專利名稱：混頻器電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明特別涉及一種謀求低頻低噪聲特性的、在使用了直接轉(zhuǎn)換方式或Low-IF方式等的無線通信裝置中的接收系統(tǒng)混頻器電路。
背景技術(shù)：
在無線通信設(shè)備的接收方式中包括超外差方式、直接轉(zhuǎn)換方式、Low-IF方式等?，F(xiàn)在，最主流的接收方式是超外差方式，但是，近年來，直接轉(zhuǎn)換方式、Low-IF方式正逐漸被關(guān)注。
圖16中表示一般的直接轉(zhuǎn)換接收機(jī)的方框圖。
直接轉(zhuǎn)換接收機(jī)，不經(jīng)由IF頻帶地從RF頻帶到DC執(zhí)行頻率轉(zhuǎn)換，并如下地進(jìn)行動(dòng)作。利用帶通濾波器(以下稱為BPF)202對(duì)從天線201輸入的高頻信號(hào)進(jìn)行濾波，然后將經(jīng)由高頻放大器(以下稱為LNA)203進(jìn)行了信號(hào)放大后的高頻信號(hào)分為2條路徑，并輸入到混頻器204a、204b內(nèi)。在90°移相器207中，將來自PLL 208的信號(hào)設(shè)定為互相差90°相位的LO信號(hào)，使用該LO信號(hào)，通過混頻器204a、204b來進(jìn)行頻率轉(zhuǎn)換。然后，使來自混頻器204a、204b的信號(hào)通過低通濾波器205a、205b，并由VGA206a、206b將其放大到所期望的振幅，得到輸出信號(hào)。
在直接轉(zhuǎn)換方式中，由于是利用1個(gè)混頻器不經(jīng)由IF頻帶地從RF頻帶到DC執(zhí)行頻率轉(zhuǎn)換，因此，系統(tǒng)結(jié)構(gòu)變得簡單。而且，由于沒有產(chǎn)生在超外差方式中成為問題的圖形干擾，因此，能夠大幅度地削減BPF的數(shù)目。因此，對(duì)于降低成本的貢獻(xiàn)非常高。
如上所述，直接轉(zhuǎn)換方式是理想的接收方式，但是，它存在以下問題點(diǎn)。
該問題點(diǎn)是指由于基帶是DC，因此與超外差方式相比，非常容易受到閃爍(flicker)噪聲的影響。特別是，在使用了閃爍噪聲比雙極型(bipolar)等高頻器件大100倍到1000倍左右的MOS器件的情況下，將成為非常大的問題(例如，參見非專利文獻(xiàn)1)。
為了具體表示這種情況，例如，對(duì)如圖17那樣的LNA203和混頻器204a級(jí)聯(lián)連接的系統(tǒng)中的噪聲指數(shù)來進(jìn)行說明。
LNA203個(gè)體的增益Glna、噪聲指數(shù)NFlna分別恒定在Glna＝20dB，NFlna＝5dB，在混頻器204a個(gè)體的噪聲指數(shù)NFmix如圖18所示那樣在低頻下具有與頻率成反比的閃爍噪聲特性(NFmix＝15dB@10MHz，NFmix＝45dB@1kHz)的情況下，根據(jù)功率傳播方程(friis equation)，系統(tǒng)整體的噪聲指數(shù)NFall在10MHz下變?yōu)镹Fall＝5.4dB，在1kHz下變?yōu)镹Fall＝25dB。即，在IF信號(hào)頻率高的情況下，NFall基本上由NFlna決定，與此相反，在IF信號(hào)頻率低的情況下，NFall基本上由NFmix-Glna決定，且較強(qiáng)地依賴于NFmix。
因此，在使用直接轉(zhuǎn)換方式和Low-IF方式等的接收機(jī)中，由于混頻器的低頻噪聲，造成系統(tǒng)整體的接收靈敏度大大惡化。
接下來，以下就混頻器的低頻噪聲特性進(jìn)行具體地說明。另外，作為當(dāng)前主流的混頻器包括單平衡混頻器和雙平衡混頻器，但是由于在動(dòng)作上沒有大的差異，因此用單平衡混頻器來代表兩者進(jìn)行說明。
圖19中表示以往的混頻器電路的電路圖。混頻器芯部的基本結(jié)構(gòu)是單平衡混頻器。另外，11是RF晶體管；21、22是第一、第二LO(local本機(jī))晶體管；33、34是第一、第二IF輸出端子；31、32是第一、第二負(fù)載電阻；50是RF信號(hào)供給器；60是LO信號(hào)供給器；VDD是電源；GND是地。
其中，RF信號(hào)供給器50通常是天線等，例如相當(dāng)于圖16中的天線201、BPF202、以及LNA203。另外，LO信號(hào)供給器60通常是PLL等，例如，相當(dāng)于圖16中的PLL208以及90°移相器207。
首先，對(duì)混頻器電路的基本動(dòng)作進(jìn)行說明。
由RF信號(hào)供給器50提供的RF信號(hào)被輸入到RF晶體管11內(nèi)，并從電壓信號(hào)轉(zhuǎn)換為電流信號(hào)。
另一方面，由LO信號(hào)供給器60提供的差動(dòng)LO信號(hào)分別被輸入到第一、第二LO晶體管21、22內(nèi)，第一、第二LO晶體管21、22按照LO信號(hào)的頻率來重復(fù)執(zhí)行開關(guān)動(dòng)作。
在對(duì)執(zhí)行這些開關(guān)動(dòng)作的第一、第二LO晶體管21、22輸入了經(jīng)過電流轉(zhuǎn)換的RF信號(hào)后，將RF信號(hào)與LO信號(hào)相乘。由此，RF信號(hào)被變頻而成為IF信號(hào)，通過利用第一、第二負(fù)載電阻31、32來執(zhí)行電壓轉(zhuǎn)換，能夠從第一、第二IF輸出端子33、34上獲取到電壓的IF信號(hào)。
接下來，對(duì)以往的混頻器電路中的噪聲特性進(jìn)行說明。
圖20表示第一、第二IF輸出端子33、34中的、針對(duì)IF頻率的第一、第二LO晶體管21、22的閃爍噪聲的噪聲占有率。如圖20所示，在1MHz或1MHz以下的頻率中，輸出噪聲的70％或70％以上成為第一、第二LO晶體管21、22的閃爍噪聲。因此，為了改善低頻的噪聲特性，抑制第一、第二LO晶體管21、22的閃爍噪聲是最有效的。
另外，圖20的第一、第二LO晶體管21、22的閃爍噪聲占有率特性以及此后所示的噪聲指數(shù)特性的曲線圖是所有按照標(biāo)準(zhǔn)的SPICE(Simulation Program with Integrated Circuit Emphasis、SPICE)所得到的仿真結(jié)果。
接下來，進(jìn)一步定量地說明以往混頻器電路中的第一、第二LO晶體管21、22的閃爍噪聲。
首先，我們知道由數(shù)學(xué)表達(dá)式1提供了第一、第二LO晶體管21、22的柵極端子中的噪聲Vn2。
Vn2=kfCox·W·L·f]]>其中，Cox、W、L分別為第一、第二LO晶體管21、22的柵極氧化膜電容、溝道寬度、溝道長度，f是頻率，kf是閃爍系數(shù)。
Vn利用第一、第二LO晶體管21、22的跨導(dǎo)gmLO執(zhí)行電流轉(zhuǎn)換，進(jìn)一步利用第一、第二負(fù)載電阻31、32執(zhí)行電壓轉(zhuǎn)換，之后，被顯現(xiàn)在第一、第二IF輸出端子33、34上。因此，顯現(xiàn)在第一、第二IF輸出端子33、34上的第一、第二LO晶體管21、22的輸出噪聲Vno2如數(shù)學(xué)表達(dá)式2所示。
Vno2=α·gmLO2·R2·kfCox·W·L·f]]>其中，R是第一、第二負(fù)載電阻31、32的電阻值，α是常數(shù)。
因此，輸入換算噪聲Vni2是通過利用輸出噪聲Vno2除以功率增益β·gmRF2·R2而得到的，利用數(shù)學(xué)表達(dá)式3來表示。
Vni2=αβ·gmLO2gmRF2·kfCox·W·L·f]]>其中，gmRF是RF晶體管11的跨導(dǎo)，β是常數(shù)。
進(jìn)而，當(dāng)以50歐姆系的噪聲指數(shù)NF來表現(xiàn)輸入換算噪聲Vni2，則如數(shù)學(xué)表達(dá)式4所示。
NF=10·log(γ50·k·T·gmLO2gmRF2·kfCox·W·L·f)]]>其中，k是波爾茲曼常數(shù)，T是絕對(duì)溫度，γ＝α/β。
在此，作為已有技術(shù)，混頻器電路的低頻NF特性改變方式存在以下這種情況。
第一種已有技術(shù)是加大第一、第二LO晶體管21、22的晶體管尺寸。如數(shù)學(xué)表達(dá)式1所示，閃爍噪聲與第一、第二LO晶體管21、22的LW積成反比。因此，通過增大第一、第二LO晶體管21、22的晶體管尺寸、即LW積，能夠按數(shù)學(xué)表達(dá)式4來改善NF特性。
第二種已有技術(shù)是增大混頻器電路的增益。為此，必須要增大RF晶體管11的跨導(dǎo)gmRF，這可通過增大RF晶體管11的W/L比、或者是增大RF晶體管11的偏置電流來實(shí)現(xiàn)。由此，能夠減小輸入換算噪聲，其結(jié)果是能夠按數(shù)學(xué)表達(dá)式4來改善NF特性。
第三種已有技術(shù)是使第一、第二負(fù)載電阻31、32的尺寸最優(yōu)化。在低頻中的輸出噪聲由第一、第二負(fù)載電阻31、32的閃爍噪聲和電阻熱噪聲支配的情況下，通過調(diào)整第一、第二負(fù)載電阻31、32的尺寸，使電阻熱噪聲和閃爍噪聲的分配最優(yōu)化，從而能夠改善低頻中的NF特性(例如，參見專利文獻(xiàn)1)。
