專利名稱：D類放大器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種D類放大器，并且更具體地涉及一種用于放大xDSL信號的D類功率放大器。
背景技術(shù)：
數(shù)字用戶線(DSL)提供了當今時代中的關(guān)鍵技術(shù)，并有助于提高通信網(wǎng)絡(luò)的速度。DSL在現(xiàn)有的以銅為基礎(chǔ)的電話線上提供極其快速的數(shù)據(jù)傳送。在DSL中，在比傳統(tǒng)的窄帶電話信號明顯高的頻率上傳送寬帶數(shù)據(jù)信號。由于兩種類型的信號，即窄帶電話信號和寬帶數(shù)據(jù)信號是基于相同的用戶線傳送的，所以配備分路器裝置以用于在用戶線的兩端處分割和重新合并兩種類型的信號首先在中心局或交換中心，其次在用戶位置處的終端處。
圖1示意性示出了與數(shù)據(jù)覆蓋網(wǎng)絡(luò)共存的這種電話網(wǎng)絡(luò)的拓撲結(jié)構(gòu)。
中心局CO經(jīng)過用戶線SL1、SL2、...SLN耦合至用戶S1、S2、...SN，其中在每一位置處配備分路器裝置SP0、SP1、SP2、...SPN，以用于分離和組合DSL寬帶信號和電話窄帶信號。
在中心局CO處和在用戶位置處產(chǎn)生的信號必須滿足一定的要求。用于“異步數(shù)字用戶線(ADSL)收發(fā)器”的示范性標準提供了ITU-T建議G.992.1(06/99)，即系列G傳送系統(tǒng)和介質(zhì)、數(shù)字系統(tǒng)和網(wǎng)絡(luò)。通過離散多頻音調(diào)制(DMT)提供用于在異步數(shù)字用戶線上傳送數(shù)據(jù)的公用線路碼(linecode)。在DMT中，將用于數(shù)據(jù)傳輸?shù)慕o定頻率范圍分解為作為獨立的數(shù)據(jù)鏈路的多個窄頻帶。在ADSL中，數(shù)據(jù)傳輸一般出現(xiàn)在20kHz和1MHz之間。
線路碼的功率譜密度(PSD)限定了頻域中線路碼功率的分布。由于DSL標準的頻率不得干擾相同頻帶中的其它應(yīng)用，例如無線電傳輸，所以要引入所謂的PSD屏蔽(mask)。PSD屏蔽是指定允許用于線路碼的最大PSD的樣板。PSD屏蔽被用作用于DSL技術(shù)的設(shè)計和實施的方針。
圖2示出了依據(jù)ITU-T G992.1建議的ADSL標準的傳輸PSD屏蔽。
傳輸ADSL PSD屏蔽是分段連續(xù)的，并有如下要求在大至4kHz，-97.5dBm，并在0-4KHz頻帶中具有15dB的最大功率；在4KHz(對應(yīng)于-92.5dB/Hz峰值要求)和24.875kHz(對應(yīng)于-36.5dB/Hz峰值要求)之間，21dB/倍頻程的斜率；在25.875KHz和1104kHz之間，-36.5dBm/Hz；在1104KHz和3093kHz之間，-36dB/倍頻程的負斜率；以及在大于3093kHz范圍，-90dBm/Hz，作為峰值要求(PR)。某些標準甚至需要功率譜密度在4545kHz之上低于-110dBm/Hz。此外，在4545kHz之上任何1MHz寬的滑動窗口中的最大功率必須低于-50dBm，并且最大傳輸?shù)目偣β试?5.875kHz和1104kHz之間必須不大于19.8dBm。
為了在由一對銅線構(gòu)成的電話線上傳輸ADSL數(shù)據(jù)信號，所述一對銅線也稱作用戶回路或雙絞線(中心局必須配備線路驅(qū)動器)。線路驅(qū)動器補償線路的衰減，并且它們必須遵守PSD屏蔽要求。線路驅(qū)動器必須放大線路碼ADSL信號，以使在用戶位置處接收時具有充分的強度。類似地，應(yīng)該在用戶位置處配備線路驅(qū)動器，以用于向上傳輸ADSL數(shù)據(jù)至中心局。關(guān)于由相關(guān)的標準給出的PSD屏蔽，兩個線路驅(qū)動器都需要遵守類似的要求。
線路驅(qū)動器的基本元件是用于放大在電話線上傳輸?shù)腄SL信號的功率放大器。
