是2n/2組2n/2個輸出(注意2n/2×2n/2＝2n)。強力n位編碼器可具有(n-1).2n數(shù)量級的門。圖6所示的方案使用兩個n/2位的編碼器9，在它們之間等分n個二進制位11，在邏輯方框10中只有極少的簡單附加門。在此例的邏輯方框10中，在總共2n/2個門中僅示出4個門，每個門驅(qū)動2n/2-1個一元輸出端并具有相同數(shù)目的標(biāo)準(zhǔn)輸入端，每個輸入端接通一個輸出端。此外，2n/2個邏輯方框10中的每個方框設(shè)有一ALL輸入端，在該輸入端接通時，它接通此邏輯方框的所有輸出端，而不管其它任何輸入端的狀態(tài)；此外，還有一ENABLE輸入端，如果任一個一元輸入端能接通其相應(yīng)的輸出端，則ENABLE輸入端必須接通。除了圖9所示相對位置中每個2n/2邏輯方框10的2n/2-1個輸出端以外，還使用上部編碼器9的2n/2-1個一元輸出端。綜上所述，n位單極性二進制-一元編碼器總共需要2n/2-1+(2n/2-1)(2n/2)＝2n-1個輸出端。如果以強力方式實現(xiàn)，則每個n/2位編碼器9具有(n/2-1).2n/2數(shù)量級的門，所以兩個編碼器將具有~(n/2-1).2n/2+1個門。這比強力n位編碼器中的門數(shù)少得多。例如，如果n＝10(良好音質(zhì)的合理值)，則(n-1).2n＝9216是強力10位一元編碼器的大概門數(shù)，而(n/2-1).2n/2+1＝26＝256是強力5位一元編碼器的大概門數(shù)，一對這樣的編碼器只需要512個門，這比9216少得多。于是，因為以此方式制造的編碼器簡單得多，而且可使用多個同樣的器件(在此例中，是兩個n/2位的編碼器)，所以可大大地減少成本。此分解方案不限于這里為舉例說明所述的n~(n/2乘以2)方案。也可以許多其它方式對輸入位進行分組，仍可實現(xiàn)減少門數(shù)和整個復(fù)雜性。例如，如果n是3的倍數(shù)，則可把n個輸入位分成3組n/3(例如，如果n＝12，則具有(12-1).212＝45056級門的單個編碼器，可用三個4位的編碼器替代)，一般，當(dāng)n是k的倍數(shù)時，則可把輸入位分成k組n/k。
圖7示出m個輸入端的邏輯方框10，這些方框包含用以提供ALL和ENABLE功能的額外選通。對一m個輸入端的邏輯方框，大致需要2m個簡單門。所需的選通非常簡單，因為需要多個這樣的單元(對于上例，在10位二進制輸入被分解成兩組5位時，需要32(＝25)個邏輯方框，每個方框具有32個輸出端)，可大大減少其單元成本。
在圖8中示意地示出用于實現(xiàn)n位二進制-一元編碼器的不同方案，這里通過總線控制器13把n位二進制輸入信號12加到公共數(shù)據(jù)和控制總線14，總線14與15處所示一系列r個相同的編碼器子模塊m1、m2、m3...mr相連，每個子模塊具有16處所示以G1、G2、G3、...Gr分組的p個經(jīng)編碼的一元輸出。總線結(jié)構(gòu)的性質(zhì)使得能把可變數(shù)目的相同模塊15加到總線14，以提供可變位寬的二進制-一元編碼方案。在操作中，總線控制器13在電源接通或復(fù)位時間，通過控制和數(shù)據(jù)總線14對所有模塊15進行初始化，給每個模塊15一個專用地址。在初始化后，在12處饋送到總線控制器的n位二進制數(shù)據(jù)并行地傳到所有的子模塊15，依據(jù)每個模塊獨特的地址(如上所述被總線控制器初始化)，每個模塊15把獨特范圍內(nèi)的n位二進制輸入信號值解碼成為p個一元輸出，總共有p.r個一元輸出。在一個示例中，p是2的整數(shù)次冪，例如p＝2q，而且如圖9所示實現(xiàn)子模塊15，在這里看到把總線14的n位二進制輸入數(shù)據(jù)部分分成兩個位組21和22，總線14的組21包括q個低位數(shù)據(jù)位，組22包括n-q-1個高位數(shù)據(jù)位(不包括數(shù)據(jù)的符號位)。q個低位數(shù)據(jù)位21被饋送入q位單極性二進制-一元編碼器18，它們在23處被轉(zhuǎn)換成p個輸出一元信號，依次連到邏輯方框20的uin輸入端。邏輯方框20在其輸入端uin處的p個一元信號23和在其輸出端uout處的p個一元信號16之間起到開關(guān)的作用，且由兩根輸入線All和Enable控制。如果All輸入端接通(邏輯1)，則所有的p個一元輸出端16都接通，而與方框20的其它所有輸入端無關(guān)。如果Enable輸入端接通，則p個一元輸出端16中的每個輸出端都處于p個一元輸入端23中相應(yīng)一個輸入端的狀態(tài)，從而給出直通的選通功能。最后，如果All或Enable都不接通，則斷開所有的p個一元輸出端16?？偩€14的n-q-1個高位數(shù)據(jù)位(不包括數(shù)據(jù)的符號位)22連到鎖存器17和幅值比較器19。由來自控制方框25的信號控制鎖存器，方框25接著通過總線信號24連到數(shù)據(jù)和控制總線14，該總線信號24使總線控制器13在系統(tǒng)初始化時間通過下述的機理(如以下圖10所示)把獨特的值裝入每個鎖存器17。在操作中，在初始化后，連續(xù)地把存儲在鎖存器17中的饋送到n-q-1位幅值比較器19的輸入端B的n-q-1位的值與饋送到幅值比較器19的輸入端A的數(shù)據(jù)和控制總線14的上部n-q-1根數(shù)據(jù)線(不包括符號位)上的值相比較。把比較器19的A＞B輸出連到邏輯方框20的All輸入端，而把比較器19的A＝B輸出連到邏輯方框20的Enable輸入端。此電路的實際效果是每當(dāng)二進制輸入數(shù)據(jù)的值小于鎖存器17中的值(考慮其位的含義)時，則子模塊15的p個一元輸出端都不接通。每當(dāng)二進制輸入數(shù)據(jù)的值大于保存在鎖存器17中的值(考慮其位的含義)，則方框15的p個一元輸出端都接通。最后，當(dāng)二進制輸入數(shù)據(jù)的值等于保存在鎖存器17中的值(考慮其位的含義)時，則由編碼器18把剩下的q個低位位對p個一元輸出端編碼成為0。如果有r個這樣的子模塊15并聯(lián)到總線14，其中每個子模塊以其各個鎖存器17中的不同值進行編程，則整個組件將根據(jù)需要把n位二進制輸入值完全編碼到p.r個一元輸出線上。此結(jié)構(gòu)具有的優(yōu)點是簡單、模塊化和便于擴展到更大數(shù)目的相同模塊15和更大數(shù)目的輸入位n。