專利文獻(xiàn)特開2003-158425號(hào)公報(bào)(第1-6頁，圖1)非專利文獻(xiàn)1伊藤信之，“RF CMOS電路設(shè)計(jì)技術(shù)”，トリケツプス公司，2002年6月，第9-23頁發(fā)明內(nèi)容但是，上述已有技術(shù)中改善混頻器電路的低頻噪聲特性方法分別存在以下問題。
有關(guān)第一種已有技術(shù)，若增大LW積，則由于第一、第二LO晶體管21、22不能執(zhí)行完整的開關(guān)動(dòng)作，因此增益降低。另外，由于增大了第一、第二LO晶體管21、22的寄生電容，因此，RF、LO的各信號(hào)的頻率特性發(fā)生惡化。因此，不能將LW積設(shè)定為過大的值。
有關(guān)第二種已有技術(shù)，若增大RF晶體管11的W/L比，則失真特性、RF信號(hào)的頻率特性等將發(fā)生惡化。因此，不能將W/L比設(shè)定為過大的值。
另外，就偏置電流而言，我們從圖19的電路結(jié)構(gòu)中可以明白，由于RF晶體管11的一半偏置電流成為第一、第二LO晶體管21、22的偏置電流，因此，即便通過增大偏置電流來增大gmRF，但由于gmLO也與之成比例地增大，因此，結(jié)果是不能減小NF。
有關(guān)第三種已有技術(shù)，盡管在使用了低頻噪聲特性優(yōu)良的雙極型等高頻器件的情況下，在某種程度上是有效的，但是，在使用了MOS器件的情況下，第一、第二LO晶體管21、22的閃爍噪聲的比例大，也不太有效。另外，第一、第二負(fù)載電阻31、32的尺寸必須要非常大，從而在電路面積、IF信號(hào)的頻率特性等方面也存在問題。
如上所述，利用以往的混頻器電路，沒有有效地使低頻噪聲降低的方法，特別是在使用了直接轉(zhuǎn)換方式和Low-IF方式的接收系統(tǒng)中，存在不能得到良好的接收靈敏度的問題。
本發(fā)明是為了解決上述已有問題而作出的，提供了一種低頻噪聲特性優(yōu)良的混頻器電路。
為了解決上述已有問題，本發(fā)明技術(shù)方案1所涉及的混頻器電路的特征在于具有混頻器，該混頻器通過在電源和地之間級(jí)聯(lián)連接IF信號(hào)輸出負(fù)載部、LO信號(hào)處理部以及RF信號(hào)處理部而形成；RF信號(hào)供給器，用于向所述RF信號(hào)處理部提供RF信號(hào)；LO信號(hào)供給器，用于向所述LO信號(hào)處理部提供LO信號(hào)；以及至少一個(gè)旁路電流供給部，該旁路電流供給部對(duì)所述LO信號(hào)處理部的偏置電流進(jìn)行分流。
本發(fā)明技術(shù)方案2所涉及的混頻器電路的特征在于在技術(shù)方案1所述的混頻器電路內(nèi)，所述旁路電流供給部與所述LO信號(hào)處理部并聯(lián)連接。
本發(fā)明技術(shù)方案3所涉及的混頻器電路的特征在于在技術(shù)方案1所述的混頻器電路中，所述旁路電流供給部僅向所述RF信號(hào)處理部追加提供偏置電流。
本發(fā)明技術(shù)方案4所涉及的混頻器電路的特征在于在技術(shù)方案1所述的混頻器中，所述旁路電流供給部具有第一旁路電流源，用于僅向RF信號(hào)處理部追加提供偏置電流；以及第二旁路電流源，用于僅向IF信號(hào)輸出負(fù)載部追加提供偏置電流。
本發(fā)明技術(shù)方案5所涉及的混頻器電路的特征在于，具有單平衡混頻器，該單平衡混頻器通過在電源和地之間級(jí)聯(lián)連接IF信號(hào)輸出負(fù)載部、LO信號(hào)處理部以及RF信號(hào)處理部而形成；RF信號(hào)供給器，用于向所述RF信號(hào)處理部提供RF信號(hào)；LO信號(hào)供給器，用于向所述LO信號(hào)處理部提供LO信號(hào)；以及至少1個(gè)旁路電流供給部，該旁路電流供給部對(duì)所述LO信號(hào)處理部的偏置電流進(jìn)行分流，其中，所述IF信號(hào)輸出負(fù)載部具有第一負(fù)載電阻，其一個(gè)端子被連接到電源上，另一個(gè)端子被連接到第一IF輸出端子上；以及第二負(fù)載電阻，其一個(gè)端子被連接到電源上，另一個(gè)端子被連接到第二IF輸出端子上；所述RF信號(hào)處理部具有源極端子接地的RF晶體管；所述LO信號(hào)處理部具有第一LO晶體管，其源極端子被連接到所述RF晶體管的漏極端子上，其漏極端子被連接到所述第一IF輸出端子上；以及第二LO晶體管，其源極端子被連接到所述RF晶體管的漏極端子上，其漏極端子被連接到所述第二IF輸出端子上。
本發(fā)明技術(shù)方案6所涉及的混頻器電路的特征在于在技術(shù)方案5所述的混頻器電路中，所述旁路電流供給部具有第一旁路電流源，其與所述第一LO晶體管并聯(lián)連接在所述第一IF輸出端子和所述RF晶體管的漏極端子之間；以及第二旁路電流源，其與所述第二LO晶體管并聯(lián)連接在所述第二IF輸出端子和所述RF晶體管的漏極端子之間。
本發(fā)明技術(shù)方案7所涉及的混頻器電路的特征在于在技術(shù)方案5所述的混頻器電路中，所述旁路電流供給部具有連接在電源和所述RF晶體管的漏極端子之間的、用于僅向所述RF晶體管追加提供偏置電流的第一旁路電流源。
本發(fā)明技術(shù)方案8所涉及的混頻器電路的特征在于在技術(shù)方案5所述的混頻器電路中，所述旁路電流供給部具有第一旁路電流源，其被連接在電源和所述RF晶體管的漏極端子之間、用于僅向所述RF晶體管追加提供偏置電流；第二旁路電流源，其被連接在所述第一IF輸出端子和地之間、用于僅向所述第一負(fù)載電阻追加提供偏置電流；以及，第三旁路電流源，其被連接在所述第二IF輸出端子和地之間、用于僅向所述第二負(fù)載電阻追加提供偏置電流。
本發(fā)明技術(shù)方案9所涉及的混頻器電路的特征在于，具有雙平衡混頻器，該雙平衡混頻器通過在電源和地之間級(jí)聯(lián)連接IF信號(hào)輸出負(fù)載部、LO信號(hào)處理部以及RF信號(hào)處理部而形成；RF信號(hào)供給器，用于向所述RF信號(hào)處理部提供RF信號(hào)；LO信號(hào)供給器，用于向所述LO信號(hào)處理部供給LO信號(hào)；以及至少1個(gè)第1旁路電流供給部，該第1旁路電流供給部對(duì)所述LO信號(hào)處理部的偏置電流進(jìn)行分流，其中，所述IF信號(hào)輸出負(fù)載部具有第一負(fù)載電阻，其一個(gè)端子被連接到電源上，另一個(gè)端子被連接到第一IF輸出端子上；以及第二負(fù)載電阻，其一個(gè)端子被連接到電源上，另一個(gè)端子被連接到第二IF輸出端子上；所述RF信號(hào)處理部具有源極端子接地的第一RF晶體管以及第二RF晶體管；所述LO信號(hào)處理部具有第一LO晶體管，其源極端子被連接到所述第一RF晶體管的漏極端子上，其漏極端子被連接到所述第一IF輸出端子上；第二LO晶體管，其源極端子被連接到所述第一RF晶體管的漏極端子上，其漏極端子被連接到所述第二IF輸出端子上；第三LO晶體管，其源極端子被連接到所述第二RF晶體管的漏極端子上，其漏極端子被連接到所述第一IF輸出端子上；以及第四LO晶體管，其源極端子被連接到所述第二RF晶體管的漏極端子上，其漏極端子被連接到所述第二IF輸出端子上。
本發(fā)明技術(shù)方案10所涉及的混頻器電路的特征在于在技術(shù)方案9所述的混頻器電路中，所述旁路電流供給部具有第一旁路電流源，與所述第一LO晶體管并聯(lián)連接在所述第一IF輸出端子和所述第一RF晶體管的漏極端子之間；第二旁路電流源，與所述第二LO晶體管并聯(lián)連接在所述第二IF輸出端子和所述第一RF晶體管的漏極端子之間；第三旁路電流源，與所述第三LO晶體管并聯(lián)連接在所述第一IF輸出端子和所述第二RF晶體管的漏極端子之間；以及，第四旁路電流源，與所述第四LO晶體管并聯(lián)連接在所述第二IF輸出端子和所述第二RF晶體管的漏極端子之間。
本發(fā)明技術(shù)方案11所涉及的混頻器電路的特征在于在技術(shù)方案9所述的混頻器電路中，所述旁路電流供給部具有第一旁路電流源，與所述第一LO晶體管并聯(lián)連接在所述第一IF輸出端子和所述第一RF晶體管的漏極端子之間；以及，第二旁路電流源，和所述第四LO晶體管并聯(lián)連接在所述第二IF輸出端子和所述第二RF晶體管的漏極端子之間。
本發(fā)明技術(shù)方案12所涉及的混頻器電路的特征在于在技術(shù)方案9所述的混頻器電路中，所述旁路電流供給部具有第一旁路電流源，其被連接在電源和所述第一RF晶體管的漏極端子之間、用于僅向所述第一RF晶體管追加提供偏置電流；以及，第二旁路電流源，其被連接在電源和所述第二RF晶體管的漏極端子之間、用于僅向所述第二RF晶體管追加提供偏置電流。
本發(fā)明技術(shù)方案13所涉及的混頻器電路的特征在于在技術(shù)方案9所述的混頻器電路中，所述旁路電流供給部具有第一旁路電流源，其被連接在電源和所述第一RF晶體管的漏極端子之間、用于僅向所述第一RF晶體管追加提供偏置電流；第二旁路電流源，其被連接在電源和所述第二RF晶體管的漏極端子之間、用于僅向所述第二RF晶體管追加提供偏置電流；第三旁路電流源，其被連接在所述第一IF輸出端子和地之間、用于僅僅向所述第一負(fù)載電阻追加提供偏置電流；以及，第四旁路電流源，連接在所述第二IF輸出端子和地之間、用于僅向所述第二負(fù)載電阻追加提供偏置電流。
