專利名稱：高頻放大器的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種高頻放大器，并且更加具體地講，涉及一種能夠對多個不同頻帶內的輸入信號進行放大的高頻放大器。
背景技術：
近年來，存在著對在便攜式電話和無線局域網(wǎng)(LAN)系統(tǒng)中利用單獨一個終端處理多個頻帶內的RF信號的需求。按照傳統(tǒng)的做法，一般來說是專門為具有RF信號的各個相應頻帶f1、f2、…、fn一個挨一個地并行地提供放大器11、12、…、1n和阻抗轉換電路21、22、…、2n，來作為上述應用中使用的高頻(RF)放大器，例如如附圖1中所示。
在附圖1中所示的結構中，由于放大器11、12、…、1n是專門為各個頻帶并行地提供的，因此專用放大器11、12、…、1n的部件數(shù)量會隨著相互不同的頻帶中的RF信號的增多而增加，造成了這樣的問題安裝這些部件所需的面積以及整個放大器的成本也隨之增加。
為了解決上面提到的問題，出現(xiàn)了這樣一種技術用單獨一個放大器放大兩個頻帶內的RF信號，例如JP-A-11-97946中公開的那種技術。采用對與附圖1共有的部件給出相同附圖標記的方式介紹這一官方公布文本中公開的技術，如附圖2所示，借助開關電路5對阻抗匹配電路2與阻抗轉換電路21、22之間的放大器1的輸出進行切換，以放大兩個頻帶內的RF信號，或者如附圖3所示，借助第一帶通濾波器61和第二帶通濾波器62來進行切換，以放大兩個頻帶內的RF信號。
發(fā)明內容
JP-A-11-97946中公開的技術使用附圖1中所示的開關電路5或者附圖2中所示的第一帶通濾波器61和第二帶通濾波器62在低阻抗放大器1的輸出端對不同頻帶內的RF信號進行分路，這樣會造成開關電路5或第一帶通濾波器61和第二帶通濾波器62中的損耗帶來較大影響的問題。
具體來說，在借助開關電路5或借助第一帶通濾波器61和第二帶通濾波器62對各頻帶內的RF信號進行分路的技術中，如果試圖對三個或者尤其是對更多頻帶內的RF信號進行分路，則隨著要加以分路的多個RF信號的增多，傾向于造成更大的損耗。
本發(fā)明意欲解決的問題是，防止在試圖借助單獨一個放大器放大多個頻帶內的RF信號以及對各個頻帶內的RF信號進行分路的時候出現(xiàn)的損耗增大造成放大器特性惡化加重。
本發(fā)明的高頻放大器的特征在于包括第一放大構件，用于對具有多個不同頻帶的輸入信號進行放大；多個第一分路構件，各個第一分路構件用于將多個頻帶內的放大信號分路為最高頻帶內的信號和具有剩余頻帶的信號；和多個第一阻抗轉換構件，各個第一阻抗轉換構件用于將最高頻帶內的分路信號轉換到輸出端子的負載阻抗，其中按照頻帶的高低程度進行的分路和向負載阻抗的轉換是按照從最高頻帶到最低頻帶的順序進行的。
在這種情況下，該高頻放大器可以包括第二放大構件，用于對具有多個不同頻帶的輸入信號進行放大；多個第二分路構件，各個第二分路構件用于將多個頻帶內的放大信號分路為最高頻帶內的信號和具有剩余頻帶的信號；和多個第二阻抗轉換構件，各個第二阻抗轉換構件用于將最高頻帶內的分路信號轉換到輸入端子的信號源阻抗，其中按照頻帶的高低程度進行的分路和向信號源阻抗的轉換是按照從最高頻帶到最低頻帶的順序進行的。
按照本發(fā)明的另一個方面的高頻放大器的特征在于包括第二放大構件，用于對具有多個不同頻帶的輸入信號進行放大；多個第二分路構件，各個第二分路構件用于將多個頻帶內的放大信號分路為最高頻帶內的信號和具有剩余頻帶的信號；和多個第二阻抗轉換構件，各個第二阻抗轉換構件用于將最高頻帶內的分路信號轉換到輸入端子的信號源阻抗，其中按照頻帶的高低程度進行的分路和向信號源阻抗的轉換是按照從最高頻帶到最低頻帶的順序進行的。
在這種情況下，多個不同頻帶的數(shù)量可以是三個或更多。
而且，第一放大構件和第二放大構件可以是級聯(lián)連接的，并且所述第一分路構件和第一阻抗轉換構件可以設置在所述第一放大構件和第二放大構件之間。
而且，第一放大構件和第二放大構件是級聯(lián)連接的，并且所述第二分路構件和第二阻抗轉換構件可以設置在所述第一放大構件和第二放大構件之間。
而且，至少一個輔助放大器可以設置在所述第一分路構件和所述輸出端子之間。
而且，至少一個輔助放大器可以設置在所述第二分路構件和所述輸入端子之間。
而且，第一阻抗轉換構件可以將至少兩個頻帶內的信號共同轉換為高阻抗。
而且，第二阻抗轉換構件可以將至少兩個頻帶內的信號共同轉換為高阻抗。
而且，輔助阻抗轉換電路可以設置在所述第一分路構件和所述輸出端子之間。
而且，輔助阻抗轉換電路可以設置在所述第二分路構件和所述輸出端子之間。
而且，第一分路構件可以包括高通濾波器和低通濾波器。
而且，第二分路構件可以包括高通濾波器和低通濾波器。
而且，低通濾波器中的至少一個可以構成為用于選擇性地增大由與其成對的高通濾波器分路的高頻帶內的信號對應的阻抗。
而且，高通濾波器中的至少一個可以構成為用于選擇性地使由與其成對的低通濾波器分路的信號的最高頻帶內的信號接地。
而且，第一分路構件可以包括使用場效應晶體管的開關。
而且，第二分路構件可以包括使用場效應晶體管的開關。
而且，第一分路構件可以包括使用PIN二極管的開關。
而且，第二分路構件可以包括使用PIN二極管的開關。
而且，高頻放大器可以包括設置在與頻帶相對應的輸出端子與地之間的開關和接地構件，該接地構件在對頻帶內的信號進行放大并且從輸出端子將其傳送到負載端的時候進行操作，以便通過所述開關使與剩余頻帶相對應的輸出端子中的至少一個接地。
而且，接地構件可以包括使用場效應晶體管的開關。
而且，接地構件可以包括使用PIN二極管的開關。
而且，當多個不同頻帶內的信號包括第一頻帶內的信號和包含在1.5到2.5倍于第一頻帶的范圍內的第二頻帶內的信號時，第二頻帶的輸出端子在正在將第一頻帶內的放大信號從輸出端子傳送到負載端的時候由所述接地構件接地。