圖10示出了一種一般的方法，用于使多個相同的模塊在并行總線結(jié)構(gòu)上互連，而且即使在模塊不包含硬線獨特的識別代碼時，也可提供獨立地控制每個模塊的裝置。在圖10中，27表示使多個模塊并聯(lián)的數(shù)據(jù)和/或控制總線，它類似于例如圖8和9所示的數(shù)據(jù)和控制總線14?？偩€27中的一根線分別如26和32所示，這根線在總線上35處所示的每個模塊連接位置處中斷。總線在總線控制器方向上的末端(例如圖8中的13)示為33，控制線26在該方向連到標(biāo)準(zhǔn)D型觸發(fā)器30的D輸入端并朝向總線上的下一個模塊，該觸發(fā)器的Q輸出端如此連接，從而驅(qū)動遠離總線控制器的總線的線32。觸發(fā)器30的時鐘和復(fù)位控制輸入端連到29和28所示合適的總線控制線。每當(dāng)模塊中的線31處于邏輯1時，該模塊將響應(yīng)于總線線27上的編程信息，否則它將忽略該信息(由于模塊中未示出的其它電路被線31所控制)。在操作中，為了分別和獨立地控制總線27上具有圖10所示控制電路的所有模塊，總線控制器(在圖10中未示出)首先在線28上發(fā)出復(fù)位信號，該信號把每個模塊中的觸發(fā)器30清零，其后控制器把Din線26置于邏輯高電平，此線26只連到總線上的第一個模塊。然后，總線控制器在時鐘線29上發(fā)出單個時鐘脈沖，對每個觸發(fā)器30進行計時。由于先前對所有的觸發(fā)器30進行復(fù)位，所以除了第一個觸發(fā)器以外，總線上所有的觸發(fā)器都接收到來自總線線32上的前一個觸發(fā)器30的Q個輸出端的D個輸入信號，只有總線上的第一個觸發(fā)器30將以邏輯1計時，其它的所有觸發(fā)器都以邏輯0計時。在該點，總線控制器把Din控制線26置于邏輯0，并發(fā)出專用于第一個總線模塊的任何所需控制信號。只有模塊1將響應(yīng)于此控制信息，因為只有該模塊的線31處于上述的邏輯高電平。其后，總線控制器在Din控制線26上保持邏輯0，并在線29上發(fā)出連續(xù)的時鐘脈沖，這些脈沖的作用是把一個模塊的線31上的邏輯高電平移到下一個模塊的觸發(fā)器30中，而在其它地方移入邏輯零，整個結(jié)構(gòu)的操作類似于串行移位寄存器，在連續(xù)的時鐘脈沖之間，總線控制器對目前被其控制線31啟動的一個模塊發(fā)出編程和控制信息，該控制器目前在如此形成的移位寄存器結(jié)構(gòu)中保持單個脈沖。如果需要，總線控制器還可通過只連到總線上最后一個模塊中的線32的空閑線連接到控制總線的遠端(遠離總線控制器)，總線控制器以此方式通過等待移位寄存器中移位通過脈沖的到來，可確定是否已對總線上的所有模塊進行編程，也可計算所存在的模塊數(shù)目，這對想要進行靈活編程的可變模塊結(jié)構(gòu)是有用的。
由于圖1的換能器4可從數(shù)字揚聲器中的電信號產(chǎn)生外部聲(聲學(xué))功率，所以考慮到輸出換能器的效率，換能器驅(qū)動器3必須把數(shù)字信號電平升高到足以產(chǎn)生所需輸出聲功率的功率電平。所需的電平將取決于所使用的換能器的類型，諸如壓電、靜電、動圈磁和磁阻型換能器。在數(shù)字邏輯方面，換能器驅(qū)動器3是簡單的脈沖放大器。實際上，也可需要它們產(chǎn)生一定的脈沖成型，以補償換能器4的傳輸功能，從而保持近似正方形的聲壓脈沖形狀。
圖11示出沿水平軸作為時間函數(shù)的五個電波形36、37、38、39和40，36表示在符號信息組合后從二進制-一元編碼器中可獲得的典型雙極性一元電信號，該信號相應(yīng)于作為本發(fā)明主題的數(shù)字揚聲器一個換能器的所需壓力輸出。示出的波形部分包圍著時間0和時間A之間需要零壓力的周期，從時間A到時間B需要恒定的正壓力，從B到C需要壓力為零的另一個周期，接著從C到D需要壓力恒定為負的周期，其后需要壓力為零。對一次近似，換能器的振動膜必須以恒速移動以產(chǎn)生恒定的壓力，并以零速產(chǎn)生零壓力，因此波形37表示換能器產(chǎn)生36所示壓力分布所需的速度(不是位置)分布與時間的關(guān)系。對于振動膜上的主反作用力是在產(chǎn)生聲音時阻止空氣移動而引起的阻力或粘滯力的換能器來說，波形37表示實現(xiàn)36中所需壓力波形的合適的力-時間分布，繼而它通常也是合適的電驅(qū)動波形，所以在此情況下，實質(zhì)上不需要脈沖成型。對于振動膜上的主反作用力是正比于可能由振動膜懸吊而產(chǎn)生的振動膜偏轉(zhuǎn)的回復(fù)力的換能器來說，波形38表示實現(xiàn)36中所需壓力波形的合適的力-時間分布，其中可看出該分布是由相反斜率的A和B以及C和D之間的恒定斜率部分以及其它地方的零斜率恒定電平組成的，因為此恒定斜率相應(yīng)于力的線性增加，從而隨時間而轉(zhuǎn)移，導(dǎo)致這些周期中近似恒定的壓力輸出。