傳統(tǒng)上使用AB類線性放大器。然而，偏置AB類放大器中的驅(qū)動晶體管以使它們工作在線性區(qū)域中，所述線性區(qū)域?qū)е滤鼈兂３Ｔ趯?dǎo)通狀態(tài)中，并且吸取靜態(tài)電流。這導(dǎo)致低效率的功率消散。例如，當在功率效率僅僅為13％的情況下傳輸100mW時，現(xiàn)有技術(shù)的B類線路驅(qū)動器消耗750mW。
提高功率放大器的功率效率的方式是輸出晶體管作為開關(guān)來工作。這些放大器也被稱作D類放大器。當晶體管截止，通過的電流近似為零。當晶體管導(dǎo)通，跨過晶體管的電壓是小的，理想地為零。在每種情況中，功率耗散是非常低的。這增大了效率，這樣需要較少來自電源的功率和較小的放大器用散熱片。這些是便攜式電池供電需求中重要的優(yōu)點。
圖3示出了一種線路驅(qū)動器，其包括依據(jù)現(xiàn)有技術(shù)的D類放大器。這種線路驅(qū)動器包括D類功率放大器和串聯(lián)連接的解調(diào)濾波器。
圖4示出了這種傳統(tǒng)的D類放大器的原理示意圖。
在圖4中示出的D類放大器包括比較器CP，該比較器CP用于接收提供開關(guān)頻率(fs)的三角形波信號T，即通過三角形波發(fā)生器TG產(chǎn)生的信號，以及輸入信號S1。比較器CP對三角形波信號T和輸入信號S1進行比較，以產(chǎn)生可變的占空因數(shù)正方波信號S2。實際上，利用與輸入信號S1電平成比例的占空因數(shù)產(chǎn)生脈沖序列。脈沖寬度調(diào)制信號S2經(jīng)相位控制電路耦合至互補輸出晶體管P、N的柵極，其中在電源電壓VDD和地GND之間串聯(lián)連接它們的各自源、漏路徑。在源、漏路徑之間的節(jié)點處分接放大的輸出信號S3。
實際上，具有與輸入信號電平成比例的占空因數(shù)的脈沖寬度調(diào)制(PWM)信號在遠遠大于輸入信號S1的最高頻率的開關(guān)頻率(fs)處導(dǎo)通和截止互補的輸出晶體管P、N。因此，功率充分地從電源傳遞至負載。
由于在導(dǎo)電過程中不存在跨過開關(guān)晶體管P、N的電壓，如圖4所示的D類放大器的效率是高的。這意味著開關(guān)中非常低的功率損耗，同時事實上全部的功率被轉(zhuǎn)換至連接至D類功率放大器的輸出的負載。相位控制電路接收比較器的脈沖寬度調(diào)制輸出信號S2，并延遲信號，從而使兩個互補的功率MOSFET不同時導(dǎo)通和截止。D類功率放大器能夠達到高達90％的效率。
圖5示出了如圖4所示的傳統(tǒng)的D類功率放大器內(nèi)部的信號的信號時間圖。比較器比較供給的模擬輸入信號S1，它在給出的例子中是模擬正弦波信號。該信號與由三角形波發(fā)生器產(chǎn)生的三角形波T進行比較。如果正弦波信號的幅度高于三角形信號T，比較器供給低輸出信號至由互補的MOSFET形成的驅(qū)動級，反之，當三角形信號的幅度高于施加的輸入信號時，比較器CP的輸出是高的。因此，供給至驅(qū)動級的信號S2是表示施加的輸入信號S1的脈沖寬度調(diào)制信號PWM。驅(qū)動級不放大初始的模擬輸入信號S1，而是放大這種增大功率效率的數(shù)字表示，也就是脈沖寬度調(diào)制信號S2。如圖4中所示，比較器CP和驅(qū)動級被供給相同的電源電壓VDD。
如圖4所示的D類功率放大器的進一步的缺點是當集成于CMOS單獨芯片上時，最大的電源電壓VDD是3V，從而使在D類功率放大器的輸出端上的最大電壓擺動低于3V。
如圖4所示的D類放大器的進一步的缺陷是三角形波發(fā)生器必須產(chǎn)生由比較器CP使用的三角形波信號T。三角形波發(fā)生器在結(jié)構(gòu)上是相對復(fù)雜的，并且在芯片上集成D類功率放大器時需要大量的芯片面積。

發(fā)明內(nèi)容
因此，本發(fā)明的目的是提供一種不需要三角形波發(fā)生器、并當在單獨的芯片上集成D類放大器時占據(jù)最小的芯片面積的D類功率放大器。