而且，開關可以通過具有與負載阻抗相同的特征阻抗的傳輸線設置在與頻帶相對應的輸出端子與地之間，其中所述傳輸線具有這樣確定的長度在從所述第一放大構件的輸出端子看負載端時的阻抗在使所述開關閉合而連接到地的時候建立該頻帶下的短路狀態(tài)。
在本發(fā)明的高頻放大器中，按照頻帶的高低程度進行的分路和向負載阻抗的轉換是按照從最高頻帶到最低頻帶的順序進行的，這樣就使得將各個信號轉換到目標阻抗和減小信號損耗造成的影響成為了可能，即使放大器對由單獨一個放大器放大的具有多個頻帶的信號進行分路。
附圖1圖解說明常規(guī)高頻放大器的實例的示意圖。
附圖2圖解說明常規(guī)高頻放大器的另一個實例的示意圖。
附圖3圖解說明常規(guī)高頻放大器的另一個實例的示意圖。
附圖4圖解說明本發(fā)明的高頻放大器的實施方式1的示意圖。
附圖5圖解說明本發(fā)明的高頻放大器的實施方式2的示意圖。
附圖6用于描述附圖5中的點A、點B和點C處的阻抗的史密斯圓圖。
附圖7用于描述附圖5中的點A、點B、點D和點E處的阻抗的史密斯圓圖。
附圖8用于描述附圖5中的點A、點B、點D和點F處的阻抗的史密斯圓圖。
附圖9圖解說明對附圖5的高頻放大器的結構進行了改造的實施方式3的示意圖。
附圖10表示附圖9中的點C處的反射特性和從點A到點C的通過特性的示意圖。
附圖11表示附圖9中的點E處的反射特性和從點A到點E的通過特性的示意圖。
附圖12表示附圖9中的點F處的反射特性和從點A到點F的通過特性的示意圖。
附圖13圖解說明對附圖4的高頻放大器的結構進行了改造的實施方式4的示意圖。
附圖14圖解說明對附圖9的高頻放大器的結構進行了改造的實施方式5的示意圖。
附圖15用于描述從附圖9中的點A看負載端時的阻抗的史密斯圓圖。
附圖16用于描述從附圖14中的點A看負載端時的阻抗的史密斯圓圖。
附圖17表示用于描述實施方式5的附帶效果的輸出功率特性的示意圖。
附圖18圖解說明對附圖14的高頻放大器的結構進行了改造的實施方式6的示意圖。
附圖19圖解說明實施方式7的示意圖，其中對附圖5的結構進行了改造。
附圖20圖解說明實施方式8的示意圖，其中對附圖4的結構進行了改造。
附圖21圖解說明實施方式9的示意圖，其中對附圖4的結構進行了改造。
附圖22圖解說明實施方式10的示意圖，其中對附圖4的結構進行了改造。
具體實施例方式
本發(fā)明借助單獨一個放大器放大多個頻帶內的RF信號，即，放大具有n個不同頻率的RF信號(f1＞f2＞…＞fm＞…＞fn)，本發(fā)明的放大過程是通過從最高頻率f1到最低頻率fn進行向高阻抗的轉換并且按照頻率的高低程度進行分路來實現(xiàn)的，比如RF信號向比放大器的輸出阻抗高的阻抗轉換并且隨后將其分路為最高頻率f1上的RF信號和包含低于該最高頻率f1的頻率的RF信號、包含低于頻率f1的頻率的RF信號向比放大器的輸出阻抗高的阻抗轉換并且隨后將其分路為最高頻率f2上的RF信號和包含低于該頻率f2的頻率的RF信號，依此類推。
接下來，將參照附圖詳細介紹本發(fā)明的實施方式。
(實施方式1)附圖4是圖解說明按照本發(fā)明的高頻放大器的第一種實施方式的示意圖。
如附圖4所示，本實施方式的高頻放大器包括放大器1、阻抗匹配電路2、阻抗轉換電路21、22、23、…、輔助阻抗轉換電路7n、高頻濾波器31、32、33和低通濾波器41、42、43、…。
阻抗匹配電路2對通過輸入端施加的包含n個不同頻率(f1＞f2＞…＞fm＞…＞fn)的RF信號進行阻抗匹配。
放大器1(作為第一放大構件)對阻抗已由阻抗匹配電路2進行了匹配的包含n個不同頻率(f1＞f2＞…＞fm＞…＞fn)的RF信號進行放大。
阻抗轉換電路21將已經(jīng)過放大器1放大的包含n個不同頻率(f1＞f2＞…＞fm＞…＞fn)的RF信號轉換到比放大器1的輸出阻抗高并且比負載阻抗(例如，50歐姆)低的阻抗。
阻抗轉換電路22將由低通濾波器41分路過來的頻率低于頻率f1的RF信號轉換到高阻抗(≤負載阻抗，例如50歐姆)。
阻抗轉換電路23將由低通濾波器42分路過來的頻率低于頻率f2的RF信號轉換到高阻抗(≤負載阻抗，例如50歐姆)。
阻抗轉換電路和低通濾波器是組合起來使用的，并且附圖4圖解說明了具有多達三組阻抗轉換電路21-23和低通濾波器41-43的結構，但是該結構可以包括更多級，以使頻率低于由前一級的低通濾波器進行了分路的頻率的RF信號由阻抗轉換電路轉換到高阻抗。
輔助阻抗轉換電路7n將由前一級的低通濾波器(未示出)分路過來的最低頻率fn的RF信號轉換到負載阻抗(例如，50歐姆)。這些阻抗轉換電路21、22、23、…和輔助阻抗轉換電路7n構成了第一阻抗轉換構件。
高通濾波器31使已由阻抗轉換電路21轉換到比放大器1的輸出阻抗高的阻抗(≤負載阻抗，例如50歐姆)的頻率f1通過。在這種情況下，如果頻率f1的阻抗仍然低于負載阻抗，則高通濾波器31進行進一步的阻抗轉換，以使其匹配于負載阻抗。高通濾波器32使已由阻抗轉換電路22轉換到高阻抗(≤負載阻抗，例如50歐姆)的頻率f2通過。在這種情況下，如果f2的阻抗仍然低于負載阻抗，則高通濾波器32進行進一步的阻抗轉換，以使其匹配于負載阻抗。
高通濾波器33使已由阻抗轉換電路23轉換到高阻抗(≤負載阻抗，例如50歐姆)的頻率f3通過。在這種情況下，如果f3的阻抗仍然低于負載阻抗，則高通濾波器32進行進一步的阻抗轉換，以使其匹配于負載阻抗。
低通濾波器41使已由阻抗轉換電路21轉換到比放大器1的輸出阻抗高的阻抗(≤負載阻抗，例如50歐姆)的頻率低于頻率f1的RF信號通過。低通濾波器42使已由阻抗轉換電路22轉換到高阻抗(≤負載阻抗，例如50歐姆)的頻率低于頻率f2的RF信號通過。低通濾波器43使已由阻抗轉換電路23轉換到高阻抗(≤負載阻抗，例如50歐姆)的頻率低于頻率f3的RF信號通過。這些高通濾波器31、32、33、…和低通濾波器41、42、43構成了第一分路構件。