對于振動膜上的主反作用力是換能器移動部分和夾帶空氣的質(zhì)量而引起的慣性力的換能器來說，波形39表示實現(xiàn)36中所需壓力波形的合適的力-時間分布，其中在時刻A處，產(chǎn)生在時刻A’終止的短周期的正驅(qū)動力，以給換能器的運動質(zhì)量提供正脈沖動量，其后，質(zhì)量以近似于恒定的正速度滑動到時刻B，直到時刻B’都給出一個短的負脈沖，以使質(zhì)量快速靜止，其后在時刻C處，給出一個更短的負脈沖直到C’，以給運動質(zhì)量提供一負脈沖動量，接著是以基本上恒定的負速度滑動的周期，直到時刻D，在D處再次加上短的正脈沖，直到時刻D’，以使運動質(zhì)量靜止。對于具有混合動態(tài)范圍的換能器，其中主導(dǎo)力是上述三種力的組合，則可加上包括37、38和39的某種適當(dāng)線性組合的合成驅(qū)動波形，它是40處所示的一個例子，以根據(jù)需要產(chǎn)生正方形聲脈沖壓力輸出。
在標(biāo)準(zhǔn)脈沖放大器中，可以高的電學(xué)效率產(chǎn)生波形37。也可以下述方式利用具有高頻脈沖波形的脈寬調(diào)制(PWM)以高的電學(xué)效率產(chǎn)生波形38。圖12示出一種新的數(shù)字PWM斜波發(fā)生器，它包括高頻時鐘發(fā)生器41(其周期比47處的最小脈寬Un短得多)，該發(fā)生器把52處的并行二進制輸出QR饋送給k位二進制計數(shù)器42的時鐘輸入端，繼而該輸出被饋送到k位二進制幅值比較器43的兩個并行二進制輸入端(在此例中為B)中的一個輸入端。數(shù)字分頻器44也連到時鐘41，51處所示44的輸出端d連到AND門45的兩個輸入端中的一個。47所示用作圖11中38處例子的成型為斜波的一元信號Un連到AND門45的另一個輸入端，其結(jié)果是每當(dāng)Un處于邏輯1時，分頻器44的d端時鐘脈沖連到k位二進制升/降計數(shù)器46的時鐘輸入端，這些脈沖從AND門45的輸出端發(fā)出，否則AND門的輸出端處于邏輯低電平。升/降計數(shù)器46把其升/降控制輸入端連到數(shù)字揚聲器電路的符號位(或一元符號信號)，在時鐘脈沖到達其輸入端時確定計數(shù)器46是否進行增計數(shù)或減計數(shù)。設(shè)置計數(shù)器46的復(fù)位輸入端，以在啟動時把計數(shù)器設(shè)定在半全計數(shù)(例如，如果k等于10，從而46具有102310＝11111111112(二進制)的最大計數(shù)，則設(shè)置復(fù)位端把計數(shù)器設(shè)定在51110＝01111111112)，復(fù)位端也連到49處所示的外部信號Res，例如該信號是在系統(tǒng)初始化時或者可能是在來自一元輸出Un的所需輸出信號等于零的其它時間由總線控制器13發(fā)出的。升/降計數(shù)器46的k位并行二進制輸出Q1連到比較器43的并行二進制輸入端A，從而比較器相對于42的輸出QR的幅值連續(xù)地確定46的輸出Q1的幅值，每當(dāng)Q1＞QR時，則比較器43的輸出端A＞B處于邏輯高電平。為了簡化，沒有示出數(shù)據(jù)同步的細節(jié)。此邏輯電路的效果是在復(fù)位時間以后(即，在Res脈沖已從電路方框外部發(fā)送到49后)以及在Un保持邏輯低電平時，計數(shù)器46在半-全計數(shù)處保持靜態(tài)，而計數(shù)器42在其整個k位計數(shù)范圍以周期P＝2k/f循環(huán)計數(shù)，這里f是數(shù)字時鐘41的頻率，于是輸出在50所示的從43的輸出端A＞B處得到的PWM，準(zhǔn)確地要花費在邏輯低電平和邏輯高電平各一半的時間。因此，此輸出50具有周期P和1∶1的傳號-空號比。從此狀態(tài)開始，當(dāng)Un達到邏輯高電平時，則計數(shù)器46根據(jù)符號輸入的狀態(tài)，以分頻時鐘信號51所確定的恒定速率從其初始半全計數(shù)進行增計數(shù)或減計數(shù)，從而計數(shù)器46Q1處以并行二進制獲得的瞬時輸出值V以每秒f/D個計數(shù)的速率隨時間線性變化，這里D是時鐘分頻器44的分頻比。如果計數(shù)器42的時鐘速率f比f/D大(即，如果D＞＞1)，則可假設(shè)V在計數(shù)器42的周期P中基本上恒定，在此情況下，對于周期P的V/(2k-1)部分，PWM信號50將為高電平，這里0≤V≤(2k-1)，這是信號50要成為V的線性脈寬調(diào)制表征所需要的精確條件?？墒境觯词乖跅l件f＞＞f/D不保持的情況下，該電路仍可在輸出50處產(chǎn)生線性的脈寬調(diào)制信號。由于在Un處于邏輯1時，值V隨時間線性增加或減少(根據(jù)符號是否處于邏輯高還是低電平)，PWM輸出50的有效值(在與周期P一樣長的或更長周期中，它只是輸出50的時間平均值)在Un接通時是一線性斜波，在Un斷開時是一靜態(tài)值，這是產(chǎn)生圖11的38處所示類型的波形所需的精確條件，用以驅(qū)動彈性限制的換能器，以產(chǎn)生凈正方形數(shù)字聲脈沖輸出。實際上，進行附加的電路精簡是有用的，其一是使計數(shù)器46構(gòu)成一閉端計數(shù)器，從而當(dāng)它達到最大或最小計數(shù)時，將不再翻轉(zhuǎn)而是保持在其最終計數(shù)值處，直到計數(shù)方向(升或降)顛倒而且下一個時鐘脈沖到達。這明顯地提高了PWM發(fā)生器的穩(wěn)定性。不需要從所示計數(shù)器42所使用的同一時鐘41得到計數(shù)器46上的時鐘輸入clk，即使這也有助于穩(wěn)定性。