通過具有主權(quán)利要求1的特征的D類放大器獲得所述目的。
本發(fā)明提供一種D類放大器，其放大施加至所述放大器的信號輸入端的輸入信號，以通過所述放大器的信號輸出端產(chǎn)生放大的信號輸出，包括比較器，其對供給的輸入信號與開關(guān)信號進行比較，以產(chǎn)生脈沖寬度調(diào)制信號；驅(qū)動單元，其放大脈沖寬度調(diào)制信號，以產(chǎn)生放大的輸出信號；以及反饋電路，其產(chǎn)生用于比較器的自振蕩開關(guān)信號。
在優(yōu)選實施例中，完全差分地形成依據(jù)本發(fā)明的D類放大器。
在優(yōu)選實施例中，驅(qū)動單元包括至少兩個驅(qū)動級，每一驅(qū)動級包括兩個互補的MOSFET。
在優(yōu)選實施例中，以CMOS工藝形成MOSFET。
在依據(jù)本發(fā)明的D類放大器的優(yōu)選實施例中，比較器被供給第一電源電壓(VDD1)。
在優(yōu)選實施例中，驅(qū)動單元被供給單獨的第二電源電壓(VDD2)。
在優(yōu)選實施例中，第二電源電壓(VDD2)高于第一電源電壓(VDD1)。
在依據(jù)本發(fā)明的D類放大器的優(yōu)選實施例中，在比較器和驅(qū)動單元之間配備相位控制電路，以把相位受到控制的互補脈沖寬度調(diào)制信號提供到在驅(qū)動單元內(nèi)部配備的驅(qū)動級的MOSFET的柵極端。
在優(yōu)選實施例中，驅(qū)動單元的驅(qū)動級內(nèi)部的互補MOSFET的漏極端彼此連接，并連接至所述D類放大器的信號輸出端。
在優(yōu)選實施例中，互補MOSFET的漏極端從MOSFET的柵極控制導(dǎo)電溝道(conducting channel)延伸，以使各自的MOSFET的擊穿電壓是高的。
在優(yōu)選實施例中，比較器包括非倒相輸入端，其連接至所述D類放大器的信號輸入端的第一輸入端；以及倒相輸入端，其連接至所述D類放大器的信號輸入端的第二輸入端。
在依據(jù)本發(fā)明的D類放大器的優(yōu)選實施例中，所述D類放大器的信號輸出端包括第一輸出端，其連接至第一驅(qū)動級的MOSFET的漏極端；以及第二輸出端，其連接至第二驅(qū)動級的MOSFET的漏極端。
在優(yōu)選實施例中，在信號輸出端的第一和第二輸出端之間配備一對第一電阻和第一電容器。
在優(yōu)選實施例中，配備一對第二電容器，其并行地連接至第一電容器和接地端。
在優(yōu)選實施例中，第一輸出端經(jīng)第一電阻和第二電阻反饋至比較器的倒相輸入端，以及第二輸出端經(jīng)第一電阻和第二電阻反饋至比較器的非倒相輸入端。
在依據(jù)本發(fā)明的D類放大器的優(yōu)選實施例中，比較器的非倒相輸入端和倒相輸入端經(jīng)一對第三電阻連接至接地端。
在優(yōu)選實施例中，通過成對的第一電阻、第一電容器、成對的第二電阻、成對的第二電容器以及成對的第三電阻形成反饋電路。
在依據(jù)本發(fā)明的D類放大器的優(yōu)選實施例中，在單獨的芯片上完全集成D類放大器。
在依據(jù)本發(fā)明的D類放大器的優(yōu)選實施例中，輸入信號是xDSL信號。
在D類放大器的優(yōu)選實施例中，產(chǎn)生的開關(guān)信號具有高于輸入信號的最高頻率的開關(guān)頻率(fs)。
在依據(jù)本發(fā)明的D類放大器的優(yōu)選實施例中，通過反饋電路產(chǎn)生的開關(guān)信號的開關(guān)頻率(fs)取決于作為第一電阻器的電阻率和第一電容器的電容的乘積的第一時間常數(shù)(τ1)和取決于作為第二電阻器的電阻率和第二電容器的電容的乘積的第二時間常數(shù)(τ2)。
在依據(jù)本發(fā)明的D類放大器的優(yōu)選實施例中，開關(guān)信號的開關(guān)頻率(fs)是可調(diào)節(jié)的。