本發(fā)明技術(shù)方案14所涉及的混頻器電路的特征在于在技術(shù)方案1、5、9中任意一項(xiàng)所述的混頻器電路中，所述第一至第四旁路電流源具有具有偏置電路，具有偏置電壓輸出端子；以及電流源晶體管，其柵極端子被連接到所述偏置電壓輸出端子上。
本發(fā)明技術(shù)方案15所涉及的混頻器電路的特征在于在技術(shù)方案1、5、9中任意一項(xiàng)所述的混頻器電路中，所述混頻器、所述單平衡混頻器、所述雙平衡混頻器由MOS晶體管構(gòu)成。
本發(fā)明技術(shù)方案16所涉及的混頻器電路的特征在于在技術(shù)方案1、5、9中任意一項(xiàng)所述的混頻器電路中，所述混頻器電路被用于直接轉(zhuǎn)換方式的接收系統(tǒng)、或Low-IF方式的接收系統(tǒng)中。
根據(jù)本發(fā)明技術(shù)方案1所涉及的混頻器電路，由于混頻器，該混頻器通過在電源和地之間級(jí)聯(lián)連接IF信號(hào)輸出負(fù)載部、LO信號(hào)處理部以及RF信號(hào)處理部而形成；RF信號(hào)供給器，用于向所述RF信號(hào)處理部提供RF信號(hào)；LO信號(hào)供給器，用于向所述LO信號(hào)處理部提供LO信號(hào)；以及至少一個(gè)旁路電流供給部，該旁路電流供給部對(duì)所述LO信號(hào)處理部的偏置電流進(jìn)行分流，因此，可通過不使增益降低地來降低由LO信號(hào)處理部發(fā)生的閃爍噪聲，從而改善低頻時(shí)的噪聲特性。
根據(jù)本發(fā)明技術(shù)方案2所涉及的混頻器電路，由于在技術(shù)方案1所述的混頻器電路內(nèi)，所述旁路電流供給部與所述LO信號(hào)處理部并聯(lián)連接，因此，能夠不減小RF信號(hào)處理部的偏置電流地來減小LO信號(hào)處理部的偏置電流，其結(jié)果能夠減小NF。
根據(jù)本發(fā)明技術(shù)方案3所涉及的混頻器電路，由于在技術(shù)方案1所述的混頻器電路內(nèi)，所述旁路電流供給部僅向所述RF信號(hào)處理部追加提供偏置電流，因此，能夠不減小RF信號(hào)處理部的偏置電流地來減小LO信號(hào)處理部的偏置電流，其結(jié)果能夠減小NF。
根據(jù)本發(fā)明技術(shù)方案4所涉及的混頻器電路，由于在技術(shù)方案1所述的混頻器中，所述旁路電流供給部具有第一旁路電流源，用于僅向RF信號(hào)處理部追加提供偏置電流；以及第二旁路電流源，用于僅向IF信號(hào)輸出負(fù)載部追加提供偏置電流，因此，能夠不減小RF信號(hào)處理部的偏置電流地來減小LO信號(hào)處理部的偏置電流，其結(jié)果能夠減小NF。
根據(jù)本發(fā)明技術(shù)方案5所涉及的混頻器電路，由于具有單平衡混頻器，該單平衡混頻器通過在電源和地之間級(jí)聯(lián)連接IF信號(hào)輸出負(fù)載部、LO信號(hào)處理部以及RF信號(hào)處理部而形成；RF信號(hào)供給器，用于向所述RF信號(hào)處理部提供RF信號(hào)；LO信號(hào)供給器，用于向所述LO信號(hào)處理部提供LO信號(hào)；以及至少1個(gè)旁路電流供給部，該旁路電流供給部對(duì)所述LO信號(hào)處理部的偏置電流進(jìn)行分流，其中，所述IF信號(hào)輸出負(fù)載部具有第一負(fù)載電阻，其一個(gè)端子被連接到電源上，另一個(gè)端子被連接到第一IF輸出端子上；以及第二負(fù)載電阻，其一個(gè)端子被連接到電源上，另一個(gè)端子被連接到第二IF輸出端子上；所述RF信號(hào)處理部具有源極端子接地的RF晶體管；所述LO信號(hào)處理部具有第一LO晶體管，其源極端子被連接到所述RF晶體管的漏極端子上，其漏極端子被連接到所述第一IF輸出端子上；以及第二LO晶體管，其源極端子被連接到所述RF晶體管的漏極端子上，其漏極端子被連接到所述第二IF輸出端子上，因此，能夠通過不使增益降低地來降低由LO信號(hào)處理部發(fā)生的閃爍噪聲，從而改善低頻中的噪聲特性。
根據(jù)本發(fā)明技術(shù)方案6所涉及的混頻器電路，由于在技術(shù)方案5所述的混頻器電路中，所述旁路電流供給部具有第一旁路電流源，其與所述第一LO晶體管并聯(lián)連接在所述第一IF輸出端子和所述RF晶體管的漏極端子之間；以及第二旁路電流源，其與所述第二LO晶體管并聯(lián)連接在所述第二IF輸出端子和所述RF晶體管的漏極端子之間，因此，能夠不減小RF信號(hào)處理部的偏置電流地來減小LO信號(hào)處理部的偏置電流，其結(jié)果能夠減小NF。
根據(jù)本發(fā)明技術(shù)方案7所涉及的混頻器電路，由于在技術(shù)方案5所述的混頻器電路中，所述旁路電流供給部具有連接在電源和所述RF晶體管的漏極端子之間的、用于僅向所述RF晶體管追加提供偏置電流的第一旁路電流源，因此，能夠不減小RF信號(hào)處理部的偏置電流地來減小LO信號(hào)處理部的偏置電流，其結(jié)果能夠減小NF。
根據(jù)本發(fā)明技術(shù)方案8所涉及的混頻器電路，由于在技術(shù)方案5所述的混頻器電路中，所述偏置電流供給部具有第一旁路電流源，其被連接在電源和所述RF晶體管的漏極端子之間、用于僅向所述RF晶體管追加提供偏置電流；第二旁路電流源，其被連接在所述第一IF輸出端子和地之間、用于僅向所述第一負(fù)載電阻追加提供偏置電流；以及，第三旁路電流源，其被連接在所述第二IF輸出端子和地之間、用于僅向所述第二負(fù)載電阻追加提供偏置電流，因此，能夠不減小RF信號(hào)處理部的偏置電流地來減小LO信號(hào)處理部的偏置電流，其結(jié)果能夠減小NF。
根據(jù)本發(fā)明技術(shù)方案9所涉及的混頻器電路，由于具有雙平衡混頻器，該雙平衡混頻器通過在電源和地之間級(jí)聯(lián)連接IF信號(hào)輸出負(fù)載部、LO信號(hào)處理部以及RF信號(hào)處理部而形成；RF信號(hào)供給器，用于向所述RF信號(hào)處理部提供RF信號(hào)；LO信號(hào)供給器，用于向所述LO信號(hào)處理部供給LO信號(hào)；以及至少1個(gè)第1旁路電流供給部，該第1旁路電流供給部對(duì)所述LO信號(hào)處理部的偏置電流進(jìn)行分流，其中，所述IF信號(hào)輸出負(fù)載部具有第一負(fù)載電阻，其一個(gè)端子被連接到電源上，另一個(gè)端子被連接到第一IF輸出端子上；以及第二負(fù)載電阻，其一個(gè)端子被連接到電源上，另一個(gè)端子被連接到第二IF輸出端子上；所述RF信號(hào)處理部具有源極端子接地的第一RF晶體管以及第二RF晶體管；所述LO信號(hào)處理部具有第一LO晶體管，其源極端子被連接到所述第一RF晶體管的漏極端子上，其漏極端子被連接到所述第一IF輸出端子上；第二LO晶體管，其源極端子被連接到所述第一RF晶體管的漏極端子上，其漏極端子被連接到所述第二IF輸出端子上；第三LO晶體管，其源極端子被連接到所述第二RF晶體管的漏極端子上，其漏極端子被連接到所述第一IF輸出端子上；以及第四LO晶體管，其源極端子被連接到所述第二RF晶體管的漏極端子上，其漏極端子被連接到所述第二IF輸出端子上，因此，通過不使增益降低地來降低從LO信號(hào)處理部發(fā)生的閃爍噪聲，所以能夠改善低頻中的噪聲特性。
根據(jù)本發(fā)明技術(shù)方案10所涉及的混頻器電路，由于在技術(shù)方案9所述的混頻器電路中，所述旁路電流供給部具有第一旁路電流源，與所述第一LO晶體管并聯(lián)連接在所述第一IF輸出端子和所述第一RF晶體管的漏極端子之間；第二旁路電流源，與所述第二LO晶體管并聯(lián)連接在所述第二IF輸出端子和所述第一RF晶體管的漏極端子之間；第三旁路電流源，與所述第三LO晶體管并聯(lián)連接在所述第一IF輸出端子和所述第二RF晶體管的漏極端子之間；以及，第四旁路電流源，與所述第四LO晶體管并聯(lián)連接在所述第二IF輸出端子和所述第二RF晶體管的漏極端子之間，因此，能夠不減小RF信號(hào)處理部的偏置電流地來減小LO信號(hào)處理部的偏置電流，其結(jié)果能夠減小NF。
根據(jù)本發(fā)明技術(shù)方案11所涉及的混頻器電路，由于在技術(shù)方案9所述的混頻器電路中，所述旁路電流供給部具有第一旁路電流源，與所述第一LO晶體管并聯(lián)連接在所述第一IF輸出端子和所述第一RF晶體管的漏極端子之間；以及，第二旁路電流源，和所述第四LO晶體管并聯(lián)連接在所述第二IF輸出端子和所述第二RF晶體管的漏極端子之間，因此，能夠不減小RF信號(hào)處理部的偏置電流地來減小LO信號(hào)處理部的偏置電流，其結(jié)果能夠減小NF。
根據(jù)本發(fā)明技術(shù)方案12所涉及的混頻器電路，由于在技術(shù)方案9所述的混頻器電路中，所述旁路電流供給部具有第一旁路電流源，其被連接在電源和所述第一RF晶體管的漏極端子之間、用于僅向所述第一RF晶體管追加提供偏置電流；以及，第二旁路電流源，其被連接在電源和所述第二RF晶體管的漏極端子之間、用于僅向所述第二RF晶體管追加提供偏置電流，因此，能夠不減小RF信號(hào)處理部的偏置電流地來減小LO信號(hào)處理部的偏置電流，其結(jié)果能夠減小NF。