通過使時鐘41與數(shù)字揚聲器輸入-數(shù)據(jù)采樣時鐘實現(xiàn)同步，并且每當(dāng)控制總線上輸入數(shù)據(jù)字的值為零時，獨立地驅(qū)動Res輸入49為高電平，可在應(yīng)用此電路的數(shù)字揚聲器中實現(xiàn)附加的穩(wěn)定性。此外，對于數(shù)字揚聲器的應(yīng)用，計數(shù)器46的全計數(shù)周期(即T＝2kD/f)必須大于或等于被揚聲器真實再現(xiàn)所需的最低頻率音頻信號的半周期，對于20Hz的較低截止頻率為，25毫秒。在把此PWM發(fā)生器應(yīng)用于數(shù)字揚聲器時，應(yīng)注意，可在分配給各別一元輸出Un的大量獨立PWM發(fā)生器中共享電路元件41、42和44，因此可明顯地減少部件。應(yīng)注意，產(chǎn)生脈寬調(diào)制波形的數(shù)字方法可應(yīng)用于數(shù)字揚聲器以外適于使用PWM的任何地方。
PWM系統(tǒng)的一個共同要求是用低通濾波器系統(tǒng)來減少最終輸出驅(qū)動波形中的高頻開關(guān)噪聲。PWM時鐘速率越接近于要求在低通濾波輸出中再現(xiàn)的最高調(diào)制頻率，則低通濾波器制造起來更復(fù)雜且更昂貴?，F(xiàn)在描述不使用額外的元件對擴大圖12所示PWM發(fā)生器的這一頻率比實現(xiàn)最大化的方法。圖13更詳細地示出把k位字邏輯器件諸如兩個k位計數(shù)器42和46互連到k位幅值比較器43的常規(guī)方法，這里可看出，把示為q0、q1、q2...的計數(shù)器46和42的最低位(LSB)輸出端連到示為A0、A1、A2...和B0、B1、B2…的比較器43的LSB輸入端，而把其余的位以同一次序直到通過最高位(MSB)pk-1連到Ak-1和Bk-1。此連接方法導(dǎo)致在50處的PWM輸出波形具有2k/f的脈沖周期，這里f是計數(shù)器42的時鐘頻率，k是該計數(shù)器中的位數(shù)。作為一個例子，對于k＝3的簡單情況，如果計數(shù)器46的輸出所表示的值(假定為靜態(tài))是1012＝510，則圖14在52示出在輸出50處的期望波形，其傳號∶空號比為5∶3，在51處示出計數(shù)器42的時鐘輸入信號，并把每個時鐘脈沖上方計數(shù)器42’的計數(shù)狀態(tài)標(biāo)為0、1、2、...7、0等。因為當(dāng)計數(shù)器42處于前五個狀態(tài)0到4時，其輸出小于在此例中值5處假定為靜態(tài)的計數(shù)器46的輸出，所以獲得波形52，所以對于這些狀態(tài)比較器的A＞B輸出處于邏輯高電平，其后此輸出在計數(shù)器42’周期的其余時間內(nèi)變低電平。如圖15所示，在電路的改進形式中，可看到已顛倒了計數(shù)器42的k位輸出與比較器43的k位輸入之間的位連接次序，從而現(xiàn)在計數(shù)器qk-1的MSB位連到比較器43的LSB輸入端B0，對這些器件之間的其它位連接進行這一位次序顛倒，直到把q0連到Bk-1。位顛倒的效果是在以常規(guī)的位次序進行觀察時，改變在比較器43的Bi(0≤i＜k)輸入端上所看到的計數(shù)序列，其中B0是此比較器輸入端的最低位。先前所給出例子(k＝3，這里計數(shù)器46的輸出端上具有值5)的實際計數(shù)序列如圖16中的53所示。在變化電路中從50輸出的PWM如圖16中的54所示，這里可看到，雖然該輸出仍具有先前布局所需5∶3的平均傳號-空號比(如圖14中的52處所示)，但它現(xiàn)在在計數(shù)器42的一個周期中由三個循環(huán)構(gòu)成，而不僅僅是一個循環(huán)。這的確是減少低通濾波效應(yīng)所需的結(jié)果。對于本領(lǐng)域內(nèi)的熟練技術(shù)人員很明顯的是，此提高PWM輸出波形的有效脈沖速率的新技術(shù)一般可應(yīng)用于所有的脈寬調(diào)制設(shè)備，并不限于這里提出的數(shù)字揚聲器的發(fā)明中。因此，除了這里所示的位連接以外，42和43之間位連接的其它重新排序也是有用的，但可看出，位顛倒排序在PWM輸出狀態(tài)的整個范圍內(nèi)給出了最大數(shù)目的輸出轉(zhuǎn)換。尤其是，位顛倒排序在50處產(chǎn)生一個輸出，當(dāng)計數(shù)器46處于半-全計數(shù)時，該輸出在每個時鐘脈沖上對計數(shù)器42進行轉(zhuǎn)換，它是此電路最大的可能輸出頻率，具有50％或1∶1的傳號-空號比。
圖17示出的一種數(shù)字方法用于產(chǎn)生圖11中39所示的波形，以驅(qū)動有限質(zhì)量(慣性支配)的聲換能器，這里58處的一元輸入信號Un和符號信號通過一對異或門59和62以及倒相器64如此驅(qū)動一對觸發(fā)器57和60的時鐘輸入端Clk，從而在Un信號的前沿在一個觸發(fā)器的D輸入端以邏輯1計時，并在該信號的后沿在另一個觸發(fā)器的D輸入端以邏輯1計時，其觸發(fā)響應(yīng)于與符號信號有關(guān)的邊沿。在所示的結(jié)構(gòu)中，當(dāng)符號處于邏輯低電平時，則觸發(fā)器57被Un的前沿(上升沿)計時，觸發(fā)器60被后沿(下降沿)計時。使Un的前沿和后沿與55處時鐘信號Clock(其波形如圖18中65處示意所示)的上升沿同步，該時鐘信號通過倒相器56加到觸發(fā)器57和60的復(fù)位輸入端R。此結(jié)構(gòu)得到的效果是，當(dāng)Un處于高電平(見圖18的波形66)時，如67所示，觸發(fā)器輸出端中的一個也處于高電平，然后在半個時鐘循環(huán)(Clock的)以后復(fù)位到0，接著在Un處于低電平時，如68所示，另一個觸發(fā)器輸出端在Clock的半個循環(huán)中處于高電平，然后也處于低電平。如果如圖17所示用兩個觸發(fā)器輸出端Q1和Q2以推-挽方式直接或通過換能器驅(qū)動器電路來驅(qū)動一個換能器63，則由圖18中69處所示的它們的差信號來驅(qū)動該換能器。此波形的確是如圖11中39處所示，為了產(chǎn)生純凈的聲脈沖而驅(qū)動慣性支配的聲換能器所需的波形。