在依據(jù)本發(fā)明的D類放大器的優(yōu)選實施例中，反饋電路形成自振蕩回路。


在下面，參照給出的

依據(jù)本發(fā)明的D類放大器的的優(yōu)選實施例。
圖1示意性示出了與數(shù)據(jù)覆蓋網(wǎng)絡(luò)共存的這種電話網(wǎng)絡(luò)的拓撲結(jié)構(gòu)；圖2示出了依據(jù)現(xiàn)有技術(shù)的ITU-T6992.1ADSL標準的傳輸PSD屏蔽；圖3示出了傳統(tǒng)的線路驅(qū)動器的方塊圖，其包括依據(jù)現(xiàn)有技術(shù)的D類放大器；圖4示出了依據(jù)現(xiàn)有技術(shù)的傳統(tǒng)的D類放大器；圖5示出了為了說明如圖4所示的傳統(tǒng)的D類功率放大器的功能性的信號示意圖；圖6示出了寬帶xDSL收發(fā)器，所述寬帶xDSL收發(fā)器包括線路驅(qū)動器，所述線路驅(qū)動器包括依據(jù)本發(fā)明的D類功率放大器。
圖7示出了依據(jù)本發(fā)明的D類功率放大器的優(yōu)選實施例。
圖8示出了傳統(tǒng)的功率MOSFET的橫截面。
圖9示出了如在依據(jù)本發(fā)明的D類功率放大器的優(yōu)選實施例的驅(qū)動級中采用的功率MOSFET的橫截面。
具體實施例方式
如從圖6中所示，xDSL收發(fā)器1包括線路驅(qū)動器3，該線路驅(qū)動器3包括依據(jù)本發(fā)明的D類功率放大器。圖6示出了用于放大xDSL收發(fā)器1內(nèi)部的xDSL信號的D類功率放大器的典型應(yīng)用。
如從圖6中所示，依據(jù)本發(fā)明的寬帶xDSL收發(fā)器1包括xDSL收發(fā)器芯片2，該收發(fā)器芯片包括用于驅(qū)動施加至線路驅(qū)動器3的信號輸入端4a、4b的傳輸信號的線路驅(qū)動器3。線路驅(qū)動器3放大供給的模擬信號，并經(jīng)過內(nèi)部信號線5a、5b輸出放大信號至xDSL收發(fā)器芯片2的輸出端6a、6b。xDSL收發(fā)器芯片2的輸出端6a、6b經(jīng)沒有示出的變換器連接至具有負載阻抗ZL的傳輸線。傳輸線的負載阻抗ZL是復(fù)阻抗(complex impendence)。在圖6中如阻抗7a、7b示出傳輸線。
xDSL收發(fā)器1進一步包括接收器8，其用于估計經(jīng)信號線接收并施加至接收器8的信號輸入端9a、9b的接收信號。xDSL收發(fā)器1進一步包括回波抵消橋10，其用于抵消接收器8的信號輸入端9a、9b處的傳輸信號。感應(yīng)阻抗(sense impedance)11連接至信號線。依據(jù)本發(fā)明的xDSL收發(fā)器1的感應(yīng)阻抗11象傳輸線的阻抗ZL一樣，也是復(fù)阻抗。在圖2中示出的實施例中，具有復(fù)阻抗ZS的感應(yīng)阻抗11不集成在xDSL收發(fā)器芯片2中。
xDSL收發(fā)器芯片2的信號端6a、6b經(jīng)第一反饋線12a、12b反饋至xDSL收發(fā)器芯片2的端子13a、13b。端子13a、13b經(jīng)內(nèi)部線路14a、14b連接至反饋電阻網(wǎng)絡(luò)15a、15b。xDSL收發(fā)器1的感應(yīng)阻抗11經(jīng)第二外部反饋線16a、16b連接至xDSL收發(fā)器芯片2的端子17a、17b。這些端子17a、17b也經(jīng)內(nèi)部線路18a、18b連接至反饋電阻網(wǎng)絡(luò)15a、15b。每一反饋電阻網(wǎng)絡(luò)15a、15b包括至少兩個電阻RA、RB。進一步的反饋電阻網(wǎng)絡(luò)15a、15b包括開關(guān)(未示出)，以使反饋電阻是可編程的。反饋電阻網(wǎng)絡(luò)15a、15b經(jīng)內(nèi)部反饋線19a、19b連接至線路驅(qū)動器輸入端4a、4b。
