專利名稱：振蕩器、集成電路、通信裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及能覆蓋連續(xù)寬頻范圍的本地振蕩器(LO)，以及使用該振蕩器的通信裝置(例如衛(wèi)星廣播對(duì)應(yīng)的接收機(jī))。
背景技術(shù)：
衛(wèi)星廣播、有線電視、地面波電視廣播等的電視廣播中，使用寬頻率范圍。例如，衛(wèi)星廣播的室內(nèi)接收機(jī)使用950MHz至2150MHz，有線電視廣播中使用52MHz至864MHz。因此，要求與這些廣播對(duì)應(yīng)的接收機(jī)所用的本地振蕩器在寬頻范圍內(nèi)進(jìn)行動(dòng)作。
另外，這些廣播中也采用帶相位調(diào)制的數(shù)字通信方式，為實(shí)行誤差少的通信，本地振蕩器具有良好的相位噪聲特性極為重要。
這種本地振蕩器中通常采用由PLL(相控環(huán)路)控制具有包含電感和可變電容的LC振蕩電路的壓控振蕩電路(VCO)的方式。
這里，首先說(shuō)明PLL控制的本地振蕩器的一般構(gòu)成。如圖7所示，本地振蕩器101包括基準(zhǔn)信號(hào)振蕩電路103，VCO106，PLL105。PLL105包括分頻器107，分頻器108，相位比較器109，供給泵110，環(huán)路濾波器112。
VCO106振蕩與所加電壓(控制用電壓)對(duì)應(yīng)的頻率的輸出信號(hào)。
PLL107比較來(lái)自基準(zhǔn)信號(hào)振蕩器103的基準(zhǔn)信號(hào)頻率與來(lái)自VCO106的輸出信號(hào)頻率，如有差異就進(jìn)行動(dòng)作，控制對(duì)VCO106的施加電壓使消除差異(即VCO106振蕩→相位比較→對(duì)VCO106的施加電壓控制→VCO106振蕩那樣的環(huán)形地動(dòng)作)?；鶞?zhǔn)信號(hào)振蕩電路103例如是晶體振蕩電路，振蕩基準(zhǔn)頻率的信號(hào)(基準(zhǔn)信號(hào))。分頻比R的分頻器107將來(lái)自基準(zhǔn)信號(hào)振蕩器103的基準(zhǔn)信號(hào)頻率分頻成1/R。又，分頻比N的分頻器108將來(lái)自VCO106的輸出信號(hào)的頻率分頻成1/N。相位比較器109將基準(zhǔn)信號(hào)分頻后的頻率與來(lái)自VCO106的輸出信號(hào)的分頻后的頻率進(jìn)行比較。供給泵110在相位比較器109的比較結(jié)果有差異時(shí)，將其差(相位誤差)對(duì)應(yīng)值的電流(平均直流電流)輸出到環(huán)路濾波器112。環(huán)路濾波器112中，根據(jù)來(lái)自供給泵110的輸出電流與其阻抗，生成對(duì)VCO106的控制用電壓。利用該反饋環(huán)路的作用，PLL穩(wěn)定狀態(tài)下的VCO106的振蕩頻率f，為f＝(N/R)×基準(zhǔn)頻率。
這里如設(shè)置多個(gè)VCO106(例如106a～106c)，互相錯(cuò)開可變頻率范圍，則能構(gòu)成覆蓋寬頻區(qū)域(例如890[MHz]～2210[MHz])的本地振蕩器101。
其次，說(shuō)明用PLL的本地振蕩器的相位噪聲。本地振蕩器中，PLL的環(huán)路增益為0db的頻帶域(環(huán)路帶域)內(nèi)，PLL帶域內(nèi)噪聲是主要的，而環(huán)路帶域外VCO的噪聲是主要的。實(shí)際上如圖8所示在將環(huán)路帶域的端(環(huán)路增益為0db的頻率fr)設(shè)定為高的頻率時(shí)，環(huán)路帶域內(nèi)的噪聲被抑低，同時(shí)帶域外的噪聲增加。反之，將環(huán)路帶域的端(環(huán)路增益為0db的頻率fr)設(shè)定為低的頻率時(shí)，環(huán)路帶域內(nèi)的噪聲增加，同時(shí)帶域外的噪聲增加小。