因為是用大量脈沖而不是以平滑的模擬波形來合成數(shù)字揚聲器的輸出，所以將存在正常聽力范圍以外的頻率分量，聽力范圍一般估計在~20Hz到~20KHz。由于人們一般聽不到這些分量，所以可簡單地忽略這些分量。然而，在20KHz到60KHz范圍的響亮聲音可使家畜產(chǎn)生一定程度的驚慌和緊張，所以需要盡可能減少這些發(fā)射。
一個途徑是把聲學(xué)低通濾波器置于輸出換能器陣列上，以直接在產(chǎn)生這些頻率的點上吸收這些頻率。有一種材料可提供所需的濾波，它在超過~20HKz時具有很強的吸聲能力，而在低于~20KHz時實際上是透音的。
第二個途徑是盡量減少換能器本身的高頻發(fā)射。即便在操作的最高頻率處，保證使數(shù)字揚聲器的分辨率(以位或一元數(shù)字衡量)保持盡可能高，可實現(xiàn)此方法。Nyquist定理告訴我們，為了以數(shù)字樣品充分地再現(xiàn)20KHz的正弦波形，需要以至少40KHz的頻率進行采樣。實際上，只能以理想的低通濾波器來實現(xiàn)從如此少的樣品(即，在以nyquist速率進行采樣時，每個循環(huán)只有2個樣品)中再現(xiàn)正弦波形。反之，我們?nèi)绻员萵yquist速率高得多的速率進行采樣，則可大大降低對濾波的要求。如果可以合適的高采樣速率獲得數(shù)字輸入信號，則除了在整個數(shù)字揚聲器中保持該采樣速率以外，不需要做任何事。然而，如果想要從CD中得到以~44KHz采樣的數(shù)字音頻信號來驅(qū)動實際的數(shù)字揚聲器，則需要插入數(shù)字樣品以產(chǎn)生更高的采樣速率。在較高質(zhì)量的CD機中在某種程度上已進行此處理，以在把數(shù)字信號轉(zhuǎn)換成電學(xué)模擬信號作進一步放大時，減輕對濾波的要求。這里，我們建議在低采樣速率的數(shù)字輸入信號上進行類似的處理，以保證來自數(shù)字揚聲器數(shù)字換能器的聲音輸出信號含有較少的偽高頻內(nèi)容。
這種在輸出換能器處使用一元代碼的數(shù)字揚聲器的設(shè)計，保證了各個換能器在正弦波輸出的每個循環(huán)中只接通和斷開一次，而與數(shù)字輸出的分辨率無關(guān)，從而可以任何程度進行此數(shù)字插入處理，而不增加輸出換能器在其頻率響應(yīng)方面的規(guī)定。如果使用二進制、三進制或以其它數(shù)目(大于或等于2)為基準(zhǔn)的數(shù)字編碼，則無此獨立性了。
為了盡量縮短聽眾與揚聲器各個換能器元件之間的路程差，需要盡量縮小換能器陣列的空間范圍。較佳的布局把換能器放置成盡可能緊湊的兩維布局來進行，從這一觀點出發(fā)，規(guī)則的圓形、六邊形和正方形陣列形狀接近于最佳。減少換能器數(shù)目給定的陣列空間范圍的第二個方法是減小換能器本身的口徑。于是，在一個較佳實施例中使用小口徑換能器構(gòu)成的緊湊兩維陣列。
減少此路程差的另一個較佳方法也是可能的，如果換能器本身的前后很薄，則通過換能器的多層三維布置甚至可進一步縮小陣列大小，即把換能器的前面兩維陣列置于其后面的一個或多個其它兩維陣列前，使來自后面陣列的聲音通過前面陣列元件之間的空隙或換能器本身的通孔。如果換能器必須為圓形(例如，由于其構(gòu)成方法所致)，則在圓形器件的規(guī)則陣列中必然會有空隙，因為某一尺寸的圓周不鑲嵌成棋盤花紋。則此多層兩維布局變得很有吸引力，即使在使用大量換能器時，也允許構(gòu)成非常緊湊的陣列。把連續(xù)的兩維陣列錯開使得后面換能器的中心與前面換能器陣列中的空隙或孔對準(zhǔn)。示出三維換能器陣列側(cè)面圖的圖19和正視圖的圖20說明了這些原理。為了同步聽眾從三維的不同層中接收的聲脈沖，最好把差分數(shù)字延遲加到每一層的信號中，以補償它們與聽眾的不同距離(見以下說明)。
因為一元數(shù)字代碼沒有特殊的位置意義，所以我們可自由地以任意合適的空間方式把換能器驅(qū)動器的一元數(shù)字輸出連到陣列中的換能器上。因為與較響的聲音相比，可以總數(shù)較少的換能器來再現(xiàn)較輕的聲音，所以最好把與相鄰輸入信號電平相關(guān)的換能器實際上鄰近輸出換能器陣列。在此方式中，在所有的聲音輸出電平上，使聲源的整個尺寸盡可能保持緊湊。此外，如果把再現(xiàn)任意特殊聲級所使用的換能器組的幾何中心保持得盡可能靠近整個陣列的幾何中心，則明顯的聲源位置將以再現(xiàn)聲級的變化而變得很不突出。于是，較佳的換能器與換能器驅(qū)動器的互連方式包括集中在陣列的幾何中心(如果使用多層陣列，則明顯地擴展為三維)上的緊湊螺旋形。圖21示出圓形換能器六邊形兩維陣列的特殊情況的原理，在每個圓形換能器中示出涉及該換能器接通時對特定輸入電平的數(shù)字。它可以直接擴展到正方形陣列和其它規(guī)則的兩維和三維陣列結(jié)構(gòu)。
為了使聽眾耳朵&大腦可適當(dāng)?shù)貐R合來自數(shù)字揚聲器的脈沖陣列，從而重新構(gòu)成所需的聲音，使來自輸出陣列中不同換能器的聲音脈沖以正確的時間關(guān)系到達(即，作為換能器呈現(xiàn)的原始輸入信號部分處于同樣的相對時間)是很重要的。由于換能器陣列在空間中以兩維或三維分布，所以離揚聲器不太遠的聽眾將受到他們在陣列中其相應(yīng)換能器空間位置的影響，不時地聽見不同的聲音脈沖。換能器Ti(i＝1、...N)一般離L有一特有距離D-di，這里D是最近的換能器到L的距離。所有換能器Ti在時間t同時發(fā)出的在L處脈沖的到達時間ti將為ti＝t+(D+di)/c[這里，c為聲速]，這一般對于每個換能器是不同的。