回波抵消橋10包括兩對電阻R1、R2。電阻R1、R2不具有復(fù)阻抗，并且是純電阻的，以使它們能容易地被集成在xDSL收發(fā)器芯片2上。在內(nèi)部信號線5a、5b和接收器8的信號輸入端9a、9b之間配備第一電阻R1。在復(fù)感應(yīng)阻抗11和接收器8的信號輸入端9a、9b之間連接第二電阻R2。
在優(yōu)選實施例中，借助于內(nèi)部可編程控制線路20a、20b，回波抵消橋10也是可編程的，以最小化由接收器8的信號輸入端9a、9b處的線路驅(qū)動器3產(chǎn)生的傳輸信號?？删幊痰幕夭ǖ窒麡?0包括通過控制線路20a、20b控制的開關(guān)(未示出)?？删幊痰目刂凭€路20a、20b連接至在xDSL收發(fā)器1內(nèi)部配備的微處理器。
在感應(yīng)阻抗11和線路驅(qū)動器3的信號輸入端4a、4b之間配備的反饋電阻網(wǎng)絡(luò)15a、15b形成xDSL收發(fā)器1的合成終接阻抗ZT。
xDSL收發(fā)器1的終接阻抗ZT是感應(yīng)阻抗ZS和可調(diào)節(jié)的阻抗合成系數(shù)(G)的乘積ZT＝G·ZS(1)當終接阻抗ZT等于信號線的負載阻抗ZL時獲得最佳匹配ZT＝ZL(2)因此
ZL＝G·ZS(3)通過下面的方程式給出由接收器輸入9a、9b處的線路驅(qū)動器3產(chǎn)生的傳輸信號的傳輸增益GTX=1-[21+R2R1]·[1-12[1+ZSZL]]---(4)]]>當負載阻抗ZL是已知的，通過準確地確定回波抵消橋10內(nèi)部的電阻的阻抗以及阻抗11的復(fù)阻抗ZS，可以使傳輸增益GTX變?yōu)榱恪?br> 因此，可以按照下面的方式實施回波抵消橋10在接收器8的信號輸入端處幾乎完全消去傳輸信號，從而獲得最小化的串擾。
通過下面的方程式給出接收信號的增益GRXGTX=1G[G+1-G1+R2R1]---(5)]]>以這種方式確定回波抵消橋的電阻R1、R2，從而最小化增益G。將合成系數(shù)G選擇為充分高，以具有可接受的接收信號增益GRX，但仍足夠低以獲得低的功率耗散。
當減小阻抗ZS時，功率耗散最小化，作為折中，這使得減小了接收信號增益GRX。
如從方程式(4)中所示，由于感應(yīng)電阻也具有象信號線的阻抗一樣的復(fù)阻抗ZS，商ZS/ZL是常數(shù)，從而使得在寬的頻率范圍內(nèi)GRX是零。因此，對于xDSL收發(fā)器1的預(yù)定寬帶頻率范圍中的全部頻率，都可以獲得傳輸信號的平坦傳輸增益函數(shù)。
由于阻抗11是復(fù)阻抗(ZS)，就可能在xDSL收發(fā)器1中使用回波抵消橋10，它是純電阻的，也就是僅包括不具有復(fù)電阻的電阻。因此，依據(jù)本發(fā)明的xDSL收發(fā)器1的回波抵消橋10可以容易地與xDSL收發(fā)器芯片2集成。因此，xDSL收發(fā)器1同時獲得了優(yōu)良的匹配和最小化的串擾。
圖7示出了如圖6所示的線路驅(qū)動器3的優(yōu)選實施例，其包括D類功率放大器21和解調(diào)濾波器22。配備D類功率放大器21以用于放大xDSL輸入信號S1。必須配備解調(diào)濾波器22，以用于低通濾波或?qū)⒆兓恼伎找驍?shù)綜合到施加的xDSL輸入信號S1的初始信號分量，同時衰減(吸收)開關(guān)載波頻率fs。濾波器元件值的選擇對最大化線路驅(qū)動器3的效率是重要的。通過開關(guān)頻率fs的選擇獲得動態(tài)范圍。