因此，為在本地振蕩器中得到良好的相位噪聲，VCO的相位噪聲良好，與適當(dāng)設(shè)定PLL環(huán)路帶域是重要的。
日本國(guó)特許公報(bào)特開2003-110425公報(bào)(
公開日平成15年4月11日)中，揭示通過用同一工藝將多個(gè)VCO全部做進(jìn)集成電路，設(shè)定全部VCO使可變頻率范圍的偏移在同一方向，各VCO的頻率可變范圍之間連續(xù)。根據(jù)該從來(lái)的構(gòu)成，VCO的個(gè)數(shù)不必增加到必要以上，能構(gòu)成在寬頻范圍內(nèi)動(dòng)作的本地振蕩器。
然而，上述從來(lái)的構(gòu)成中，為抑制電路面積和制造成本，使VCO6的個(gè)數(shù)最少，同時(shí)為使可變頻率范圍的偏移在同一方向，各VCO的頻率可變范圍連續(xù)，各VCO的頻率的變化比率(可變頻率上限值與下限值之差與該下限值和上限值的中間值的比率)在各VCO取一定值。圖9示出該例。如圖中所示，VCO106a的可變頻率范圍，下限值為890MHz，上限值為1200MHz，中間值為1045MHz，可變頻率的變化比率為0.3。又VCO106b的可變頻率范圍，下限值為1200MHz，上限值為1630MHz，中間值為1415MHz，可變頻率的變化比率為0.3。又VCO106c的可變頻率范圍，下限值為1630MHz，上限值為2210MHz，中間值為1920MHz，可變頻率的變化比率為0.3。這樣，本地振蕩器101中，各VCO間的可變頻率的變化比率為一定。
這時(shí)，各VCO應(yīng)覆蓋的頻率范圍展寬，特別在高頻側(cè)對(duì)應(yīng)的VCO106c中相對(duì)于控制電壓的變動(dòng)幅度的振蕩頻率變動(dòng)寬度非常大，而且由于電路元件的頻率特性難以得到大的振蕩幅度，相位噪聲特性顯著惡化。
另一方面，為避免這一點(diǎn)，當(dāng)增加VCO的個(gè)數(shù)，縮小各VCO的振蕩頻率的頻率變化比率時(shí)，增大了電路規(guī)模和制造成本。即，用單個(gè)元件構(gòu)成VCO時(shí)，元件數(shù)與實(shí)裝面積增加，制造成本也增加。另外，將VCO集成到半導(dǎo)體上時(shí)，由于增加繞線電感和可變電容那種占有面積大的無(wú)源元件的元件數(shù)，故招致芯片面積的增大和制造成本的增大。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明鑒于上述課題而作，其目的在于提供具有良好的相位噪聲并抑制電路面積的振蕩器(例如本地振蕩器LO)。
為解決上述課題，本發(fā)明的振蕩器，具有多個(gè)其振蕩頻率根據(jù)控制電壓在下限值和上限值之間變化的電壓控制振蕩電路，同時(shí)包括從該多個(gè)電壓控制振蕩電路中選擇任意的電壓控制振蕩電路的選擇電路，其中，2個(gè)以上的所述電壓控制振蕩電路中，上限值和下限值之差對(duì)下限值和上限值的中間值的比率(上限值與下限值之差/下限值與上限值的中間值)互相不同。
本振蕩器中例如通過在各電壓控制振蕩電路間使可變頻率范圍不同，可選擇與所要頻率一致的電壓控制振蕩電路，對(duì)寬頻范圍的對(duì)應(yīng)成為可能。
根據(jù)上述構(gòu)成，2個(gè)以上的所述電壓控制振蕩電路，上限值與下限值的差與下限值和上限值的中間值的比率(上限值與下限值之差/下限值與上限值的中間值)互相不同。即，能根據(jù)各電壓控制振蕩電路覆蓋的頻率范圍，任意設(shè)定其比率(上限值與下限值之差/下限值與上限值的中間值)。
這樣一來(lái)，通過縮小覆蓋不易得到良好相位噪聲特性的頻率范圍的電壓控制振蕩電路的上述比率，另一方面，增大覆蓋容易得到良好相位噪聲特性的頻率范圍的電壓控制振蕩電路的上述比率，從而能抑制電路面積和制造成本，構(gòu)成相位噪聲特性良好的振蕩器。


圖1示出本發(fā)明的本地振蕩器的各VCO中的可變頻率的變化比率表。