具體來講，按照實施方式1，多個頻帶內的RF信號是通過進行到高阻抗的轉換和按照頻率的高低程度進行分路來加以放大的，包括由單獨一個放大器放大的具有n個不同頻率(f1＞f2＞…＞fm＞…＞fn)的RF信號向比放大器的輸出阻抗高的阻抗(≤負載阻抗，例如50歐姆)轉換以及分路為最高頻率f1上的RF信號和頻率低于頻率f1的RF信號、頻率低于頻率f1的RF信號向比放大器的輸出阻抗高的阻抗(≤負載阻抗，例如50歐姆)轉換以及隨后分路為最高頻率f2上的RF信號和頻率低于該頻率f2的RF信號，依此類推，直到最低頻率fn，并且對于各個分路出來的頻率，進一步使阻抗與例如50歐姆匹配。
雖然這里將所要匹配到的阻抗設定為50歐姆，但是這僅僅是個例子，并且應當理解，也可以使用另一個高于放大器1輸出阻抗的值取而代之。而且，雖然將阻抗轉換電路21、22、23、…設置在濾波器31、32、33、…和低通濾波器41、42、43、…之前的級上，但是也可以將阻抗轉換電路21、22、23設置在高通濾波器31、32、33的輸出端上，而非局限于前述情況。
此外，可以在高通濾波器31、32、33、…的輸出端上加上其它輔助阻抗轉換電路。而且，雖然在高通濾波器31、32、33、…和低通濾波器41、42、43、…之前的級上設置了阻抗轉換電路21、22、23、…和輔助阻抗轉換電路7n，但是除了阻抗轉換電路21之外，阻抗轉換電路22、23、…和輔助阻抗轉換電路7n都可以依據(jù)電路的狀況而省略掉。
接下來，將給出按照上述方式構成的高頻放大器的操作的介紹。
首先，在通過輸入端施加了具有n個不同頻率(f1＞f2＞…＞fm＞…＞fn)的RF信號的時候，由阻抗匹配電路2在寬的頻帶內對RF信號的阻抗加以匹配，并且由放大器1對RF信號進行放大。由阻抗轉換電路21將經(jīng)放大器1放大的RF信號轉換到比放大器1的輸出阻抗高的阻抗(≤負載阻抗，例如50歐姆)，并且通過高通濾波器31送出最高頻率f1上的RF信號。在這種情況下，如果f1對應的阻抗仍然低于負載阻抗，則高通濾波器31進行進一步的阻抗轉換，以使其匹配于負載阻抗。此外，在頻率低于頻率f1的RF信號通過了低通濾波器41之后，由阻抗轉換電路22將其轉換到高阻抗(≤負載阻抗，例如50歐姆)。
通過高通濾波器32將已由阻抗轉換電路22轉換到高阻抗(≤負載阻抗，例如50歐姆)的最高頻率f2送出。在這種情況下，如果f2對應的阻抗仍然低于負載阻抗，則高通濾波器32進行進一步的阻抗轉換，以使其匹配于負載阻抗。此外，在頻率低于頻率f2的RF信號通過了低通濾波器42之后，由阻抗轉換電路23將其轉換到高阻抗(≤負載阻抗，例如50歐姆)。
通過高通濾波器33將已由阻抗轉換電路23轉換到高阻抗(≤負載阻抗，例如50歐姆)的最高頻率f3送出。在這種情況下，如果f3對應的阻抗仍然低于負載阻抗，則高通濾波器33進行進一步的阻抗轉換，以使其匹配于負載阻抗。在頻率低于頻率f3的RF信號通過了低通濾波器43之后，由后一級的阻抗轉換電路(未示出)將該RF信號轉換到高阻抗(≤負載阻抗，例如50歐姆)。
這樣，通過相繼進行向高阻抗(≤負載阻抗，例如50歐姆)的轉換并且通過按照頻率的高低程度進行分路，使與各個頻率對應的阻抗匹配于50歐姆。
這里，當阻抗轉換電路21、22、23、…、2n是各自由電感(L)和電容(C)構成的濾波電路的時候，并且當各個頻率是從低阻抗轉換到高阻抗的時候，阻抗是頻率的函數(shù)，按照該函數(shù)，對于相同的LC電路，頻率越高則阻抗轉換率越高。例如，當在附圖4中從點A看放大器1時，阻抗ZA是頻率的函數(shù)，其中對于頻率f1、f2、…、fn(f1＞f2＞…＞fm＞…＞fn)，ZA(f1)＞ZA(f2)＞…＞ZA(fm)＞…＞ZA(fn)。
因此，如附圖4所示，即使要對具有n個不同頻率(f1＞f2＞…＞fm＞…＞fn)的RF信號進行分路，也可以通過采用這樣的結構來以很小的損耗提取出各個RF信號借助阻抗轉換電路21、22、…、2m、低通濾波器41、42、…、4(m-1)和高通濾波器3m從最高頻率開始相繼地對RF信號進行分路、將第m個頻率fm(m＝2，3，…，n)轉換為逐漸升高的阻抗，并且最終使各個頻率匹配于50歐姆。
而且，受因信號通過阻抗轉換電路21、22、…、2n、高通濾波器31、32、…、3n和低通濾波器41、42、…、4n造成損耗較大而受到不利影響的較高的RF信號僅通過數(shù)量較少的阻抗轉換電路21、22、23、…、2n、高通濾波器31、32、…、3n和低通濾波器41、42、…、4n的級，并且這有益于降低RF信號損耗。
按照另一種可選方案，可以將諧振器電路引入到第m個低通濾波器4m中，從而使得阻抗對于第m個頻率fm有選擇地增大，并且可以將諧振器電路引入到第m個高通濾波器3m中，從而使得第(m+1)個頻率fm+1有選擇地接地。按照這種結構，可以無失誤地將各個頻帶內的RF信號分離出來，從而消除了不同頻率的信號泄漏到其它端子的可能。
如上所述，按照實施方式1，對具有n個不同頻率(f1＞f2＞…＞fm＞…＞fn)并且由單獨一個放大器放大的RF信號，以這樣的方式進行向高阻抗的轉換和按照頻率的高低程度進行分路，直到最低頻率fn將RF信號轉換到比放大器1的輸出阻抗高的阻抗，并且然后將其分路為最高頻率f1上的RF信號和頻率比頻率f1低的RF信號；將具有比頻率f1低的頻率的RF信號轉換到比放大器1的輸出阻抗高的阻抗，并且然后將其分路為最高頻率f2上的RF信號和頻率比頻率f2低的RF信號，依此類推，直到最低頻率fn，并且單獨對各個分路出來的頻率進行阻抗匹配，從而使得由單獨一個放大器1放大的具有多個頻帶的信號能夠在損耗最小的情況下得到有效分路和放大。
而且，因為由單獨一個放大器1放大的具有多個頻帶的信號能夠在損耗最小的情況下提取出來，所以不需要為RF信號的各個相應的頻帶并行地提供專用放大器，這樣就解決了因放大器的部件等的數(shù)量增加而造成安裝面積的大小增大和放大器成本增高的問題。
而且，會因信號通過阻抗轉換電路21、22、…、2n、高通濾波器31、32、…、3n和低通濾波器41、42、…、4n造成損耗較大而受到不利影響的較高的RF信號僅通過數(shù)量較少的級，從而因阻抗轉換電路21、22、23、…、2n、高通濾波器31、32、…、3n和低通濾波器41、42、…、4n造成的損耗對放大器1影響較小，并且因此性能得到了提高。