根據(jù)本發(fā)明技術(shù)方案13所涉及的混頻器電路，由于在技術(shù)方案9所述的混頻器電路中，所述旁路電流供給部具有第一旁路電流源，其被連接在電源和所述第一RF晶體管的漏極端子之間、用于僅向所述第一RF晶體管追加提供偏置電流；第二旁路電流源，其被連接在電源和所述第二RF晶體管的漏極端子之間、用于僅向所述第二RF晶體管追加提供偏置電流；第三旁路電流源，其被連接在所述第一IF輸出端子和地之間、用于僅僅向所述第一負(fù)載電阻追加提供偏置電流；以及，第四旁路電流源，連接在所述第二IF輸出端子和地之間、用于僅向所述第二負(fù)載電阻追加提供偏置電流，因此，能夠不減小RF信號(hào)處理部的偏置電流地來減小LO信號(hào)處理部的偏置電流，其結(jié)果能夠減小NF。
根據(jù)本發(fā)明技術(shù)方案14所涉及的混頻器電路，由于在技術(shù)方案1、5、9中任意一項(xiàng)所述的混頻器電路中，所述第一至第四旁路電流源具有具有偏置電路，具有偏置電壓輸出端子；以及電流源晶體管，其柵極端子被連接到所述偏置電壓輸出端子上，因此，能夠生成偏置電流。
根據(jù)本發(fā)明技術(shù)方案15所涉及的混頻器電路，由于在技術(shù)方案1、5、9中任意一項(xiàng)所述的混頻器電路中，所述混頻器、所述單平衡混頻器、所述雙平衡混頻器由MOS晶體管構(gòu)成，因此，能夠使用MOS晶體管得到低頻噪聲特性良好的混頻器電路。
根據(jù)本發(fā)明技術(shù)方案16所涉及的混頻器電路，由于在技術(shù)方案1、5、9中任意一項(xiàng)所述的混頻器電路中，所述混頻器電路被用于直接轉(zhuǎn)換方式的接收系統(tǒng)、或Low-IF方式的接收系統(tǒng)中，因此，能夠得到低頻噪聲特性良好的直接轉(zhuǎn)換方式的接收系統(tǒng)、Low-IF方式的接收系統(tǒng)。


圖1是表示本發(fā)明實(shí)施方式1的混頻器電路的結(jié)構(gòu)的電路圖。
圖2是表示旁路電流源結(jié)構(gòu)的電路圖。
圖3是表示根據(jù)本發(fā)明實(shí)施方式1的混頻器電路的效果的特性圖。
圖4是表示根據(jù)本發(fā)明實(shí)施方式2的混頻器電路的結(jié)構(gòu)的電路圖。
圖5是表示根據(jù)本發(fā)明實(shí)施方式2的混頻器電路的效果的特性圖。
圖6是表示根據(jù)本發(fā)明實(shí)施方式3的混頻器電路的結(jié)構(gòu)的電路圖。
圖7是表示根據(jù)本發(fā)明實(shí)施方式3的混頻器電路的效果的特性圖。
圖8是表示根據(jù)本發(fā)明實(shí)施方式4的混頻器電路的結(jié)構(gòu)的電路圖。
圖9是表示根據(jù)本發(fā)明實(shí)施方式4的混頻器電路的效果的特性圖。
圖10是表示根據(jù)本發(fā)明實(shí)施方式4的混頻器電路的其他結(jié)構(gòu)的電路圖。
圖11是表示根據(jù)本發(fā)明實(shí)施方式4的混頻器電路的效果的特性圖。
圖12是表示根據(jù)本發(fā)明實(shí)施方式5的混頻器電路的結(jié)構(gòu)的電路圖。
圖13是表示根據(jù)本發(fā)明實(shí)施方式5的混頻器電路的效果的特性圖。
圖14是表示根據(jù)本發(fā)明實(shí)施方式6的混頻器電路的結(jié)構(gòu)的電路圖。
圖15是表示根據(jù)本發(fā)明實(shí)施方式6的混頻器電路的效果的特性圖。
圖16是表示一般的直接轉(zhuǎn)換接收機(jī)的結(jié)構(gòu)的方框圖。
圖17是用于說明混頻器的低頻噪聲的影響的方框圖。
圖18是用于說明混頻器的低頻噪聲的影響的混頻器的NF特性圖。
圖19是表示以往的混頻器電路的結(jié)構(gòu)的電路圖。
圖20是表示以往的混頻器電路中LO晶體管的閃爍噪聲占有率的特性圖。
具體實(shí)施例方式
以下，將參照附圖對(duì)本發(fā)明的實(shí)施方式進(jìn)行說明。
(實(shí)施方式1)圖1是表示根據(jù)本發(fā)明實(shí)施方式1的混頻器電路的結(jié)構(gòu)的電路圖。
如圖1所示，根據(jù)本實(shí)施方式1的混頻器電路，其混頻器芯部的基本結(jié)構(gòu)是由單平衡混頻器構(gòu)成的，其具有在電源VDD和地GND之間級(jí)聯(lián)連接IF信號(hào)輸出負(fù)載部30、LO信號(hào)處理部20、RF信號(hào)處理部10而形成的單平衡混頻器、用于向RF信號(hào)處理部10提供RF信號(hào)的RF信號(hào)供給器50、用于向LO信號(hào)處理部20提供LO信號(hào)的LO信號(hào)供給器60、以及與LO信號(hào)處理部20并聯(lián)連接的、用于對(duì)LO信號(hào)處理部20的偏置電流進(jìn)行分流的第一、第二旁路電流源41、42。
IF信號(hào)輸出負(fù)載部30具有一個(gè)端子連接在電源VDD上，另一端子連接到第一IF輸出端子33上的第一負(fù)載電阻31；以及一個(gè)端子連接到電源VDD，另一端子連接到第二IF輸出端子34上的第二負(fù)載電阻32。
RF信號(hào)處理部10由源極端子接到地GND上的RF晶體管11構(gòu)成。
LO信號(hào)處理部20具有第一LO晶體管21，其源極端子連接到RF晶體管11的漏極端子上，其漏極端子連接到第一IF輸出端子33上；以及第二LO晶體管22，其源極端子連接到RF晶體管11的漏極端子，其漏極端子連接到第二IF輸出端子34上。
第一旁路電流源41與第一LO晶體管21并聯(lián)連接在第一IF輸出端子33和RF晶體管11的漏極端子之間。第二旁路電流源42與第二LO晶體管22并聯(lián)連接在第二IF輸出端子34和RF晶體管11的漏極端子之間。能夠?qū)⑦@些第一、第二旁路電流源41、42設(shè)定為例如是如圖2所示，具有偏置電路43和電流源晶體管44。這些第一、第二旁路電流源41、42被包含在技術(shù)方案6所述的旁路電流供給部內(nèi)。
另外，本實(shí)施方式1不限定第一、第二旁路電流源41、42的構(gòu)成，也可以利用實(shí)現(xiàn)恒定電流源特性的所有元件以及電路來生成旁路電流。
以下，針對(duì)如上所述的混頻器芯部的基本結(jié)構(gòu)為單平衡混頻器的、本實(shí)施方式1的混頻器電路，說明其動(dòng)作。
從RF信號(hào)供給器50提供的RF信號(hào)被輸入到RF晶體管11，并從電壓信號(hào)被轉(zhuǎn)換為電流信號(hào)。
另一方面，從LO信號(hào)供給器60提供的差動(dòng)LO信號(hào)分別被輸入到第一、第二LO晶體管21、22，并且第一、第二LO晶體管21、22按照LO信號(hào)的頻率來重復(fù)執(zhí)行開關(guān)動(dòng)作。
當(dāng)向這些執(zhí)行開關(guān)動(dòng)作的第一、第二LO晶體管21、22輸入了經(jīng)電流轉(zhuǎn)換后的RF信號(hào)后，使RF信號(hào)與LO信號(hào)相乘。由此，RF信號(hào)被變頻為IF信號(hào)，通過利用第一、第二負(fù)載電阻31、32對(duì)該IF信號(hào)執(zhí)行電壓轉(zhuǎn)換，從而能夠從第一、第二IF輸出端子33、34取出電壓的IF信號(hào)。
此時(shí)，第一旁路電流源41減小流入第一LO晶體管21的偏置電流，從而抑制由第一LO晶體管21發(fā)生的閃爍噪聲。同樣，第二旁路電流源42減小流入第二LO晶體管22的偏置電流，從而抑制由第二LO晶體管22發(fā)生的閃爍噪聲。
接下來，一邊與以往的混頻器電路相比較，一邊說明根據(jù)本實(shí)施方式1的混頻器電路對(duì)閃爍噪聲的抑制效果。
圖3是用于說明本實(shí)施方式1的混頻器電路的效果的NF特性圖。這是在向RF晶體管11提供2mA的偏置電流，從LO信號(hào)供給器60提供頻率為1GHz、振幅為1V的LO信號(hào)，且將第一、第二偏置電流源41、42各自的電流值Ib設(shè)定為Ib＝1mA的情況下，繪制出的第一、第二IF輸出端子33、34的NF特性。其中，為了與以往的混頻器電路相比較，它還表示了不具有第一、第二旁路電流源41、42的情況下的NF特性。
在以往的不具有旁路電流源的混頻器電路中，流入RF晶體管11的偏置電流的一半作為該LO晶體管的偏置電流，被分別提供給第一、第二LO晶體管21、22。與此相對(duì)，在本實(shí)施方式1的混頻器電路中，如圖1所示，通過將第一、第二旁路電流源41、42連接到第一、第二LO晶體管21、22上，能夠不減小流入RF晶體管11的旁路電流地來減小流入第一、第二LO晶體管21、22的偏置電流。即，能夠不減小數(shù)學(xué)表達(dá)式4中的gmRF地來減小gmLO，從而能夠改善NF特性。例如，如圖3所示，與以往相比，能夠使1kHz時(shí)的NF改善大約10dB。