如從圖7所示，D類功率放大器21包括供給第一電源電壓VDD1的比較器23和供給第二單獨電源電壓VDD2的驅(qū)動單元24。在比較器23的輸出和驅(qū)動單元24的輸入之間配備相位控制電路25。比較器23包括非倒相輸入端26a和倒相輸入端26b，其經(jīng)內(nèi)部信號線路27a、27b連接至D類功率放大器21的信號輸入端4。信號輸入端4包括兩個端子4a、4b。比較器23進一步包括經(jīng)內(nèi)部信號線29連接至相位控制電路25的輸入端的輸出端28。驅(qū)動單元24包括兩個驅(qū)動級24a、24b，每一驅(qū)動級包括兩個互補的MOSFET P、N。相位控制單元電路25經(jīng)過控制線路26控制驅(qū)動級24a、24b內(nèi)部的互補MOSFET晶體管的柵極。配備相位控制電路25以用于避免同時接通相同的驅(qū)動級的兩個互補MOSFET，這樣會引起短路。相位控制單元25供給相位受到控制的互補脈沖寬度調(diào)制信號S3至驅(qū)動級24a、24b內(nèi)部的MOSFET的柵極端。相位控制單元25接收表示從比較器輸出端28經(jīng)信號線路29施加的模擬輸入S1的脈沖寬度調(diào)制信號S2。
在優(yōu)選實施例中，以標準的CMOS工藝形成驅(qū)動級24a、24b內(nèi)部的MOSFET P、N。驅(qū)動級24a、24b內(nèi)部的互補MOSFETP、N的漏極端子D彼此連接，并經(jīng)過線路27a、27b連接至D類功率放大器21的輸出端28a、28b。來自放大器21的信號輸出的輸出端28a、28b連接至解調(diào)濾波器22。第一輸出端28a連接至第一驅(qū)動級24a內(nèi)部的MOSFETP、N的漏極端子，并且第二輸出端28b連接至第二驅(qū)動級24b內(nèi)部的MOSFETP、N的漏極端子D。在輸出端28a、28b和一對第一電阻29a、29b之間配備第一電容器30。一對第二電容器31a、31b并行連接至第一電容器30，并連接至接地端32。放大器21的第一端子28a經(jīng)第一電阻29a和電阻33b反饋至比較器23的倒相輸入端26b。以相同的方式，放大器21的第二端子28b經(jīng)電阻29b和第二電阻33a反饋至比較器23的非倒相輸入端26a。此外，比較器23的非倒相輸入端26a和比較器23的倒相輸入端26b經(jīng)一對第三電阻34a、34b連接至接地端35a、35b。
如從圖7所示，依據(jù)本發(fā)明的D類功率放大器21包括比較器23，其比較供給至信號輸入端4的、提供的輸入信號S1，以產(chǎn)生經(jīng)相位控制電路25供給至驅(qū)動級24a、24b內(nèi)部的MOSFET的柵極的脈沖寬度調(diào)制信號S2。包括驅(qū)動級24a、24b的驅(qū)動單元24放大脈沖寬度調(diào)制信號，以產(chǎn)生供給至解調(diào)濾波器22的放大的輸出信號。
如圖7所示的依據(jù)本發(fā)明的D類功率放大器21包括不穩(wěn)定的反饋電路，其產(chǎn)生用于比較器23的自振蕩開關(guān)信號。在比較器輸入端處的自振蕩開關(guān)信號是例如為11MHZ的正弦波信號。通過電阻34a、34b衰減自振蕩信號，以避免在比較器輸入端處的削波，也就是自振蕩信號的幅度小于2VDD1。通過成對的第一電阻29a、29b、第一電容30、成對的第二電阻33a、33b、成對的第二電容31a、31b以及成對的第三電阻34a、34b形成該反饋電路。
在優(yōu)選實施例中，如下確定反饋電路的元件R1＝10千歐；用于電阻29a、29bC1＝12皮法；用于電容30C2＝6皮法；用于電容31a、31bR2＝1.5千歐；用于電阻33a、33bR3＝10千歐；用于電阻34a、34b利用施加的xDAL輸入信號通過比較器23比較由反饋電路產(chǎn)生的自振蕩開關(guān)信號，以產(chǎn)生脈沖寬度調(diào)制信號S2。依據(jù)本發(fā)明的D類功率放大器21不包括產(chǎn)生用于比較器23的三角形波信號的單獨發(fā)生器。通過如圖7所示的自振蕩反饋回路產(chǎn)生用于比較施加的輸入信號的比較器23需要的開關(guān)信號。由于沒有單獨的波發(fā)生器，當在單獨的芯片上集成D類功率放大器21時，就節(jié)省了必須的芯片面積。
通過反饋電路產(chǎn)生的開關(guān)信號的開關(guān)頻率(fs)取決于第一時間常數(shù)(τ1)和第二時間常數(shù)(τ2)。第一時間常數(shù)(τ1)是第一電阻29a的電阻率R1與第一電容器30的電容(C2)的乘積。