由于將高頻放大器構成為用于進行向高阻抗的轉換和按照頻率的高低程度進行分路，直到最低頻率fn，因此該高頻放大器并不受到可以加以放大的頻帶的數(shù)量的限制，因此能夠應用于各種各樣的應用。
(第二實施方式)附圖5是圖解說明實施方式2的示意圖，附圖5表示本發(fā)明的高頻放大器，并且附圖6-8是用于描述附圖5中的各點A-F處的阻抗的史密斯圓圖。在下面將要介紹的附圖中，與附圖4共有的部分用相同的附圖標記指代，并且將會省略掉重復的說明。
附圖5圖解說明附圖4中放大器1的輸出端的示范性結構，該附圖表示，設置了阻抗轉換電路21、高通濾波器31、32和低通濾波器41、42來將具有三個頻率f1、f2、f3(f1＞f2＞f3)的RF信號匹配于例如50歐姆。這里，假設例如頻率f1＝5.2GHz、頻率f2＝2.4GHz并且頻率f3＝1.8GHz。
按照這樣的結構，在由阻抗轉換電路21轉換到高阻抗的具有三個頻率f1、f2、f3的RF信號中，頻率f1通過高通濾波器31、使其阻抗匹配于50歐姆并且將其輸出。對于頻率f2、f3，在通過低通濾波器41之后，頻率f2通過高通濾波器32、使其阻抗匹配于50歐姆并且將其輸出。依次地，頻率f3通過低通濾波器42，并且使其阻抗匹配于50歐姆，并將其輸出。
這里，在附圖6-8中的史密斯圓圖中示出了對應于頻率f1、f2、f3的阻抗軌跡。附圖6表示附圖5中點A、點B和點C的軌跡；附圖7表示附圖5中點A、點B、點D和點E的軌跡；而附圖8表示附圖5中點A、點B、點D和點F的軌跡。
僅供參考，用在便攜式電話、無線LAN等中的放大器1的輸出阻抗(在從附圖5中的點A看放大器1時的阻抗)一般來說是幾個歐姆或更小。當通過三個頻率f1、f2、f3共用的阻抗轉換電路21時，頻率f1對應的阻抗在附圖5中的點B處轉換成了幾十個歐姆(附圖6中的點B)。此外，通過使頻率f1通過高通濾波器31，頻率f1對應的阻抗轉換成了50歐姆(附圖6中的點C)。
在這種情況下，將高通濾波器31設計成僅僅使頻率f1通過，而阻斷頻率f2和頻率f3。依次地將低通濾波器41設計成阻斷頻率f1而使頻率f2和頻率f3通過。因此，具有頻率f2和頻率f3的RF信號在附圖5中的點B處分別由高通濾波器32和低通濾波器42進行了分路。這里，頻率f2對應的阻抗在點B處(低于頻率f1對應的阻抗)為幾個歐姆。
因此，通過低通濾波器41將具有頻率f2和頻率f3的RF信號轉換成了幾十個歐姆(附圖7中的點D)，并且通過高通濾波器32將頻率f2進一步轉換成了50歐姆(附圖7中的點E)。
將高通濾波器32設計成僅使頻率f2通過并且阻斷頻率f3，從而使得頻率f3上的RF信號在點D處分路到低通濾波器42。頻率f3對應的阻抗在點D處為幾十個歐姆(附圖8中的點D)，并且通過低通濾波器42轉換成了50歐姆(附圖8中的點F)。
這樣，實施方式2包括阻抗轉換電路21、高通濾波器31、32和低通濾波器41、42，用以將具有例如三個頻率f1、f2、f3的RF信號匹配于50歐姆。通過查看附圖6-8中阻抗的軌跡可以理解，各點上的阻抗單調地朝向史密斯圓圖的中心增大，從而可以對各個頻帶最有效地實現(xiàn)對50歐姆的阻抗匹配。
而且，會因RF信號通過阻抗轉換電路21等造成損耗較大而受到不利影響的較高頻率僅僅通過數(shù)量較少的阻抗轉換電路21等的級，從而信號損耗造成的影響能夠如上所述那樣得到消除。
雖然在實施方式2中省略了阻抗轉換電路22、23，但是這表明，依條件而定，可以不使用它們。
(實施方式3)附圖9是圖解說明實施方式3的示意圖，其中具體實現(xiàn)了附圖5中的高頻放大器的結構，并且附圖10-12是用于描述附圖9中各點A-F處的通過特性的曲線圖。
按照實施方式3，附圖5中的高通濾波器31、32和低通濾波器41、42各自配備有用于衰減某一特定頻率的電路。具體來說，如附圖9所示，在低通濾波器41中設置了LC并聯(lián)諧振器電路41a，并且將該諧振器電路41a的諧振頻率(≈1/2πLC)]]>設定為接近于頻率f1。類似地，在低通濾波器42中設置了LC并聯(lián)諧振器電路42a，并且將該諧振器電路42a的諧振頻率(≈1/2πLC)]]>設定為接近于頻率f2。
這里，因為對于頻率f1來說，在從點B看分路電路時，阻抗極大，從而使得頻率f1上的RF信號到達附圖6中的點C，所以頻率f1上的RF信號能夠得以有效地從輸出端送出。而且，由于沒有將頻率f1引入到頻率f2的輸出端，因此系統(tǒng)不會受到不利影響。同樣，因為對于頻率f2來說，從點D向后看分路的電路時阻抗極大，從而使得頻率f2上的RF信號到達附圖7中的點E，所以頻率f2上的RF信號能夠得以有效地從輸出端送出。
總地來說，通過將諧振器電路引入到第m個低通濾波器4m中，該諧振器電路造成第m個頻率fm對應的阻抗增大，能夠無誤地將各個頻率可靠地分離開。
而且，如附圖9中所示，在高通濾波器31中設置了LC串聯(lián)諧振器電路31a，并且將其諧振頻率(≈1/2πLC)]]>設定為接近于頻率f2。類似地，在高通濾波器32中設置了LC串聯(lián)諧振器電路32a，并且將其諧振頻率(≈1/2πLC)]]>設定為接近于頻率f3。
這里，由于使得例如從點B泄漏到點C的在頻率f2、f3上的大部分RF信號接地，因此不會將頻率f2、f3上的RF信號引入到點C。出于這一原因，能夠在系統(tǒng)不受不利影響的情況下有效地提取出頻率f1上的信號。同樣，由于使得例如從點D泄漏到點E的在頻率f3上的大部分RF信號接地，因此不會將頻率f3上的RF信號引入到點E。出于這一原因，能夠在系統(tǒng)不受不利影響的情況下有效提取出頻率f2上的信號。
總地來講，通過將用來使后面的第(m+1)個頻率f(m+1)接地的諧振器電路引入到第m個高通濾波器3m中，能夠可靠地將各個頻率分離開。這樣的結構對便攜式電話即，使用900MHz頻帶的GSM(全球移動通信系統(tǒng))和使用1.8GHz頻帶的DCS(數(shù)字蜂窩系統(tǒng)))、無線LAN即，使用2.4GHz頻帶的IEEE802.1b/g標準系統(tǒng)和使用5GHz頻帶的IEEE802.11a標準系統(tǒng)等有很好的效果。