如上所述，根據(jù)本實(shí)施方式1的混頻器電路，由于是分別將第一旁路電流源41與第一LO晶體管21并聯(lián)連接、將第二旁路電流源42與第二LO晶體管22并聯(lián)連接，因此能夠不減小流入RF晶體管11的偏置電流地來減小流入第一、第二LO晶體管21、22的旁路電流，從而能夠改善低頻時(shí)的NF特性。
另外，在本實(shí)施方式1中，雖然將混頻器芯部的基本結(jié)構(gòu)設(shè)為單平衡混頻器，但是，本發(fā)明并不限定混頻器芯部的基本結(jié)構(gòu)，也可以是雙柵型(dual gate)混頻器等。
另外，本實(shí)施方式1將單平衡混頻器設(shè)定為由MOS晶體管構(gòu)成，但是，并不限于此，也可以是由雙極型晶體管、GaAs的MESFET等構(gòu)成。
(實(shí)施方式2)圖4是表示根據(jù)本發(fā)明實(shí)施方式2的混頻器電路的結(jié)構(gòu)的電路圖。另外，在圖4中，對(duì)于與圖1相同或相應(yīng)的部分賦予同一標(biāo)記，并省略對(duì)其的詳細(xì)說明。
如圖4所示，根據(jù)本實(shí)施方式2的混頻器電路將第1旁路電流源45連接到電源VDD和RF晶體管11的漏極端子之間，以使得僅僅向RF晶體管11追加提供偏置電流。該第一旁路電流源45被包含在技術(shù)方案7所述的旁路電流供給部內(nèi)。
第一旁路電流源45例如如圖2所示，也可以設(shè)定成具有偏置電路43和電流源晶體管44。另外，也可以通過實(shí)現(xiàn)恒定電流源特性的所有元件及電路來生成旁路電流。
以下，針對(duì)如上所述利用單平衡混頻器來構(gòu)成混頻器芯部的基本結(jié)構(gòu)的本實(shí)施方式2的混頻器電路，說明其動(dòng)作。
從RF信號(hào)供給器50提供的RF信號(hào)被輸入到RF晶體管11，并從電壓信號(hào)轉(zhuǎn)換為電流信號(hào)。
另一方面，從LO信號(hào)供給器60提供的差動(dòng)LO信號(hào)分別被輸入到第一、第二LO晶體管21、22中，第一、第二LO晶體管21、22按照LO信號(hào)的頻率來重復(fù)執(zhí)行開關(guān)動(dòng)作。
當(dāng)向這些執(zhí)行開關(guān)動(dòng)作的第一、第二LO晶體管21、22輸入經(jīng)電流轉(zhuǎn)換的RF信號(hào)后，使RF信號(hào)與LO信號(hào)相乘。由此，RF信號(hào)被變頻為IF信號(hào)，通過利用第一、第二負(fù)載電阻31、32執(zhí)行電壓轉(zhuǎn)換，能夠從第一、第二IF輸出端子33、34取出電壓的IF信號(hào)。
此時(shí)，旁路電流源45減小流入第一、第二LO晶體管21、22的偏置電流，從而抑制由第一、第二LO晶體管21、22發(fā)生的閃爍噪聲。
接下來，一邊與以往的混頻器電路相比較，一邊來說明本實(shí)施方式2的混頻器電路對(duì)閃爍噪聲的抑制效果。
圖5是用于說明根據(jù)本實(shí)施方式2的混頻器電路的效果的NF特性圖。這是在向RF晶體管11提供2mA的偏置電流，從LO信號(hào)供給器60提供頻率為1GHz、振幅為1V的LO信號(hào)，并將第一旁路電流源45的電流值Ib設(shè)定為Ib＝2mA的情況下，繪制出的第一、第二IF輸出端子33、34的NF特性。其中，為了與以往的混頻器電路進(jìn)行比較，還表示了不具有第一旁路電流源45的情況下的NF特性。
在以往的不具有旁路電流源的混頻器電路中，流入RF晶體管11的偏置電流的一半作為該LO晶體管的偏置電流被分別提供給第一、第二LO晶體管21、22。與此相對(duì)，在本實(shí)施方式2的混頻器電路中，如圖4所示，通過在電源VDD和RF晶體管11之間連接第一旁路電流源45，能夠不減小流入RF晶體管11的偏置電流地來減小流入第一、第二LO晶體管21、22的偏置電流。即，能夠不減小數(shù)學(xué)表達(dá)式4中的gmRF地來減小gmLO，從而能夠改善NF特性。例如，如圖5所示，與以往相比，能夠?qū)?kHz時(shí)的NF改善大約5dB。
如上所述，根據(jù)本實(shí)施方式2的混頻器電路，由于將第一旁路電流源45連接到電源VDD和RF晶體管11的漏極端子之間，以使得僅僅向RF晶體管11追加提供偏置電流，因此，能夠不減小流入RF晶體管11的偏置電路地來減小流入第一、第二LO晶體管21、22的偏置電流，從而能夠改善低頻時(shí)的NF特性。
另外，在本實(shí)施方式2中，雖然將混頻器芯部的基本結(jié)構(gòu)設(shè)定為單平衡混頻器，但是，本發(fā)明并不限定混頻器芯部的基本結(jié)構(gòu)，它也可以是雙柵型混頻器等。
另外，盡管本實(shí)施方式2是將單平衡混頻器設(shè)定為由MOS晶體管構(gòu)成，但是，并不限于此，也可以利用雙極型晶體管、GaAs的MESFET等來構(gòu)成。
(實(shí)施方式3)圖6是表示根據(jù)本發(fā)明實(shí)施方式3的混頻器電路結(jié)構(gòu)的電路圖。須指出的是，在圖6中，對(duì)于與圖4相同或相應(yīng)的部分賦予同一標(biāo)記，并省略其詳細(xì)的說明。
如圖6所示，根據(jù)本實(shí)施方式3的混頻器電路，除了象實(shí)施方式2的混頻器電路那樣具有僅僅向RF信號(hào)供給器50追加提供偏置電流的第一旁路電流源45之外，還具有第二旁路電流源46，其被連接在第一IF輸出端子33和地GND之間，用于僅僅向第一負(fù)載電阻31追加提供偏置電流；以及，第三旁路電流源47，其被連接在第二IF輸出端子34和地GND之間，用于僅僅向第二負(fù)載電阻32追加提供偏置電流。這些第一～第三旁路電流源45～47被包含在技術(shù)方案8所述的旁路電流供給部內(nèi)。
第二、第三旁路電流源46、47例如如圖2所示，也可以設(shè)定為具有偏置電路43和電流源晶體管44。另外，也可以利用實(shí)現(xiàn)恒定電流源特性的所有元件以及電路來生成旁路電流。
以下，針對(duì)具有如上所述利用單平衡混頻器構(gòu)成混頻器芯部的基本結(jié)構(gòu)的本實(shí)施方式3的混頻器電路，說明其動(dòng)作。
由RF信號(hào)供給器50提供的RF信號(hào)被輸入到RF晶體管11，并從電壓信號(hào)被轉(zhuǎn)換為電流信號(hào)。
另一方面，由LO信號(hào)供給器60提供的差動(dòng)LO信號(hào)分別被輸入到第一、第二LO晶體管21、22，第一、第二LO晶體管21、22按照LO信號(hào)的頻率來重復(fù)執(zhí)行開關(guān)動(dòng)作。
當(dāng)向這些執(zhí)行開關(guān)動(dòng)作的第一、第二LO晶體管21、22輸入了經(jīng)電流轉(zhuǎn)換的RF信號(hào)后，使RF信號(hào)與LO信號(hào)相乘。由此，RF信號(hào)被變頻為IF信號(hào)，通過利用第一、第二負(fù)載電阻31、32對(duì)其執(zhí)行電壓轉(zhuǎn)換，從而能夠從第一、第二IF輸出端子33、34取出電壓的IF信號(hào)。
此時(shí)，第一旁路電流源45以及第二、第三旁路電流源46、47減小流入第一、第二LO晶體管21、22的偏置電流，從而抑制由第一、第二LO晶體管21、22發(fā)生的閃爍噪聲。
接下來，一邊與以往的混頻器電路相比較，一邊來說明本實(shí)施方式3的混頻器電路對(duì)閃爍噪聲的抑制效果。
圖7是用于說明根據(jù)本實(shí)施方式3的混頻器電路的效果的NF特性圖。這是在向RF晶體管11提供2mA的偏置電流，從LO信號(hào)供給器60提供頻率為1GHz、振幅為1V的LO信號(hào)，并將旁路電流源45的電流值Ib設(shè)定為Ib＝2mA，且將第二、第三旁路電流源46、47的電流值Ib/2設(shè)定為Ib/2＝1mA的情況下，繪制出的第一、第二IF輸出端子33、34的NF特性。其中，為了與以往的混頻器電路進(jìn)行比較，還表示了在不具有第一旁路電流源45以及第二、第三旁路電流源46、47的情況下的NF特性。
在以往的不具有旁路電流源的混頻器電路中，由于不具有第一旁路電流源45和第二、第三旁路電流源46、47，因此，流入RF晶體管11的偏置電流的一半作為該LO晶體管的偏置電流被分別提供給第一、第二LO晶體管21、22。與此相對(duì)，在本實(shí)施方式3的混頻器電路中，如圖6所示，通過連接了第一旁路電流源45以及第二、第三旁路電流源46、47，能夠不減小流入RF晶體管11的偏置電流地來減小流入第一、第二LO晶體管21、22的偏置電流。即，能夠不減小數(shù)學(xué)表達(dá)式4中的gmRF地來減小gmLO，從而能夠改善NF特性。例如，如圖7所示，與以往相比，能夠使1kHz時(shí)的NF改善大約10dB。
如上所述，根據(jù)本實(shí)施方式3的混頻器電路，由于除了具有位于電源VDD和RF晶體管11的漏極端子之間的第一旁路電流源45之外，還在第一IF輸出端子33和地GND之間具有第二旁路電流源46，在第二IF輸出端子34和地GND之間具有第三旁路電流源47，因此，能夠不減小流入RF晶體管11的偏置電流地來減小流入第一、第二LO晶體管21、22的偏置電流，從而能夠改善低頻時(shí)的NF特性。
另外，在本實(shí)施方式3中，將混頻器芯部的基本結(jié)構(gòu)設(shè)定為單平衡混頻器，但是，本發(fā)明并不限定混頻器芯部的基本結(jié)構(gòu)，它也可以是雙柵型混頻器等。