第二時間常數(shù)(τ2)是第二電阻33a的電阻率R2與第二電容器33a的電容(C2)的乘積。
在優(yōu)選實施例中，通過調(diào)節(jié)反饋電路內(nèi)部各自的電阻和電容器的電容和電阻率可以調(diào)節(jié)D類功率放大器21的開關(guān)頻率(fs)。
在優(yōu)選實施例中，在單獨的芯片上集成D類功率放大器21和解調(diào)濾波器22，以形成全部集成的線路驅(qū)動器3。
如從圖7中所示，對比較器23和驅(qū)動單元24供給單獨的電源電壓(VDD1)、(VDD2)。在優(yōu)選實施例中，驅(qū)動單元24的電源電壓(VDD2)大大高于比較器23的電源電壓(VDD1)。這具有輸出信號的輸出電壓擺動較高，以滿足由xDAL標準設(shè)置的具體需要的優(yōu)點。在典型的實施例中，用于比較器23的電源電壓(VDD1)是3V，而用于驅(qū)動級的電源電壓(VDD2)是10V。這可以通過增大驅(qū)動級24a、24b內(nèi)部的MOSFETP、N的擊穿電壓而獲得。
圖8示出了對依據(jù)現(xiàn)有技術(shù)的N-溝道NMOS晶體管的橫截面，其在標準的CMOS工藝中制造。
圖9示出了貫穿利用增大的擊穿電壓在驅(qū)動級24a、24b中采用的NMOS的橫截面。通過增大柵氧化物的邊緣和漏極擴散(區(qū))之間的距離，NMOS的擊穿電壓UDS顯著地增大至12V。同樣地應(yīng)用至驅(qū)動級24a、24b的優(yōu)選實施例內(nèi)部的PMOS。通過增大驅(qū)動單元24的NMOS和PMOS的擊穿電壓，可以增大驅(qū)動單元24的電源電壓(VDD2)。因此增大了在功率放大器21的信號輸出處可能的信號擺動。在優(yōu)選實施例中，以標準的CMOS工藝制造MOSFETP、N。
附圖標記對照表


權(quán)利要求
1.一種D類放大器，其放大施加至所述放大器(21)的信號輸入端的輸入信號，以通過所述放大器的信號輸出端(28a、28b)產(chǎn)生放大的信號輸出，所述D類放大器包括(a)比較器(23)，對施加的輸入信號與開關(guān)信號進行比較，以產(chǎn)生脈沖寬度調(diào)制信號；(b)驅(qū)動單元(24)，放大脈沖寬度調(diào)制信號，以產(chǎn)生放大的輸出信號；以及(c)反饋電路，產(chǎn)生用于比較器(23)的自振蕩開關(guān)信號。
2.依據(jù)權(quán)利要求1的D類放大器，其中完全差分地形成D類放大器(1)。
3.依據(jù)權(quán)利要求1的D類放大器，其中驅(qū)動單元(24)包括至少兩個驅(qū)動級(24a、24b)，每一驅(qū)動級包括兩個互補的MOSFET(P、N)。
4.依據(jù)權(quán)利要求3的D類放大器，其中以CMOS工藝形成MOSFET(P、N)。
5.依據(jù)權(quán)利要求1的D類放大器，其中比較器(23)被供給第一電源電壓(VDD1)。
6.依據(jù)權(quán)利要求1的D類放大器，其中驅(qū)動單元(24)被供給單獨的第二電源電壓(VDD2)。
7.依據(jù)權(quán)利要求6的D類放大器，其中第二電源電壓(VDD2)高于第一電源電壓(VDD1)。
8.依據(jù)權(quán)利要求1的D類放大器，其中在比較器(23)和驅(qū)動單元(24)之間配備相位控制電路(25)，以把相位受到控制的互補脈沖寬度調(diào)制信號供給至在驅(qū)動單元內(nèi)部配備的驅(qū)動級(24a、24b)的MOSFET的柵極端。
9.依據(jù)權(quán)利要求8的D類放大器，其中驅(qū)動單元(24)的驅(qū)動級(24a、24b)內(nèi)部的互補MOSFET(P、N)的漏極端(D)彼此連接，并連接至所述D類放大器(21)的信號輸出端(28a、28b)。