按照這樣的結構，在將放大器1的輸出阻抗(例如(5.0-j1.8)歐姆)轉換為50歐姆的時候，可以實現(xiàn)附圖10中所示的特性。具體來說，附圖10表示附圖9中點C處的反射特性和從點A到點C的通過特性?？梢钥闯觯陬l率f1＝5.2GHz上，反射量最小，如附圖10(a)所示，并且通過量最大，如附圖10(b)所示。還可以看出，在頻率f2＝2.4GHz上，反射量最大，如附圖10(a)所示，通過量最小，如附圖10(b)所示。換句話說，可以理解，頻率f1上的RF信號得到了有效地選擇，并且將其提取到附圖9中的點C。
附圖11按順序表示附圖9中所示的點E處的反射特性和從點A到點E的通過特性?？梢钥闯觯陬l率f2＝2.4GHz上，反射量最小，如附圖11(a)所示，并且通過量最大，如附圖11(b)所示。還可以看出，在頻率f1＝5.2GHz和頻率f3＝1.8GHz上，反射量最大，如附圖11(a)所示，通過量最小，如附圖11(b)所示。換句話說，可以理解，頻率f2上的RF信號得到了有效地選擇，并且將其提取到附圖9中的點E。
附圖12按順序表示附圖9中所示的點F處的反射特性和從點A到點F的通過特性?？梢钥闯?，在頻率f3＝1.8GHz上，反射量最小，如附圖12(a)所示，并且通過量最大，如附圖12(b)所示。還可以看出，在頻率f1＝5.2GHz和頻率f2＝2.4GHz上，反射量最大，并且通過量最小，如附圖12(b)所示。換句話說，可以理解，頻率f3上的RF信號得到了有效地選擇，并且將其提取到附圖9中的點F。
(實施方式4)附圖13是圖解說明實施方式4的示意圖，其中具體實現(xiàn)了附圖4中的高頻放大器的結構。按照實施方式4，在附圖4中與各個頻率對應的輸出端處設置了接地開關81、82、83、…。
當對頻率f1之外的信號進行放大并且將其從輸出端送出時，接地開關81閉合，在f1的輸出端與地之間實現(xiàn)短路，從而防止諸如除了頻率f1之外的信號及其諧波之類的不想要的波從f1的輸出端泄漏到負載端。相反，當高頻放大器放大頻率f1上的信號時，接地開關81斷開，并且將信號從f1的輸出端傳送到負載端。
當對頻率f2之外的信號進行放大并且將其從輸出端送出時，接地開關82閉合，在f2的輸出端與地之間實現(xiàn)短路，從而防止諸如除了頻率f2之外的信號及其諧波之類的不想要的波從f2的輸出端泄漏到負載端。相反，當高頻放大器放大頻率f2上的信號時，接地開關82斷開，并且將信號從f2的輸出端傳送到負載端。
當對頻率f3之外的信號進行放大并且將其從輸出端送出時，接地開關83閉合，在f3的輸出端與地之間實現(xiàn)短路，從而防止諸如除了頻率f3之外的信號及其諧波之類的不想要的波從f3的輸出端泄漏到負載端。相反，當高頻放大器放大頻率f3上的信號時，接地開關83斷開，并且將信號從f3的輸出端傳送到負載端。
具體來說，按照實施方式4，借助開關使與不加以放大的頻率對應的輸出端子接地，以阻止諸如其它頻帶內的信號及其諧波之類的不想要的波泄漏到負載端，從而防止系統(tǒng)受到不利影響。這樣，通過相繼地從最高頻率到較低頻率進行具有多個頻帶的信號的分路和向負載阻抗的轉換，并且此外還通過結合用于使輸出端子接地的開關，與附圖2和3中所示的常規(guī)結構相比，消除泄漏到不使用的輸出端子的不想要的波的效果得到了明顯提高，從而穩(wěn)定了系統(tǒng)的操作。
而且，在附圖2中所示的常規(guī)實例中，需要開關5提供不對所放大和送出的信號造成衰減的低損耗特定和不將不想要的波泄漏到其它不使用的輸出端子的高隔離特性兩種特性，這在技術上是極端困難的，而按照本發(fā)明的結構，僅需要接地開關使不想要的波接地，從而損耗并不是問題，即使它大到了一定的程度，而只有隔離特性是重要的。這樣，額外的優(yōu)點是對開關的性能要求很低而且在技術上易于實現(xiàn)。
這里，可以例如從基帶接收用于斷開/閉合接地開關的控制信號。僅供參考，場效應晶體管或PIN二極管都可以用作這些開關。
(實施方式5)附圖14是圖解說明實施方式5的示意圖，實施方式5是對附圖9中的高頻放大器的實施方式做出的修改。附圖15和16是用于描述在從放大端子A看負載時阻抗ZL如何借助附圖14中的接地開關81、82、83斷開/閉合的組合而發(fā)生變化的示意圖，而附圖17是用于描述上述組合的附帶效果的示意圖。
按照實施方式5，將接地開關81設置在附圖9中的與頻率f1對應的輸出端子處；將接地開關82設置在與頻率f2對應的輸出端子處；而將接地開關83設置在與頻率f3對應的輸出端子處。
當對頻率f1上的信號進行放大并且將其從輸出端子傳送到負載端時，開關81斷開，而同時使開關82和83閉合，用來進行接地。
類似地，當對頻率f2上的信號進行放大并且將其從輸出端子傳送到負載端時，開關82斷開，而同時使開關81和83閉合，用來進行接地。
類似地，當對頻率f3上的信號進行放大并且將其從輸出端子傳送到負載端時，開關83斷開，而同時使開關81和82閉合，用來進行接地。
通過這樣做，阻止了不想要的信號從輸出端子泄漏到負載端，沒有信號通過輸出端子傳送出去，從而系統(tǒng)不會受到不利影響。
這樣的結構對便攜式電話即，使用900MHz頻帶的GSM(全球移動通信系統(tǒng))和使用1.8GHz頻帶的DCS(數(shù)字蜂窩系統(tǒng))、無線LAN(即，使用2.4GHz頻帶的IEEE802.1b/g標準系統(tǒng)和使用5GHz頻帶的IEEE802.11a標準系統(tǒng))等有很好的效果。
附圖15中所示的是表示在所有開關81、82、83都斷開的情況下(即，在與附圖9相同的狀態(tài)下)正在對頻率f2＝2.4GHz上的信號進行放大的時候從附圖14中的點A看負載時的阻抗的史密斯圓圖。