圖2示出本發(fā)明的實(shí)施形態(tài)1的本地振蕩器的構(gòu)成框圖。
圖3示出本發(fā)明的實(shí)施形態(tài)2的本地振蕩器的構(gòu)成框圖。
圖4示出圖3所示的本地振蕩器各VCO的可變頻率范圍與供給泵的輸出電流值的對(duì)關(guān)系表。
圖5示出本發(fā)明的實(shí)施形態(tài)3的本地振蕩器的構(gòu)成框圖。
圖6示出圖5所示的本地振蕩器各VCO的可變頻率范圍與比較頻率的對(duì)關(guān)系表。
圖7示出從來(lái)的本地振蕩器的構(gòu)成框圖。
圖8為說(shuō)明PLL控制的VCO環(huán)路帶域與相位噪聲的關(guān)系的說(shuō)明圖。
圖9示出圖7所示的本地振蕩器的各VCO中的可變頻率的變化比率表。
具體實(shí)施例方式
根據(jù)圖1～圖6說(shuō)明本發(fā)明的本地振蕩器(振蕩器)的實(shí)施形態(tài)的具體例如下。本實(shí)施形態(tài)舉出用3個(gè)VCO(電壓控制振蕩電路)覆蓋890MHz～2210MHz的情況為例進(jìn)行說(shuō)明。另外，對(duì)于振蕩頻率的絕對(duì)的或相對(duì)的偏移而言，為不使頻率中斷，實(shí)際上對(duì)頻率的上限和下限最好在各VCO間設(shè)計(jì)重疊，但以下說(shuō)明為簡(jiǎn)單計(jì)，不考慮(說(shuō)明)這一點(diǎn)。
圖2示出本實(shí)施形態(tài)1的本地振蕩器1的構(gòu)成框圖。圖中，本地振蕩器(振蕩器)1包括3個(gè)VCO6a～6c(電壓控制振蕩電路)，PLL5，VCO選擇電路18(選擇電路)，及VCO輸出選擇電路19。PLL5包括基準(zhǔn)信號(hào)振蕩器3，分頻器7，分頻器8，相位比較器9，供給泵10，以及環(huán)路濾波器12。
各VCO(6a，6B，6c)根據(jù)所加的電壓振蕩從下限值至上限值(可變頻率范圍)頻率的信號(hào)。這里，各VCO(6a，6B，6c)的可變頻率范圍互相不同(偏移)。VCO選擇電路18通過輸出VCO選擇信號(hào)，僅使3個(gè)VCO6a～6c中所要頻率振蕩的VCO動(dòng)作，同時(shí)使其他VCO停止。VCO輸出電路19僅將來(lái)自接受VCO選擇信號(hào)的(所選擇的)VCO的信號(hào)輸出到混頻器等的外部。這樣，本地振蕩器1中，由于根據(jù)必要的頻率轉(zhuǎn)換VCO，故能覆蓋寬的頻率范圍。
PLL5根據(jù)基準(zhǔn)信號(hào)頻率和VCO6的輸出信號(hào)的頻率，控制對(duì)VCO6的施加電壓。即PLL5進(jìn)行VCO6振蕩→相位比較→對(duì)VCO6的施加電壓控制→VCO6振蕩那樣的環(huán)形動(dòng)作。
基準(zhǔn)信號(hào)振蕩電路3例如是晶體振蕩電路，振蕩基準(zhǔn)頻率的信號(hào)。分頻器7分頻比是R，將來(lái)自基準(zhǔn)信號(hào)振蕩器3的基準(zhǔn)信號(hào)的頻率分頻為1/R。分頻器8分頻比是N，將VCO6的輸出信號(hào)的頻率分頻為1/N。相位比較器9將基準(zhǔn)信號(hào)分頻后的頻率與VCO6的輸出信號(hào)分頻后的頻率進(jìn)行比較。供給泵10在相位比較器的輸出有差異時(shí)，將與該差異(相位誤差)對(duì)應(yīng)值的電流(平均直流電流)輸出到環(huán)路濾波器12。環(huán)路濾波器12根據(jù)供給泵10的輸出電流與其阻抗生成對(duì)VCO6的控制用電壓。根據(jù)這樣的反饋?zhàn)饔?，PLL的穩(wěn)定狀態(tài)下的VCO6的振蕩頻率f，為f＝(N/R)×基準(zhǔn)頻率。
圖1示出本實(shí)施形態(tài)中各VCO和可變頻率范圍及其變化比率。這是用3個(gè)不同VCO6a，6b，6c覆蓋890MHz至2210MHz頻率范圍時(shí)的設(shè)計(jì)例。