通過把差分數(shù)字時間延遲加到每個換能器，對于任意給定聽眾的位置L，可完全修正此不理想的效果，并可大致修正寬范圍內(nèi)的聽眾位置。圖22示出這是如何實現(xiàn)的-把左邊來自編碼器的N個一元信號中的每一個信號饋送到產(chǎn)生如此選擇的延遲t1、t2、...tN的獨立數(shù)字延遲線73tj＝tMAX-(D+dj)/c。這里tMAX＝(D+dMAX)/c，dMAX是dj的最大值，tj是離L為D+dj距離處換能器Tj的適當(dāng)延遲值。由于每個換能器的信號是一位或一元數(shù)字信號，所以延遲器件可以非常簡單(例如，1位寬的移位寄存器或適當(dāng)尋址的RAM存儲元件)。如此排列延遲，使最靠近收聽位置的換能器延遲最多，那些離它最遠的換能器延遲最少或完全沒有延遲，從而給來自遠距換能器的聲音‘領(lǐng)先一步’。實際上，可把所加的延遲量化到適當(dāng)延遲時間的最接近整數(shù)倍(例如，對于20Khz輸出信號上10％的最大誤差，為5微秒)。于是，在每個換能器驅(qū)動器路徑中具有200KHz時鐘和可變長度的真實或合成移位寄存器的數(shù)字延遲系統(tǒng)可滿足了。它可與換能器驅(qū)動電路集成在一塊ASIC(專用集成電路)中，并可在驅(qū)動器芯片中對特定換能器和聽眾幾何尺寸所需的實際延遲方式進行編程。甚至可改變此程序以在揚聲器使用期間適合不同的收聽位置。該程序如圖23所示，這里N個一元編碼輸入到達77的左邊，饋送到延遲為t1、t2、...到tN的N個可編程可變數(shù)字延遲發(fā)生器76中，每個數(shù)字延遲由來自數(shù)字延遲程序存儲器78的信號進行控制，該存儲器78接收來自輸入端75的程序延遲信息。延遲發(fā)生器76的輸出最終如示意圖所示驅(qū)動換能器74。此程序延遲信息75可在每次使用揚聲器前設(shè)定一次，或者也可在揚聲器使用過程中動態(tài)地改變，它的一個應(yīng)用是跟蹤相對于揚聲器的聽眾位置，并對其當(dāng)前位置優(yōu)化延遲分布t1到tN。
輸出換能器的數(shù)字性質(zhì)允許使用一種音量級控制方法，從而保證在所有的收聽級都能獲得最大信號分辨率和最大信噪比，在低收聽級處優(yōu)點尤其明顯。本發(fā)明包括兩種在功率產(chǎn)生點處放大器自身音量減少的方法，從而使噪聲和信號一起減少，于是保持DLS/放大器組合的固有信噪比(snr)。
在一個較佳方法中，從可變電源電平向輸出脈沖放大器供電，從而在使用較低的音量設(shè)定時產(chǎn)生較小的脈沖幅度。將使電源輸出電壓以某種方式依賴于選中的音量電平設(shè)定。在此情況下，輸出功率正比于電源電壓的平方，從而給出了較寬的功率輸出范圍而把電源電平保持在脈沖放大器的操作范圍內(nèi)。
在第二較佳方法中，對輸出換能器驅(qū)動器實行脈寬控制，與脈寬控制相反，雖然通常在整個數(shù)字時鐘循環(huán)中換能器接通或斷開，但先前在整個每個數(shù)字時鐘循環(huán)中接通的換能器現(xiàn)在在每個這樣的循環(huán)的同一比例中斷開。如果循環(huán)斷開的比例是x％，則輸出功率減少到(100-x)％。然而，除了換能器驅(qū)動器輸出脈沖放大器的有限上升和下降次數(shù)所引起的限制以外，此方法允許進行非常寬范圍的功率電平控制并可完全以數(shù)字方式和高的電效率來實現(xiàn)。
最后，如果需要優(yōu)化其各自的優(yōu)點，可結(jié)合使用上述兩種音量或輸出功率控制的方法。
上述進行音量控制和減少低電平收聽噪聲的方法也可用于減少DLS中所需的換能器總數(shù)，而不減少聲音輸出的有效分辨率。通過動態(tài)地應(yīng)用作為輸入信號實際電平函數(shù)的低電平收聽技術(shù)來實現(xiàn)此方法。于是，在輸入信號幅度很小時，成比例地減少每個輸出換能器所提供的輸出功率，在輸入信號達到其最大允許值時，排列輸出換能器以提供最大功率。例如，考慮具有16位有符號的二進制數(shù)字輸入端，但只有1023個(＝210-1)一元輸出換能器的系統(tǒng)。每當(dāng)輸入信號的幅度小到足以用10位或更少的位來表示時，最低的10個(不包括符號位)輸入位連到10位的單極性二進制-一元編碼器，并從此驅(qū)動所有的輸出換能器，但每個換能器的輸出功率從全負載減少到全功率的1/32(＝1/25)；它以基本上同一的輸出分辨率再現(xiàn)低電平信號，就象有32767(＝215-1)個換能器一樣。對于中等的輸入電平，此例中編碼器的10個輸入位連到輸入位1到10，然后2到11，直到最高輸入信號電平的5到15。于是，比最大輸入電平大1/32的輸入信號總是被量化到10位的精度直到輸出，較小信號被量化到與具有全16位DLS相同的精度?？梢员热?6位的系統(tǒng)簡單得多的方式來獲得16位系統(tǒng)的動態(tài)范圍和11位系統(tǒng)的精度。即使在比全幅度低得多的電平再現(xiàn)音樂時，16位的CD數(shù)字系統(tǒng)聽起來足夠準(zhǔn)確，這個事實表明適中的聲音質(zhì)量不需要全16位的精度。然而，它對于動態(tài)范圍是必需的。上述方案通過有效地使用數(shù)字信號的浮點表示法來提供這兩個特征。