附圖16中所示的是表示在開關82獨自斷開而開關81和83閉合以使f1＝5.2GHz和f3＝1.8GHz對應的輸出端子接地的情況下正在對頻率f2＝2.4GHz上的信號進行放大的時候從附圖14中的點A看負載時的阻抗ZL的史密斯圓圖。
二者相比，f2＝2.4GHz對應的阻抗在(9.3+j8.8)Ω上保持不變，不過，用相當于f2＝2.4GHz兩倍的4.8GHz對應的阻抗進行比較，在附圖15中的阻抗為(7.8+j1.4)Ω，而在附圖16中它是(0.0056+j2.0)Ω，這表示接近于短路的狀態(tài)。這是因為，通過借助開關81使f1＝5.2GHz接地，接近2.4GHz兩倍的頻率所對應的阻抗逼近短路狀態(tài)。一般來說，在高頻放大器中，當在兩倍于所要放大的信號的頻率的二次諧波頻率對應的阻抗上建立了短路狀態(tài)時，輸出電壓幅度波形逼近理想正弦波，并且在放大器1中抑制了多余功耗，這樣就提高了效率。
附圖17中所示的是與附圖15中的開關81、82、83全部斷開的情況(實線)以及附圖16中的開關81和83閉合的情況(輪廓線)相對應的f2＝2.4GHz下的輸出功率特性。當開關81和83閉合時，最大效率從41.7％到47.2％提高了5％或更多。這是因為從附圖14中的點A看去，通過使開關81閉合以至對于f1＝5.2GHz使輸出端子接地，相當于f2＝2.4GHz的二次諧波頻率的阻抗在4.8GHz下的阻抗ZL逼近短路狀態(tài)。
具體來說，除了防止不想要的波泄漏到不使用的輸出端子的效果之外，還預期附圖14中所示的結構會產(chǎn)生提高放大器效率的附帶效果?？偟貋碚f，按照附圖13的實現(xiàn)方式，當包含多個頻帶的信號包括等于第m個頻率的倍數(shù)(1.5到2.5)的頻率fk的時候，通過在對頻率fm進行放大的時候使對應于頻率fk的輸出端子接地，兩倍于第m個頻率的二次諧波頻率對應的阻抗逼近了短路狀態(tài)，這樣就得到了在對fm進行放大的時候提高高頻放大器效率的附帶效果。
可以預期有這樣的效果的應用的組合可以是無線LAN的IEEE802.11b/g(2.4GHz)與IEEE802.11a(4.9-5.8GHz)和GSM(880-915MHz)與DCS(1.71-1.78GHz)、PCS(1.85-1.91GHz)、WCDMA(寬帶碼分多址1.92-1.98GHz)等的組合。
(實施方式6)附圖18是圖解說明實施方式6的示意圖，該實施方式是對附圖14的高頻放大器做出的修改。
按照實施方式6，頻帶f1對應的輸出端子C是通過傳輸線91配備接地開關81的，傳輸線91具有與系統(tǒng)的負載阻抗(例如，50歐姆)相同的特征阻抗，并且其長度相當于相位旋轉θ1。在這種情況下，對相位旋轉量θ1加以調整，使得當接地開關81閉合時，在頻帶f1內，從放大器的輸出端A看去的阻抗ZL建立短路狀態(tài)。
類似地，頻帶f2對應的輸出端子E是通過傳輸線92配備接地開關82的，傳輸線92具有與系統(tǒng)的負載阻抗(例如，50歐姆)相同的特征阻抗，并且其長度相當于相位旋轉θ2。在這種情況下，對相位旋轉量θ2加以調整，使得當接地開關82閉合時，在頻帶f2內，從放大器的輸出端A看去的阻抗ZL建立短路狀態(tài)。
類似地，頻帶f3對應的輸出端子F是通過傳輸線93配備接地開關83的，傳輸線93具有與系統(tǒng)的負載阻抗(例如，50歐姆)相同的特征阻抗，并且其長度相當于相位旋轉θ3。在這種情況下，對相位旋轉量θ3加以調整，使得當接地開關83閉合時，在頻帶f3內，從放大器的輸出端A看去的阻抗ZL建立短路狀態(tài)。
通過采用這樣的結構，造成附圖14中所示的附帶效果的附圖15-14中所示的二次諧波的短路狀態(tài)得到了更加精確地滿足，這樣就使得這一效果更加突出。
(實施方式7)附圖19是圖解說明實施方式7的示意圖，該實施方式是對附圖5的結構做出的改造。
在附圖5中，頻率f1-f3的分離是借助低通濾波器41、42和高通濾波器31、32的組合來實現(xiàn)的，而按照實施方式7，這是借助有源開關來實現(xiàn)的。
具體來說，如附圖19中所示，在輔助阻抗轉換電路71、72、73的前級上使用了場效應晶體管51、52、53作為有源開關。
按照這樣的結構，當對頻率f1進行放大時，Vg1使場效應晶體管51導通，而Vg2使場效應晶體管52截止、Vg3使場效應晶體管53截止。當對頻率f2進行放大時，Vg2使場效應晶體管52導通，而Vg1使場效應晶體管51截止、Vg3使場效應晶體管53截止。當對頻率f3進行放大時，Vg3使場效應晶體管53導通，而Vg1使場效應晶體管51截止、Vg2使場效應晶體管52截止。
這里，由于作為有源開關的場效應晶體管51、52、53并不具有轉換阻抗的能力，因此在場效應晶體管51、52、53與輸出端子之間分別設置了輔助阻抗轉換電路71、72、73。
這樣，由于將實施方式7構成為，在輔助阻抗轉換電路71、72、73的前級上采用場效應晶體管51、52、53作為有源開關，因此能夠如前所述那樣進行向高阻抗的轉換和按照頻率的高低程度進行分路。
雖然是結合在輔助阻抗轉換電路71、72、73的前級上使用場效應晶體管51、52、53作為有源開關的結構介紹的實施方式7，但是也可以用PIN二極管代替場效應晶體管51、52、53。
(實施方式8)附圖20是圖解說明實施方式8的示意圖，該實施方式是對附圖4的結構做出的改造。
在附圖4中，在放大器1的輸出端上配備有阻抗轉換電路21、22、23、…、輔助阻抗轉換電路7n、高通濾波器31、32、33、…和低通濾波器41、42、43，而實施方式8表示將它們也設置在輸入端上的情況。僅供參考，設置在放大器1的輸入端上的阻抗轉換電路21、22、23、…構成了第二阻抗轉換構件，而設置在放大器1的輸入端上的高通濾波器31、32、33和低通濾波器41、42、43、…構成了第二分路構件。