另外，本發(fā)明實(shí)施方式3將單平衡混頻器設(shè)定為由MOS晶體管構(gòu)成，但是并不限于此，也可以由雙柵型晶體管、GaAs的MESFET等構(gòu)成。
另外，盡管在本實(shí)施方式3中將第一旁路電流源45和第二、第三旁路電流源46、47的電流值分別設(shè)定為Ib＝2mA，Ib/2＝1mA，但是，這些也可以是任意的電流值。
(實(shí)施方式4)圖8是表示根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施方式4的混頻器電路結(jié)構(gòu)的電路圖。
如圖8所示，根據(jù)本實(shí)施方式4的混頻器電路的混頻器芯部的基本結(jié)構(gòu)是由雙平衡混頻器構(gòu)成，其具有在電源VDD和地GND之間級(jí)聯(lián)連接IF信號(hào)輸出負(fù)載部130、LO信號(hào)處理部120、與RF信號(hào)處理部110而成的雙平衡混頻器；用于向RF信號(hào)處理部110提供RF信號(hào)的RF信號(hào)供給器150；用于向LO信號(hào)處理部120提供LO信號(hào)的LO信號(hào)供給器160；以及分別與LO信號(hào)處理部120的第一～第四LO晶體管121～124并聯(lián)連接、對(duì)LO信號(hào)處理部120的偏置電流進(jìn)行分流的第一～第四旁路電流源141～144。
IF信號(hào)輸出負(fù)載部130具有第一負(fù)載電阻131，其一個(gè)端子被連接到電源VDD，另一個(gè)端子被連接到第一IF輸出端子133；以及，第二負(fù)載電阻132，其一個(gè)端子被連接到電源VDD，另一個(gè)端子被連接到第二IF輸出端子134。
RF信號(hào)處理部110由源極端子接到地GND的第一、第二RF晶體管111、112構(gòu)成。
LO信號(hào)處理部120具有第一LO晶體管121，其源極端子被連接到第一RF晶體管111的漏極端子上，其漏極端子被連接到第一IF輸出端子133上；第二LO晶體管122，其源極端子被連接到第一RF晶體管111的漏極端子上，其漏極端子被連接到第二IF輸出端子134上；第三LO晶體管123，其源極端子被連接到第二RF晶體管112的漏極端子上，其漏極端子被連接到第三IF輸出端子133上；以及，第LO晶體管124，其源極端子被連接到第一RF晶體管112的漏極端子上，其漏極端子被連接到第四IF輸出端子134上。
第一旁路電流源141與第一LO晶體管121并聯(lián)連接在第一IF輸出端子133和第一RF晶體管111的漏極端子之間，第二旁路電流源142與第二LO晶體管122并聯(lián)連接在第二IF輸出端子134和第一RF晶體管111的漏極端子之間。另外，第三旁路電流源143與第三LO晶體管123并聯(lián)連接在第一IF輸出端子133和第二RF晶體管112的漏極端子之間。第四旁路電流源144與第四LO晶體管124并聯(lián)連接在第二IF輸出端子134和第二RF晶體管112的漏極端子之間。另外，這些第一～第四旁路電流源141～144被包含在技術(shù)方案10所述的旁路電流供給部內(nèi)。
這些第一～第四旁路電流源141～144也可以例如如圖2所示，設(shè)定為具有偏置電路43和電流源晶體管44。另外，也可以利用實(shí)現(xiàn)恒定電流源特性的所有元件以及電路來生成旁路電流。
以下，針對(duì)具有如上所述以雙平衡混頻器構(gòu)成混頻器芯部的基本結(jié)構(gòu)的本實(shí)施方式4的混頻器電路，來說明其動(dòng)作。
從RF信號(hào)供給器150提供的RF信號(hào)被輸入到第一、第二RF晶體管111、112中，并從電壓信號(hào)轉(zhuǎn)換為電流信號(hào)。
另一方面，由LO信號(hào)供給器160提供的差動(dòng)LO信號(hào)中的一個(gè)被輸入到第一、第四LO晶體管121、124中，另一個(gè)被輸入到第二、第三LO晶體管122、123中。這樣，第一、第四LO晶體管121、124以及第二、第三LO晶體管122、123按照LO信號(hào)的頻率來重復(fù)執(zhí)行開關(guān)動(dòng)作。
當(dāng)向這些執(zhí)行開關(guān)動(dòng)作的第一、第四LO晶體管121、124以及第二、第三LO晶體管122、123輸入經(jīng)過電流轉(zhuǎn)換的RF信號(hào)后，使RF信號(hào)與LO信號(hào)相乘。由此，RF信號(hào)被變頻為IF信號(hào)，通過利用第一、第二負(fù)載電阻131、132執(zhí)行電壓轉(zhuǎn)換，能夠從第一、第二IF輸出端子133、134取出電壓的IF信號(hào)。
此時(shí)，旁路電流源141減小流入第一LO晶體管121的偏置電流，從而抑制由第一LO晶體管121發(fā)生的閃爍噪聲。同樣，第二～第四旁路電流源142～144減小流入第二～第四LO晶體管122～124的偏置電流，從而抑制由第二～第四LO晶體管122～124發(fā)生的閃爍噪聲。
接下來，一邊將與以往的混頻器電路相比較，一邊來說明根據(jù)本實(shí)施方式4的混頻器電路對(duì)閃爍噪聲的抑制效果。
圖9是用于說明本實(shí)施方式4的混頻器電路的效果的NF特性圖。這是在向第一、第二RF晶體管111、112提供1mA的偏置電流，從LO信號(hào)供給器160提供頻率為1GHz、振幅為1V的LO信號(hào)，并將第一～第四旁路電流源141～144各自的電流值Ib設(shè)定為Ib＝1/2mA的情況下，繪制出的第一、第二IF輸出端子133、134的NF特性。其中，為了與以往的混頻器電路相比，還表示了不具有第一～第四旁路電流源141～144的情況下的NF特性。
在以往的不具有旁路電流源的混頻器電路中，流入RF晶體管的偏置電流的一半被提供為各個(gè)LO晶體管的偏置電流。與此相對(duì)，在本實(shí)施方式4的混頻器電路中，如圖8所示，通過在第一～第四LO晶體管121～124上連接第一～第四旁路電流源141～144，能夠不減小流入第一、第二RF晶體管111，112的偏置電流地來減小流入第一～第四LO晶體管121～124的偏置電流。即，能夠不減小數(shù)學(xué)表達(dá)式4中的gmRF地來減小gmLO，從而能夠改善NF特性。例如，如圖9所示，與以往相比，能夠使1kHz時(shí)的NF改善大約5dB。
如上所述，根據(jù)本實(shí)施方式4的混頻器電路，由于分別將第一旁路電流源141與第一LO晶體管121并聯(lián)連接，將第二旁路電流源142與第二LO晶體管122并聯(lián)連接，將第三旁路電流源143與第三LO晶體管123并聯(lián)連接，將第三旁路電流源144與第四LO晶體管124并聯(lián)連接，因此，能夠不減小流入第一、第二RF晶體管111、112的偏置電流地來減小流入第一～第四LO晶體管121～124的偏置電流，從而能夠改善低頻時(shí)的NF特性。
另外，在本實(shí)施方式4中，盡管將第一～第四旁路電流源141～144與第一～第四LO晶體管121～124并聯(lián)連接，但是，也可以將旁路電流源與第一、第四LO晶體管121、124并聯(lián)連接。即，如圖10所示，即使在第一IF輸出端子133和第一RF晶體管111的漏極端子之間，將第一旁路電流源141與第一LO晶體管121相并聯(lián)連接，在第二IF輸出端子134和第二RF晶體管112的漏極端子之間，將第四旁路電流源144與第四LO晶體管124相并聯(lián)連接，這種做法也能夠不減小流入第一、第二RF晶體管111、112的偏置電流地來減小流入第一～第四LO晶體管121～124的偏置電流，從而能夠得到改善低頻時(shí)的NF特性的效果。例如，在向第一、第二RF晶體管111、112提供1mA的偏置電流，從LO信號(hào)供給器160提供頻率為1GHz、振幅為1V的LO信號(hào)，并將第一、第四旁路電流源141、144的電流值Ib設(shè)為Ib＝1mA的情況下，如圖11所示，在1kHz時(shí)，與以往相比，能夠使第一、第二IF輸出端子133、134的NF改善大約5dB。
另外，在本實(shí)施方式4中，盡管將混頻器芯部的基本結(jié)構(gòu)設(shè)定為雙平衡混頻器，但是，本發(fā)明并不限定混頻器芯部的基本結(jié)構(gòu)，其也可以是雙柵型混頻器等。
另外，盡管本實(shí)施方式4將雙平衡混頻器設(shè)定為由MOS晶體管構(gòu)成，但是，并不限于此，也可以是由雙極型晶體管、GaAs的MESFET等構(gòu)成。
(實(shí)施方式5)另外，圖12是表示根據(jù)本發(fā)明實(shí)施方式5的混頻器電路結(jié)構(gòu)的電路圖。在圖12中，對(duì)與圖8相同或相應(yīng)的部分賦予同一標(biāo)記，并省略其詳細(xì)說明。
如圖12所示，根據(jù)本實(shí)施方式5的混頻器電路分別將第一旁路電流源145連接在電源VDD和第一RF晶體管111的漏極端子之間，將第二旁路電流源146連接在電源VDD和第二RF晶體管112的漏極端子之間，以使得僅僅向第一、第二RF晶體管111、112追加提供偏置電流。這些第一、第二旁路電流源145、146被包含在技術(shù)方案12內(nèi)所述的旁路電流供給部內(nèi)。