圖24示出實現(xiàn)此方案的可能方法，可以理解這里給出的例子不排除其它方法。這里，用一個m位的數(shù)字揚聲器來再現(xiàn)n位的二進制輸入信號88，m＜n。n位的輸入信號88被饋送到79處的數(shù)字緩沖存儲器M，該存儲器能存儲處于其最低頻率(例如，對于20Hz的低頻極限為50ms)的至少半個循環(huán)的輸入信號。該信號88同時被饋送到85處的比較器C和86處的最大值存儲鎖存器X，從而在此半個循環(huán)中，在最大值鎖存器86中存儲相繼更大的輸入值。81處的過零檢測器在每個輸入半循環(huán)的結(jié)尾提供一個信號。在該點處，最大值鎖存器86中的值表示緩沖器79中所存儲的最大信號有多大，該緩沖器也包含要被再現(xiàn)的數(shù)字輸入樣品(由于它們被緩存在79中，所以被延遲了)。在下半個循環(huán)中，這些存儲的樣品從79中讀出，并被揚聲器再現(xiàn)，同時存儲用于下半個循環(huán)的新值。在此半個循環(huán)的結(jié)尾，把86中的值鎖存到84處的位數(shù)寄存器B中，該寄存器輸出一個0到n-m范圍內(nèi)的整數(shù)(同上，這里m＜n)。此數(shù)目用于選擇在此半個循環(huán)中輸出換能器驅(qū)動器83的功率電平(如上所述，這可以用脈寬調(diào)制技術(shù)或電源電壓改變技術(shù)，或它們的組合加以控制)。該數(shù)目也用于選擇無符號輸入位0到n-2中的哪個位將從緩沖器79傳送到82處的二進制-一元編碼器U’。由80處的m位寬、n-m路的選擇器方框S進行此選擇，它從緩沖器79里取出其數(shù)字信號輸入(n位寬)，并把這些位中的m位送到一元編碼器82。由來自寄存器84的信號確定它該選中哪些位。它總是選擇m位寬的鄰近位組，具有在位0到位n-m范圍內(nèi)選中的最低輸出位以及在范圍m-1到n-2范圍內(nèi)選中的最高輸出位，此例中位n-1是符號位。
現(xiàn)在將通過參照圖31的例子描述具有上述許多特征的本發(fā)明的特殊實施例，在圖31中，把n個二進制位構(gòu)成的數(shù)字輸入信號加到輸入緩沖器1，92處它的一個任選模擬輸入端連到模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器90，從而產(chǎn)生p個二進制輸出位，這里p≤n，緩沖器1和轉(zhuǎn)換器90的輸出端連到由96處用戶的輸入所控制的數(shù)字選擇器/混頻器89的輸入端。依據(jù)用戶的輸入，把某種組合的輸入信號以n位二進制形式從混頻器89傳送到數(shù)字插入器97，其中在n位數(shù)據(jù)被傳送到信號延遲存儲和幅值檢測器95以前，任意地提高輸入信號的有效采樣速率，在95中，輸入信號被延遲一段達到被再現(xiàn)最低音頻的半個周期的時間，并確定用那個延遲信號的峰值來產(chǎn)生控制信號91和93。然后被延遲的n位二進制信號數(shù)據(jù)被傳送到被信號91控制的m位(n-m)路選擇器(這里m≤n-1)，該選擇器發(fā)出連到二進制-一元編碼器2的輸入端的m個輸出二進制(無符號)位。符號位從延遲存儲器95直接連到98處所示的編碼器2。存儲器95和選擇器80的作用是如此選擇m位并加上n位輸入信號的符號，從而在m位的小組中包含具有引導(dǎo)1的m個最高的相鄰非符號位。編碼器2把m個二進制位和符號位轉(zhuǎn)換成N個一元信號，這里N＝2n-1，N個一元信號中的一個信號是符號或極性信號。然后N個一元信號被饋送到被延遲編程器78所控制的可變長度數(shù)字延遲產(chǎn)生器76，其中可調(diào)節(jié)N個一元信號中的各種差分延遲，以相對于收聽位置補償換能器4的位置，編程器78的操作模式可由96處的用戶來改變。然后讓可能被延遲的N個一元信號通過脈沖成型器99，該成型器99可把正方形的輸入脈沖(不是符號信號)改變成適用于所使用換能器4的類型的不同脈沖形狀，其后把N個一元信號傳送到N-1換能器驅(qū)動器3，該驅(qū)動器驅(qū)動N-1個換能器4，后者提供聲脈沖，這些脈沖的組合構(gòu)成再現(xiàn)的輸出聲音。換能器驅(qū)動器3由來自功率電平控制器94的信號來控制，該控制器94繼而由來自95中幅值檢測器的輸入93來控制，也可由可能包括音量級選擇的用戶輸入來控制。此控制信號對驅(qū)動器3的作用是在換能器4被脈沖信號啟動時改變提供給每個換能器4的平均輸出功率，從而在存在固定電平的輸入信號時，可改變來自換能器4陣列的平均功率電平。
權(quán)利要求
1.一種揚聲器，包括一些基本上相同的換能器，每個換能器用于把電學(xué)揚聲器的輸入信號轉(zhuǎn)換成聲學(xué)輸出，其中每個換能器可相互獨立地被分立時間采樣的信號所驅(qū)動，這些信號表示將由揚聲器產(chǎn)生的聲音，其特征在于還包括提高輸入信號的采樣速率的數(shù)字插入裝置；把數(shù)字信號電平提高到足以產(chǎn)生輸出聲功率的功率水平的脈沖放大器；以及能對至相關(guān)聯(lián)的換能器的信號進行延遲的延遲裝置。
2.如權(quán)利要求1所述的揚聲器，其特征在于具有依靠換能器與收聽者的距離來區(qū)別地延遲至所述換能器的輸入信號的延遲裝置。
3.如權(quán)利要求2所述的揚聲器，其特征在于延遲裝置是可調(diào)的和/或可編程的。
4.如以上權(quán)利要求中任一項所述的揚聲器，其特征在于脈沖放大器使用脈寬調(diào)制技術(shù)。
5.如以上權(quán)利要求1到4中任一項所述的揚聲器，其特征在于還包括脈寬調(diào)制裝置。
6.如以上權(quán)利要求1到4中任一項所述的揚聲器，其特征在于還包括脈沖成型裝置。
7.如以上權(quán)利要求中任一項所述的揚聲器，其特征在于來自所有換能器的聲學(xué)輸出脈沖的平均幅度是可通過改變至換能器驅(qū)動電路的電源電壓大小而調(diào)節(jié)的。