10.依據(jù)權(quán)利要求9的D類放大器，其中互補MOSFET(P、N)的漏極端(D)從MOSFET的柵極控制導(dǎo)電溝道延伸，以使各自的MOSFET(P、N)的擊穿電壓是高的。
11.依據(jù)權(quán)利要求1的D類放大器，其中比較器(23)包括非倒相輸入(26a)，連接至所述D類放大器(21)的信號輸入端(4)的第一輸入端(4a)；以及倒相輸入端(26b)，連接至所述D類放大器(21)的信號輸入端(4)的第二輸入端(4b)。
12.依據(jù)權(quán)利要求1的D類放大器，其中所述D類放大器(21)的信號輸出端(28a、28b)包括第一輸出端(28a)，連接至第一驅(qū)動級(24a)的MOSFET的漏極端(P)；以及第二輸出端(28b)，連接至第二驅(qū)動級(24b)的MOSFET的漏極端(D)。
13.依據(jù)權(quán)利要求12的D類放大器，其中在信號輸出端的第一和第二輸出端(28a、28b)之間配備一對第一電阻(29a、29b)和第一電容器(30)。
14.依據(jù)權(quán)利要求13的D類放大器，其中配備一對第二電容(31a、31b)，其并行地連接至第一電容器(30)和接地端(32)。
15.依據(jù)權(quán)利要求13的D類放大器，其中第一輸出端(28a)經(jīng)第一電阻(29a)和第二電阻(33b)反饋至比較器(23)的倒相輸入端(26b)，以及第二輸出端(28b)經(jīng)第一電阻(29b)和第二電阻(33a)反饋至比較器(23)的非倒相輸入端(26a)。
16.依據(jù)權(quán)利要求15的D類放大器，其中比較器(23)的非倒相輸入端(26a)和倒相輸入端(26b)經(jīng)一對第三電阻(34a、34b)連接至接地端。
17.依據(jù)權(quán)利要求13至16的D類放大器，其中通過成對的第一電阻(29a、29b)、第一電容器(30)、成對的第二電阻(33a、33b)、成對的第二電容器(31a、31b)以及成對的第三電阻(33a、33b)形成反饋電路。
18.依據(jù)權(quán)利要求1的D類放大器，其中D類放大器(21)是完全集成的。
19.依據(jù)權(quán)利要求1的D類放大器，其中輸入信號是xDSL信號。
20.依據(jù)權(quán)利要求1的D類放大器，其中產(chǎn)生的開關(guān)信號具有高于輸入信號的最高頻率的開關(guān)頻率(fs)。
21.依據(jù)權(quán)利要求20的D類放大器，其中通過反饋電路產(chǎn)生的開關(guān)信號的開關(guān)頻率(fs)取決于作為第一電阻(29)的電阻率(R1)和第一電容(30)的電容的乘積的第一時間常數(shù)(τ1)，并取決于作為第二電阻(33)的電阻率(R2)和第二電容(31)的電容(C2)的乘積的第二時間常數(shù)(τ2)。
22.依據(jù)權(quán)利要求21的D類放大器，其中開關(guān)信號的開關(guān)頻率(fs)是可調(diào)節(jié)的。
23.依據(jù)權(quán)利要求1的D類放大器，其中反饋電路形成自振蕩回路。
全文摘要
一種D類放大器，其放大施加至所述放大器(21)的信號輸入端的輸入信號，以通過所述放大器的信號輸出端(28a、28b)產(chǎn)生放大的信號輸出，包括比較器(23)，其對施加的輸入信號與開關(guān)信號進行比較，以產(chǎn)生脈沖寬度調(diào)制信號；驅(qū)動單元(24)，其放大脈沖寬度調(diào)制信號，以產(chǎn)生放大的輸出信號；以及反饋電路，其產(chǎn)生用于比較器(23)的自振蕩開關(guān)信號。
文檔編號H03F3/217GK1716762SQ200510079169
公開日2006年1月4日 申請日期2005年6月28日 優(yōu)先權(quán)日2004年6月29日
發(fā)明者卡爾·斯特凡·巴爾卡奧, 布·博金吉, 卡爾-邁克爾·約翰松, 拉爾斯·卡爾松, 托爾比約恩·伊瓦爾·蘭達爾, 安德烈亞斯·維斯博格 申請人:印芬龍科技股份有限公司