第一、第二旁路電流源145、146例如也可以如圖2所示，具有偏置電路43和電流源晶體管44。另外，也可以利用實(shí)現(xiàn)恒定電流源特性的所有元件以及電路來生成旁路電流。
以下，針對(duì)具有如上所述利用雙平衡混頻器來構(gòu)成混頻器芯部的基本結(jié)構(gòu)的本實(shí)施方式5的混頻器電路，來說明其動(dòng)作。
從RF信號(hào)供給器150提供的差動(dòng)RF信號(hào)被輸入到第一、第二RF晶體管111、112中，并從電壓信號(hào)被轉(zhuǎn)換為電流信號(hào)。
另一方面，由LO信號(hào)供給器160提供的差動(dòng)LO信號(hào)中的一個(gè)被輸入到第一、第四LO晶體管121、124，另一個(gè)被輸入到第二、第三LO晶體管122、123。這樣，第一、第四LO晶體管121、124以及第二、第三LO晶體管122、123按照LO信號(hào)的頻率重復(fù)執(zhí)行開關(guān)動(dòng)作。
當(dāng)向這些執(zhí)行開關(guān)動(dòng)作的第一、第四LO晶體管121、124以及第二、第三LO晶體管122、123輸入經(jīng)電流轉(zhuǎn)換的RF信號(hào)后，使RF信號(hào)與LO信號(hào)相乘。由此，RF信號(hào)被變頻為IF信號(hào)，通過利用第一、第二負(fù)載電阻131、132執(zhí)行電壓轉(zhuǎn)換，能夠從第一、第二IF輸出端子133、134取出電壓的IF信號(hào)。
此時(shí)，第一旁路電流源145減小流入第一、第二LO晶體管121、122的偏置電流，從而抑制由第一、第二LO晶體管121、122發(fā)生的閃爍噪聲。同樣地，第二旁路電流源146減小流入第三、第四LO晶體管123、124的偏置電流，從而抑制由第三、第四LO晶體管123、124發(fā)生的閃爍噪聲。
接下來，一邊與以往的混頻器電路相比較，一邊來說明根據(jù)本實(shí)施方式5的混頻器電路對(duì)閃爍噪聲的抑制效果。
圖13是用于說明根據(jù)本實(shí)施方式5的混頻器電路的效果的NF特性圖。這是在向第一、第二RF晶體管111、112提供1mA的偏置電流，從LO信號(hào)供給器160供給頻率為1GHz、振幅為1V的LO信號(hào)，并將第一、第二旁路電流源145、146的電流值Ib設(shè)定為Ib＝1mA的情況下，繪制出的第一、第二IF輸出端子133、134的NF特性。其中，為了與以往的混頻器電路進(jìn)行比較，還表示了不具有第一、第二旁路電流源145、146的情況下的NF特性。
在以往的不具有旁路電流源的混頻器電路中，流入RF晶體管的偏置電流的一半作為各個(gè)LO晶體管的偏置電流而被提供。與此相對(duì)，在本實(shí)施方式5的混頻器電路中，如圖12所示，通過在電源VDD和第一、第二RF晶體管111、112之間連接第一、第二旁路電流源145、146，能夠不減小流入第一、第二RF晶體管111、112的偏置電流地來減小流入第一～第四LO晶體管121～124的偏置電流。即，能夠不減小數(shù)學(xué)表達(dá)式4中的gmRF地來減小gmLO，從而能夠改善NF特性。例如，如圖13所示，與以往相比，能夠使1kHz時(shí)的NF改善了大約4dB。
如上所述，根據(jù)本實(shí)施方式5的混頻器電路，由于分別將第一旁路電流源145連接在電源VDD和第一RF晶體管111的漏極端子之間，將第二旁路電流源146連接在電源VDD和第二RF晶體管112的漏極端子之間，以使得僅僅向第一、第二RF晶體管111、112追加提供給偏置電流，因此，能夠不減小流入第一、第二RF晶體管111、112的偏置電流地來減小在第一～第四LO晶體管121～124中流動(dòng)的偏置電流，從而能夠改善低頻時(shí)的NF特性。
另外，盡管在本實(shí)施方式5中，將混頻器芯部的基本結(jié)構(gòu)設(shè)定為雙平衡混頻器，但是，本發(fā)明不限定混頻器芯部的基本結(jié)構(gòu)，它也可以在本實(shí)施方式5中是雙柵型混頻器等。
另外，盡管是將雙平衡混頻器設(shè)定為由MOS晶體管構(gòu)成，但并不限于此，也可以是由雙極型晶體管、GaAs的MESFET等構(gòu)成。
(實(shí)施方式6)圖14是表示根據(jù)本發(fā)明實(shí)施方式6的混頻器電路結(jié)構(gòu)的電路圖。另外，在圖14中，對(duì)與圖12相同或相應(yīng)的部分賦予同一標(biāo)記，并省略對(duì)其的詳細(xì)說明。
如圖14所示，本實(shí)施方式3的混頻器電路，除了象實(shí)施方式5的混頻器電路那樣具有僅僅向第一、第二RF晶體管111、112追加提供偏置電流的第一、第二偏置電流源145、146之外，還具有第三旁路電流源147，其被連接在第一IF輸出端子133和地GND之間，僅僅向第一負(fù)載電阻131追加提供偏置電流；以及，第四旁路電流源148，其被連接在第二IF輸出端子134和地GND之間，僅僅向第二負(fù)載電阻132追加提供偏置電流。這些第一～第四旁路電流源145～148被包含在技術(shù)方案13中所述的旁路電流供給部內(nèi)。
第三、第四旁路電流源147、148例如也可以如圖2所示，設(shè)定為具有偏置電路43和電流源晶體管44。另外，也可以利用實(shí)現(xiàn)恒定電流源特性的所有元件以及電路來生成旁路電流。
以下，針對(duì)具有如上所述利用雙平衡混頻器來構(gòu)成混頻器芯部的基本結(jié)構(gòu)的本實(shí)施方式6的混頻器電路，說明其動(dòng)作。
從RF信號(hào)供給器150提供的差動(dòng)RF信號(hào)被輸入到第一、第二RF晶體管111、112中，并從電壓信號(hào)被轉(zhuǎn)換為電流信號(hào)。
另一方面，由LO信號(hào)供給器160提供的差動(dòng)LO信號(hào)中的一個(gè)被輸入到第一、第四LO晶體管121、124中，另一個(gè)被輸入到第二、第三LO晶體管122、123中。于是，第一、第四LO晶體管121、124以及第二、第三LO晶體管122、123按照LO信號(hào)的頻率重復(fù)執(zhí)行開關(guān)動(dòng)作。
當(dāng)向這些執(zhí)行開關(guān)動(dòng)作的第一、第四LO晶體管121、124以及第二、第三LO晶體管122、123輸入經(jīng)電流轉(zhuǎn)換的RF信號(hào)后，使RF信號(hào)與LO信號(hào)相乘。由此，RF信號(hào)被變頻為IF信號(hào)，通過利用第一、第二負(fù)載電阻131、132執(zhí)行電壓轉(zhuǎn)換，能夠從第一、第二IF輸出端子133、134取出電壓的IF信號(hào)。
此時(shí)，第一旁路電流源145和第三旁路電流源147減小流入第一、第二LO晶體管121、122的偏置電流，從而抑制了由第一、第二LO晶體管121、122發(fā)生的閃爍噪聲。同樣，第二旁路電流源146和第四旁路電流源148減小流入第三、第四LO晶體管123、124的偏置電流，從而抑制了由第三、第四LO晶體管123、124發(fā)生的閃爍噪聲。
接下來，一邊與以往的混頻器電路相比較，一邊來說明根據(jù)本實(shí)施方式6的混頻器電路對(duì)閃爍噪聲的抑制效果。
圖15是用于說明根據(jù)本實(shí)施方式6的混頻器電路效果的NF特性圖。這是在向第一、第二RF晶體管111、112提供了1mA的偏置電流，從LO信號(hào)供給器160提供了頻率為1GHz、振幅為1V的LO信號(hào)，并將第一、第二旁路電流源145、146以及第三、第四旁路電流源147、148的電流值Ib設(shè)定為Ib＝1mA的情況下，繪制出的第一、第二IF輸出端子133、134的NF特性。其中，為了與以往的混頻器電路進(jìn)行比較，還表示了不具有第一、第二旁路電流源145、146以及第三、第四旁路電流源147、148的情況下的NF特性。
在以往的不具有旁路電流源的混頻器電路中，由于不具有第一、第二旁路電流源和第三、第四旁路電流源，因此，流入RF晶體管的偏置電流的一半作為各個(gè)LO晶體管的偏置電流而被提供。與此相對(duì)，在本實(shí)施方式6的混頻器電路中，如圖14所示，通過連接了第一、第二旁路電流源145、146以及第三、第四旁路電流源147、148，能夠不減小流入第一、第二RF晶體管111、112的偏置電流地來減小流入第一～第四LO晶體管121～124的偏置電流。即，能夠不減小數(shù)學(xué)表達(dá)式4中的gmRF地來減小gmLO，從而能夠改善NF特性。例如，如圖15所示，與以往相比，能夠使1kHz時(shí)的NF改善大約5dB。
如上所述，根據(jù)本實(shí)施方式6的混頻器電路，由于除了具有位于電源VDD和第一、第二RF晶體管111、112的漏極端子間的第一、第二旁路電流源145、146之外，還在第一IF輸出端子133和地GND之間具有第三旁路電流源147，在第二IF輸出端子134和地GND之間具有第四旁路電流源148，因此，能夠不減小流入第一、第二RF晶體管111、112的偏置電流地來減小流入第一～第四LO晶體管121～124的偏置電流，從而能夠改善低頻時(shí)的NF特性。