8.如以上權(quán)利要求中任一項所述的揚聲器，其特征在于換能器以二維陣列排列。
9.一種用于對包括數(shù)據(jù)位和符號位的數(shù)字輸入信號進行脈寬調(diào)制的數(shù)字脈寬調(diào)制發(fā)生器，其特征在于包括升/降數(shù)字計數(shù)器，所述升/降計數(shù)器的時鐘輸入由所述數(shù)字輸入信號的數(shù)據(jù)位選通而接通和斷開，所述升/降計數(shù)器的升/降輸入由所述數(shù)字輸入信號的符號位來控制；第二數(shù)字計數(shù)器，所述第二數(shù)字計數(shù)器由一恒定速率的時鐘信號來連續(xù)定時；數(shù)字幅值比較器，所述數(shù)字幅值比較器用于比較所述兩個計數(shù)器的輸出，從而由幅值比較器的大于或小于輸出提供脈寬調(diào)制輸出信號，當(dāng)所述數(shù)字輸入信號的數(shù)據(jù)位處于邏輯一時所述脈寬調(diào)制輸出信號的平均值為斜波，而當(dāng)所述數(shù)字輸入信號的數(shù)據(jù)位處于邏輯零時所述平均值為靜態(tài)值，所述斜波的斜率由數(shù)字輸入信號的符號位的極性來確定。
10.如權(quán)利要求9所述的數(shù)字脈寬調(diào)制發(fā)生器，其特征在于所述兩個計數(shù)器的輸出連到幅值比較器的輸入，所述兩個計數(shù)器的輸出的最低有效位連到幅值比較器的最低有效位輸入，其后按照位權(quán)有效性的次序。
11.如權(quán)利要求9所述的數(shù)字脈寬調(diào)制發(fā)生器，其特征在于升/降計數(shù)器的輸出連到幅值比較器的輸入，升/降數(shù)字計數(shù)器的輸出的最低有效位連到幅值比較器的輸入的最低有效位，其后按照位權(quán)有效性的次序，以及第二計數(shù)器的輸出連到幅值比較器的輸入，所述位按照不同于第二計數(shù)器的輸出的最低有效位連到幅值比較器的輸入的最低有效位且其后按照位權(quán)有效性的次序的順序。
12.如權(quán)利要求9所述的數(shù)字脈寬調(diào)制發(fā)生器，其特征在于升/降計數(shù)器的輸出連到幅值比較器的輸入，升/降數(shù)字計數(shù)器的輸出的最低有效位連到幅值比較器的輸入的最低有效位，其后按照位權(quán)有效性的次序，以及第二計數(shù)器的輸出連到幅值比較器的輸入，第二計數(shù)器的輸出的最低有效位連到幅值比較器的輸入的最低有效位，其后按照位權(quán)有效性的次序。
13.如權(quán)利要求9到12中任一項所述的數(shù)字脈寬調(diào)制發(fā)生器，其特征在于還包括AND門，所述AND門具有接收頻分形式的恒定時鐘速率信號的第一輸入、接收數(shù)字輸入信號的數(shù)據(jù)位的第二輸入以及連到升/降計數(shù)器的時鐘輸入的輸出。
14.如權(quán)利要求9到13中任一項所述的數(shù)字脈寬調(diào)制發(fā)生器，其特征在于升/降計數(shù)器是閉端計數(shù)器。
15.如權(quán)利要求9到14中任一項所述的數(shù)字脈寬調(diào)制發(fā)生器，其特征在于所述數(shù)字輸入信號與所述恒定速率時鐘信號同步。
16.一種數(shù)字脈寬調(diào)制發(fā)生器，其特征在于包括升/降數(shù)字計數(shù)器、數(shù)字幅值比較器和第二數(shù)字計數(shù)器，其中所述幅值比較器比較以常規(guī)方式連到該幅值比較器的這兩個計數(shù)器的計數(shù)的相對大小，其中所述兩個計數(shù)器的最低有效位輸出連到比較器的最低有效位輸入且其后按照位權(quán)有效性的次序，當(dāng)?shù)诙嫈?shù)器由一恒定速率時鐘信號連續(xù)定時且升/降計數(shù)器的升/降輸入由時鐘輸入信號的符號位所控制時，以及當(dāng)升/降計數(shù)器的時鐘輸入根據(jù)是否存在一元輸入信號選通而接通或斷開時，由幅值比較器的大于或小于輸出來提供脈寬調(diào)制信號，其中脈寬調(diào)制的輸出信號把一元輸入上的穩(wěn)定脈沖轉(zhuǎn)換成輸出處的脈寬調(diào)制斜波，由符號位輸入的極性來確定斜波的斜率。
17.如權(quán)利要求16所述的時鐘脈寬調(diào)制器，其特征在于除了第二計數(shù)器的輸出以相反的位序連到幅值比較器的輸入端口之一，與常規(guī)的位排序相反，尤其是所述計數(shù)器的最低有效位輸出連到比較器的最高有效位輸入，反之亦然，從而來自所述比較器的脈寬調(diào)制輸出經(jīng)第二計數(shù)器的總計數(shù)周期進行更多的轉(zhuǎn)換，但仍保持所需的平均傳號-空號比，繼而大大方便通常所需的對脈寬調(diào)制輸出的低通濾波。
全文摘要
一種揚聲器具有連到數(shù)字插入器的數(shù)字輸入信號端以增加有效采樣速率，其輸出饋送到信號延遲和幅值檢測器，其后可在把輸入信號加到一元編碼器前減小該輸入信號的短期動態(tài)范圍，該編碼器把數(shù)字輸入信號編碼成為單個一元信號，然后在這些一元信號通過換能器驅(qū)動器加到多個基本上相同的聲學(xué)換能器前，對它們進行差分延遲和脈沖成型，由幅值檢測器和操作人員獲得的信號來控制換能器的平均功率驅(qū)動電平，以改變所產(chǎn)生的音量。
文檔編號H03K7/08GK1575037SQ20041000684
公開日2005年2月2日 申請日期1996年3月27日 優(yōu)先權(quán)日1995年3月31日
發(fā)明者安東尼·胡利 申請人:1...有限公司