按照這樣的結構，在從n個不同的頻率f1、f2、…、fn(f1＞f2＞…＞fn)各自的輸入端子施加這些頻率的時候，放大器1對包含已經(jīng)由設置在放大器1的輸入端上的相應的阻抗轉換電路21、22、23、…和輔助阻抗轉換電路7n以類似于前面所述的方式進行了轉換的頻率f1、f2、…、fn的RF信號進行放大，隨后向高阻抗轉換并且按照頻率的高低程度進行分路，這一轉換和分路過程是如前所述那樣進行的，一直到最低頻率fn。
這樣，按照實施方式8，由于放大器1在其輸入端上配備有阻抗轉換電路21、22、23、…、輔助阻抗轉換電路7n、高通濾波器31、32、33、…和低通濾波器41、42、43、…，因此能夠如前所述那樣進行向高阻抗的轉換和按照頻率的高低程度進行分路。
(實施方式9)附圖21是圖解說明實施方式9的示意圖，該實施方式是對附圖4的結構做出的改造。
如附圖21中所示，示出了施加三個不同頻率f1、f2、f3(f1＞f2＞f3)的情況的實施方式9包括處于阻抗匹配電路2的輸入端上的放大器1、11、阻抗匹配電路2、阻抗轉換電路21、22、高通濾波器31、32、低通濾波器41、42和輔助阻抗轉換電路73。這里，放大器1構成第二放大器。
按照這種結構，只有頻率f1由阻抗匹配電路2加以匹配，并且然后在其由放大器11進行了進一步放大之后在阻抗轉換電路21中將其與其它頻率f2、f3合成起來。換句話說，前述的用于進行向高阻抗的轉換和按照頻率的高低程度進行分路的電路是插在級聯(lián)連接的多級放大器1、11之間的。
這里，給出了無線LAN與便攜式電話的組合，作為上述結構發(fā)揮作用的例子。這里，例如，頻率f1、f2、f3分別處于由無線LAN IEEE802.11a標準使用的5GHz頻帶(頻率f1)、由IEEE802.11b/g使用的2.4GHz頻帶(頻率f2)和由便攜式電路DCS使用的1.8GHz頻帶(頻率f3)內。
一般來講，由于每個放大器級的增益隨著頻率的升高而降低，因此必須增加放大級數(shù)，但是在這個例子中，在5GHz頻帶內的頻率f1上僅為無線LAN采用了三級放大結構，并且為頻率f2、f3采用了兩級放大結構。
這樣，按照實施方式9，由于在阻抗匹配電路2的輸入端上提供了放大器1、11、阻抗匹配電路2、阻抗轉換電路21、22、高通濾波器31、32、低通濾波器41、42和輔助阻抗轉換電路73，如圍繞著它們的虛線所示，因此實現(xiàn)了穩(wěn)定的放大操作，例如在5GHz下產(chǎn)生了期望的增益，并且在低頻率下沒有不必要的高增益。放大器1、11的數(shù)量和設置它們的位置并不局限于此例，而是可以取決于應用情況，依據(jù)使得最佳增益能夠得以產(chǎn)生的原則，對其進行合乎要求的改造。
(實施方式10)附圖22是圖解說明實施方式10的示意圖，該實施方式是對附圖4的結構所做的改造。
按照實施方式10，放大器級的大小和數(shù)量是依據(jù)輸出功率改變的，并且在阻抗轉換電路21的輸出端上結合有放大器11、輔助放大器13和輔助阻抗轉換電路71、72、73，如附圖22中所示。
按照這樣的結構，由放大器11對包含三個不同頻率f1、f2、f3(f1＞f2＞f3)的RF信號進行放大，隨后再如前所述那樣進行向高阻抗的轉換和按照頻率的高低程度進行分路。
這里，各個頻率f1、f2、f3通過輔助阻抗轉換電路71、72、73轉換到50歐姆，并且從它們各自的輸出端子送出。不過，只有頻率f3由輔助放大器13加以進一步放大。
給出了無線LAN與便攜式電話的組合，作為上述結構發(fā)揮作用的例子。這里，將頻率f1、f2分配給IEEE802.11a/b/g標準的無線LAN信號，并且將頻率f3分配給GSM標準的便攜式電話信號。
雖然前者要求放大器11的輸出功率為大約0.3瓦特，但是在GSM標準的便攜式電話中要求放大器11的輸出功率為2-3瓦特，接近前者的十倍。如果二者都由同一個放大器11進行放大，則放大器11在產(chǎn)生小功率的時候將會受到效率低下的不良影響。
這樣，通過采用如實施方式10中那樣進行向高阻抗的轉換和按照頻率的高低程度進行分路的結構，得以在各種應用情況下選用合乎要求大小的輔助放大器13，從而能夠針對各個頻率f1、f2、f3實現(xiàn)高效率。
這樣，由于在實施方式10中放大器的大小和級數(shù)是按照輸出功率改變的，因此得以在各種應用情況下選擇合乎要求大小的輔助放大器13，從而能夠針對各個頻率f1、f2、f3實現(xiàn)高效率。放置輔助放大器13的位置及其數(shù)量并不局限于這個例子，而是可以按照需求加以改變，從而能夠根據(jù)應用情況產(chǎn)生合乎要求的輸出功率。
雖然實施方式8、6是結合除了設置在放大器1的輸出端上的之外，還包括設置在放大器1的輸入端上的阻抗轉換電路21、22、23、…、輔助阻抗轉換電路73、7n、高通濾波器31、32、33、…、低通濾波器41、42、43、…等的結構加以介紹的，但是也可以僅僅在放大器1的輸入端上設置阻抗轉換電路21、22、23、…、輔助阻抗轉換電路73、7n、高通濾波器31、32、33、…、低通濾波器41、42、43、…等，從而在由放大器1對包含多個頻率(f1＞f2＞…＞fm＞…＞fn)的RF信號進行了放大之后將其從單獨一個輸出端子中提取出來，而不局限于這些實例。
權利要求
1.一種高頻放大器，其特征在于包括第一放大構件，用于對具有多個不同頻帶的輸入信號進行放大；多個第一分路構件，各個第一分路構件用于將多個頻帶內的放大信號分路為最高頻帶內的信號和具有剩余頻帶的信號；和多個第一阻抗轉換構件，各個第一阻抗轉換構件用于將最高頻帶內的分路信號轉換到輸出端子的負載阻抗，其中按照頻帶的高低程度進行的分路和向負載阻抗的轉換是按照從最高頻帶到最低頻帶的順序進行的。
2.按照權利要求1所述的高頻放大器，其特征在于包括第二放大構件，用于對具有多個不同頻帶的輸入信號進行放大；多個第二分路構件，各個第二分路構件用于將多個頻帶內的放大信號分路為最高頻帶內的信號和具有剩余頻帶的信號；和多個第二阻抗轉換構件，各個第二阻抗轉換構件用于將最高頻帶內的分路信號轉換到輸入端子的信號源阻抗，其中按照頻帶的高低程度進行的分路和向信號源阻抗的轉換是按照從最高頻帶到最低頻帶的順序進行的。