另外，盡管在本實(shí)施方式6中，將混頻器芯部的基本結(jié)構(gòu)設(shè)定為雙平衡混頻器，但是，本發(fā)明并不限定混頻器芯部的基本結(jié)構(gòu)，它也可以是雙柵型混頻器等。
另外，盡管在本實(shí)施方式6中是將雙平衡混頻器設(shè)定為由MOS晶體管構(gòu)成，但并不限于此，也可以是由雙極型晶體管、GaAs的MESFET等構(gòu)成。
另外，盡管在本實(shí)施方式6中，將第一、第二旁路電流源145、146的電流值以及第三、第四旁路電流源147、148的電流值分別設(shè)定為Ib＝1mA，但是，也可以采用任意的電流值。
產(chǎn)業(yè)上的可利用性本發(fā)明涉及的混頻器電路具有優(yōu)良的低頻噪聲特性，作為使用直接轉(zhuǎn)換方式和Low-IF方式等的無線通信系統(tǒng)的下變頻混頻器是有用的。
權(quán)利要求
1.一種混頻器電路，其特征在于，具有混頻器，該混頻器通過在電源和地之間級(jí)聯(lián)連接IF信號(hào)輸出負(fù)載部、LO信號(hào)處理部以及RF信號(hào)處理部而形成；RF信號(hào)供給器，用于向所述RF信號(hào)處理部提供RF信號(hào)；LO信號(hào)供給器，用于向所述LO信號(hào)處理部提供LO信號(hào)；以及至少一個(gè)旁路電流供給部，該旁路電流供給部對(duì)所述LO信號(hào)處理部的偏置電流進(jìn)行分流。
2.如權(quán)利要求1所述的混頻器電路，其特征在于所述旁路電流供給部與所述LO信號(hào)處理部并聯(lián)連接。
3.如權(quán)利要求1所述的混頻器電路，其特征在于所述旁路電流供給部僅向所述RF信號(hào)處理部追加提供偏置電流。
4.如權(quán)利要求1所述的混頻器電路，其特征在于，所述旁路電流供給部具有第一旁路電流源，用于僅向RF信號(hào)處理部追加提供偏置電流；以及第二旁路電流源，用于僅向IF信號(hào)輸出負(fù)載部追加提供偏置電流。
5.一種混頻器電路，其特征在于，具有單平衡混頻器，該單平衡混頻器通過在電源和地之間級(jí)聯(lián)連接IF信號(hào)輸出負(fù)載部、LO信號(hào)處理部以及RF信號(hào)處理部而形成；RF信號(hào)供給器，用于向所述RF信號(hào)處理部提供RF信號(hào)；LO信號(hào)供給器，用于向所述LO信號(hào)處理部提供LO信號(hào)；以及至少1個(gè)旁路電流供給部，該旁路電流供給部對(duì)所述LO信號(hào)處理部的偏置電流進(jìn)行分流，其中，所述IF信號(hào)輸出負(fù)載部具有第一負(fù)載電阻，其一個(gè)端子被連接到電源上，另一個(gè)端子被連接到第一IF輸出端子上；以及第二負(fù)載電阻，其一個(gè)端子被連接到電源上，另一個(gè)端子被連接到第二IF輸出端子上；所述RF信號(hào)處理部具有源極端子接地的RF晶體管；所述LO信號(hào)處理部具有第一LO晶體管，其源極端子被連接到所述RF晶體管的漏極端子上，其漏極端子被連接到所述第一IF輸出端子上；以及第二LO晶體管，其源極端子被連接到所述RF晶體管的漏極端子上，其漏極端子被連接到所述第二IF輸出端子上。
6.如權(quán)利要求5所述的混頻器電路，其特征在于，所述旁路電流供給部具有第一旁路電流源，其與所述第一LO晶體管并聯(lián)連接在所述第一IF輸出端子和所述RF晶體管的漏極端子之間；以及第二旁路電流源，其與所述第二LO晶體管并聯(lián)連接在所述第二IF輸出端子和所述RF晶體管的漏極端子之間。
7.如權(quán)利要求5所述的混頻器電路，其特征在于所述旁路電流供給部具有連接在電源和所述RF晶體管的漏極端子之間的、用于僅向所述RF晶體管追加提供偏置電流的第一旁路電流源。
8.如權(quán)利要求5所述的混頻器電路，其特征在于，所述旁路電流供給部具有第一旁路電流源，其被連接在電源和所述RF晶體管的漏極端子之間、用于僅向所述RF晶體管追加提供偏置電流；第二旁路電流源，其被連接在所述第一IF輸出端子和地之間、用于僅向所述第一負(fù)載電阻追加提供偏置電流；以及，第三旁路電流源，其被連接在所述第二IF輸出端子和地之間、用于僅向所述第二負(fù)載電阻追加提供偏置電流。
9.一種混頻器電路，其特征在于，具有雙平衡混頻器，該雙平衡混頻器通過在電源和地之間級(jí)聯(lián)連接IF信號(hào)輸出負(fù)載部、LO信號(hào)處理部以及RF信號(hào)處理部而形成；RF信號(hào)供給器，用于向所述RF信號(hào)處理部提供RF信號(hào)；LO信號(hào)供給器，用于向所述LO信號(hào)處理部供給LO信號(hào)；以及至少1個(gè)第1旁路電流供給部，該第1旁路電流供給部對(duì)所述LO信號(hào)處理部的偏置電流進(jìn)行分流，其中，所述IF信號(hào)輸出負(fù)載部具有第一負(fù)載電阻，其一個(gè)端子被連接到電源上，另一個(gè)端子被連接到第一IF輸出端子上；以及第二負(fù)載電阻，其一個(gè)端子被連接到電源上，另一個(gè)端子被連接到第二IF輸出端子上；所述RF信號(hào)處理部具有源極端子接地的第一RF晶體管以及第二RF晶體管；所述LO信號(hào)處理部具有第一LO晶體管，其源極端子被連接到所述第一RF晶體管的漏極端子上，其漏極端子被連接到所述第一IF輸出端子上；第二LO晶體管，其源極端子被連接到所述第一RF晶體管的漏極端子上，其漏極端子被連接到所述第二IF輸出端子上；第三LO晶體管，其源極端子被連接到所述第二RF晶體管的漏極端子上，其漏極端子被連接到所述第一IF輸出端子上；以及第四LO晶體管，其源極端子被連接到所述第二RF晶體管的漏極端子上，其漏極端子被連接到所述第二IF輸出端子上。
10.如權(quán)利要求9所述的混頻器電路，其特征在于，所述旁路電流供給部具有第一旁路電流源，與所述第一LO晶體管并聯(lián)連接在所述第一IF輸出端子和所述第一RF晶體管的漏極端子之間；第二旁路電流源，與所述第二LO晶體管并聯(lián)連接在所述第二IF輸出端子和所述第一RF晶體管的漏極端子之間；第三旁路電流源，與所述第三LO晶體管并聯(lián)連接在所述第一IF輸出端子和所述第二RF晶體管的漏極端子之間；以及，第四旁路電流源，與所述第四LO晶體管并聯(lián)連接在所述第二IF輸出端子和所述第二RF晶體管的漏極端子之間。
11.如權(quán)利要求9所述的混頻器電路，其特征在于，所述旁路電流供給部具有第一旁路電流源，與所述第一LO晶體管并聯(lián)連接在所述第一IF輸出端子和所述第一RF晶體管的漏極端子之間；以及，第二旁路電流源，和所述第四LO晶體管并聯(lián)連接在所述第二IF輸出端子和所述第二RF晶體管的漏極端子之間。
12.如權(quán)利要求9所述的混頻器電路，其特征在于，所述旁路電流供給部具有第一旁路電流源，其被連接在電源和所述第一RF晶體管的漏極端子之間、用于僅向所述第一RF晶體管追加提供偏置電流；以及，第二旁路電流源，其被連接在電源和所述第二RF晶體管的漏極端子之間、用于僅向所述第二RF晶體管追加提供偏置電流。
13.如權(quán)利要求9所述的混頻器電路，其特征在于，所述旁路電流供給部具有第一旁路電流源，其被連接在電源和所述第一RF晶體管的漏極端子之間、用于僅向所述第一RF晶體管追加提供偏置電流；第二旁路電流源，其被連接在電源和所述第二RF晶體管的漏極端子之間、用于僅向所述第二RF晶體管追加提供偏置電流；第三旁路電流源，其被連接在所述第一IF輸出端子和地之間、用于僅僅向所述第一負(fù)載電阻追加提供偏置電流；以及，第四旁路電流源，連接在所述第二IF輸出端子和地之間、用于僅向所述第二負(fù)載電阻追加提供偏置電流。
14.如權(quán)利要求1、5、9中任意一項(xiàng)所述的混頻器電路，其特征在于，所述第一至第四旁路電流源具有偏置電路，具有偏置電壓輸出端子；以及電流源晶體管，其柵極端子被連接到所述偏置電壓輸出端子上。
15.如權(quán)利要求1、5、9中任意一項(xiàng)所述的混頻器電路，其特征在于所述混頻器、所述單平衡混頻器、所述雙平衡混頻器由MOS晶體管構(gòu)成。
16.如權(quán)利要求1、5、9中任意一項(xiàng)所述的混頻器電路，其特征在于所述混頻器電路被用于直接轉(zhuǎn)換方式的接收系統(tǒng)、或Low-IF方式的接收系統(tǒng)中。
全文摘要
在謀求低頻的低噪聲特性的接收系統(tǒng)的混頻器電路中，通過使旁路電流源(41)與LO晶體管(21)并聯(lián)連接在IF輸出端子(33)和RF晶體管(11)的漏極端子之間、使旁路電流源(42)與LO晶體管(22)并聯(lián)連接在IF輸出端子(34)和RF晶體管(11)的漏極端子之間，能夠不減小在RF晶體管(11)中流動(dòng)的偏置電流地來減小在LO晶體管(21，22)中流動(dòng)的電流。由此，能夠不降低混頻器的增益地來降低由LO晶體管(21，22)發(fā)生的閃爍噪聲，從而提供了能夠改善低頻時(shí)的NF特性的、低頻噪聲特性優(yōu)良的混頻器電路。
文檔編號(hào)H03D7/14GK1886890SQ20048003517
公開日2006年12月27日 申請(qǐng)日期2004年11月15日 優(yōu)先權(quán)日2003年11月28日
發(fā)明者土方克昌, 林錠二 申請(qǐng)人:松下電器產(chǎn)業(yè)株式會(huì)社