3.一種高頻放大器，其特征在于包括第二放大構件，用于對具有多個不同頻帶的輸入信號進行放大；多個第二分路構件，各個第二分路構件用于將多個頻帶內的放大信號分路為最高頻帶內的信號和具有剩余頻帶的信號；和多個第二阻抗轉換構件，各個第二阻抗轉換構件用于將最高頻帶內的分路信號轉換到輸入端子的信號源阻抗，其中按照頻帶的高低程度進行的分路和向信號源阻抗的轉換是按照從最高頻帶到最低頻帶的順序進行的。
4.按照權利要求1到權利要求3中任何一項所述的高頻放大器，其特征在于，多個不同頻帶的數(shù)量為三個或更多。
5.按照權利要求2所述的高頻放大器，其特征在于，所述第一放大構件和第二放大構件是級聯(lián)連接的，并且所述第一分路構件和第一阻抗轉換構件設置在所述第一放大構件和第二放大構件之間。
6.按照權利要求2所述的高頻放大器，其特征在于，所述第一放大構件和第二放大構件是級聯(lián)連接的，并且所述第二分路構件和第二阻抗轉換構件設置在所述第一放大構件和第二放大構件之間。
7.按照權利要求1、權利要求2、權利要求5和權利要求6中的任何一項所述的高頻放大器，其特征在于，至少一個輔助放大器設置在所述第一分路構件和所述輸出端子之間。
8.按照權利要求2、權利要求3、權利要求5和權利要求6中任何一項所述的高頻放大器，其特征在于，至少一個輔助放大器設置在所述第二分路構件和所述輸入端子之間。
9.按照權利要求1、權利要求2和權利要求5到權利要求7中任何一項所述的高頻放大器，其特征在于，所述第一阻抗轉換構件將至少兩個頻帶內的信號共同轉換為高阻抗。
10.按照權利要求2、權利要求3和權利要求5到權利要求8中任何一項所述的高頻放大器，其特征在于，所述第二阻抗轉換構件將至少兩個頻帶內的信號共同轉換為高阻抗。
11.按照權利要求1、權利要求2、權利要求5到權利要求7和權利要求9中任何一項所述的高頻放大器，其特征在于，輔助阻抗轉換電路設置在所述第一分路構件和所述輸出端子之間。
12.按照權利要求2、權利要求3、權利要求5到8和權利要求10中任何一項所述的高頻放大器，其特征在于，輔助阻抗轉換電路設置在所述第二分路構件和所述輸出端子之間。
13.按照權利要求1、權利要求2、權利要求5到權利要求7、權利要求9和權利要求11中任何一項所述的高頻放大器，其特征在于，所述第一分路構件包括高通濾波器和低通濾波器。
14.按照權利要求2、權利要求3、權利要求5到權利要求8、權利要求10和權利要求12中任何一項所述的高頻放大器，其特征在于，所述第二分路構件包括高通濾波器和低通濾波器。
15.按照權利要求13或權利要求14所述的高頻放大器，其特征在于，所述低通濾波器中的至少一個構成為用于選擇性地增大由與其成對的高通濾波器分路的高頻帶內的信號對應的阻抗。
16.按照權利要求13或權利要求14所述的高頻放大器，其特征在于，所述高通濾波器中的至少一個構成為用于選擇性地使由與其成對地低通濾波器分路的信號的最高頻帶內的信號接地。
17.按照權利要求1、權利要求2、權利要求5到權利要求7、權利要求9和權利要求11中任何一項所述的高頻放大器，其特征在于，所述第一分路構件包括使用場效應晶體管的開關。
18.按照權利要求2、權利要求3、權利要求5到權利要求8、權利要求10和權利要求12中任何一項所述的高頻放大器，其特征在于，所述第二分路構件包括使用場效應晶體管的開關。
19.按照權利要求1、權利要求2、權利要求5到權利要求7、權利要求9和權利要求11中任何一項所述的高頻放大器，其特征在于，所述第一分路構件包括使用PIN二極管的開關。
20.按照權利要求2、權利要求3、權利要求5到權利要求8、權利要求10和權利要求12中任何一項所述的高頻放大器，其特征在于，所述第二分路構件包括使用PIN二極管的開關。
21.按照權利要求1、權利要求2和權利要求4到權利要求20中任何一項所述的高頻放大器，其特征在于，包括設置在與頻帶相對應的輸出端子與地之間的開關和接地構件，當在對頻帶內的信號進行放大并且從輸出端子將其傳送到負載端的時候，對該接地構件進行操作，以便通過所述開關使與剩余頻帶相對應的輸出端子中的至少一個接地。
22.按照權利要求21所述的高頻放大器，其特征在于，所述接地構件包括使用場效應晶體管的開關。
23.按照權利要求21所述的高頻放大器，其特征在于，所述接地構件包括使用PIN二極管的開關。
24.按照權利要求21所述的高頻放大器，其特征在于，當多個不同頻帶內的信號包括第一頻帶內的信號和具有1.5到2.5倍于第一頻帶的范圍的第二頻帶內的信號時，第二頻帶的輸出端子在正在將第一頻帶內的放大信號從輸出端子傳送到負載端的時候由所述接地構件接地。
25.按照權利要求21到權利要求24中任一項所述的高頻放大器，其特征在于，開關是通過具有與負載阻抗相同的特征阻抗的傳輸線設置在與頻帶相對應的輸出端子與地之間的，其中所述傳輸線具有這樣確定的長度在從所述第一放大構件的輸出端子看負載端時的阻抗在使所述開關閉合而連接到地的時候建立該頻帶下的短路狀態(tài)。
全文摘要
本發(fā)明的目的是提供一種能夠以簡單的結構有效放大多個不同頻帶內的輸入信號的高頻放大器。該高頻放大器構成為這樣由阻抗轉換電路將施加給該放大器的具有n個頻率(f1＞f2＞…＞fn)的RF信號轉換到比放大器的輸出阻抗高的阻抗，并且由高通濾波器和低通濾波器將其分路成最高頻率f1和比該最高頻率f1低的頻率。頻率f1通過高通濾波器31，并且從而得以轉換到50歐姆。由阻抗轉換電路將由低通濾波器濾波的比頻率f1低的頻率轉換到高阻抗，并且由高通濾波器32和低通濾波器42將其分路成第二最高頻率f2和較低頻率。按照相同的方式，加入阻抗轉換電路，在將信號分路到fn的時候，由這些阻抗轉換電路使各個頻率對應的阻抗匹配于50歐姆。
文檔編號H03F1/02GK1902816SQ20048004037
公開日2007年1月24日 申請日期2004年11月12日 優(yōu)先權日2003年11月13日
發(fā)明者國弘和明 申請人:日本電氣株式會社