圖1中，在本地振蕩器中，各VCO間的可變頻率的變化比率(上下限值之差(頻率變化寬度)對(duì)上下限值的中間值(中心頻率)之比)互相不同。即，VCO6a的可變頻率范圍，下限值為890[MHz]，上限值為1340[MHz]，中間值為1115[MHz]，可變頻率的變化比率為0.4。又，VCO6b的可變頻率范圍，下限值為1340[MHz]，上限值為1810[MHz]，中間值為1575[MHz]，可變頻率的變化比率為0.3。又，VCO6c的可變頻率范圍，下限值為1810[MHz]，上限值為2210[MHz]，中間值為2010[MHz]，可變頻率的變化比率為0.2。
另外，如前所述，圖9所示的從來(lái)在構(gòu)成中，可變頻率的變化比率，各VCO是一定(相同)的0.3。
這里，比較本實(shí)施形態(tài)與從來(lái)的各VCO相位噪聲，當(dāng)比較下限頻率最高的VCO6c(可變頻率范圍的變化率0.2)與VCO106c(可變頻率范圍的變化率0.3)時(shí)，可見利用可變頻率范圍的變化率的差異，得到本實(shí)施形態(tài)中的VCO6c的良好相位噪聲。另一方面，當(dāng)比較下限頻率最低的VCO6a(可變頻率范圍的變化率0.4)與VCO106a(可變頻率范圍的變化率0.3)時(shí)，從來(lái)的VCO106a一方得到良好的相位噪聲。但是在本地振蕩器1中由于大幅度改善了3個(gè)VCO中相位噪聲狀態(tài)最差的VCO6c(106c)的相位噪聲，因此能比從來(lái)的構(gòu)成(可變頻率范圍的變化比率為一定時(shí)，參照?qǐng)D9)提高作為本地振蕩器整體的相位噪聲。
不過，最好設(shè)定各VCO(VCO6a，6b，6c)的可變頻率范圍及其變化比率，使下限頻率最低的VCO6a的相位噪聲的影響為最小限度，因此使作為本地振蕩器整體的相位噪聲特性提高到最大限度。
圖3示出本實(shí)施形態(tài)2的本地振蕩器11的構(gòu)成框圖。圖中，本地振蕩器11包括3個(gè)VCO6a～6c，PLL15，VCO選擇電路18，及VCO輸出選擇電路19，供給泵電流值選擇電路20(輸出轉(zhuǎn)換手段)。PLL15包括基準(zhǔn)信號(hào)振蕩器3，分頻器7，分頻器8，相位比較器9，電流轉(zhuǎn)換供給泵30，及環(huán)路濾波器12。
本實(shí)施形態(tài)的本地振蕩器11，包括供給泵電流值選擇電路20，和能將輸出電流值轉(zhuǎn)換到PLL15的電流值轉(zhuǎn)換供給泵30。其他構(gòu)成與實(shí)施形態(tài)1相同。
供給泵電流值選擇電路20接收來(lái)自VCO輸出選擇電路19的VCO選擇信號(hào)，決定各VCO對(duì)應(yīng)的輸出電流值，設(shè)定電流值轉(zhuǎn)換供給泵30的輸出電流值。圖4示出各VCO的可變頻率范圍對(duì)應(yīng)的供給泵30的輸出電流值的一設(shè)計(jì)例。如圖中所示，VCO6a的可變頻率范圍，下限值為890[MHz]，上限值為1340[MHz]，可變頻率的變化比率為0.4，供給泵30的輸出電流值為0.9[mA]。又，VCO6b的可變頻率范圍，下限值為1340[MHz]，上限值為1810[MHz]，可變頻率的變化比率為0.3，供給泵30的輸出電流值為1.2[mA]。又，VCO6c的可變頻率范圍，下限值為1810[MHz]，上限值為2210[MHz]，可變頻率的變化比率為0.2，供給泵30的輸出電流值為1.8[mA]。
這樣一來(lái)，如果使可變頻率的變化比率與供給泵30的輸出電流值的積對(duì)各VCO6為一定，那末不論選擇那一個(gè)VCO6也能用同一環(huán)路濾波器保持PLL環(huán)路增益為一定。
另外，存儲(chǔ)所選的VCO與供給泵的輸出電流值的關(guān)系的存儲(chǔ)部(未圖示)設(shè)置在本地振蕩器11的內(nèi)部或外部，供給泵電流值選擇電路20接收VCO選擇信號(hào)，訪問所述存儲(chǔ)部，設(shè)定供給泵30的輸出電流值那樣的構(gòu)成也是可能的。
另外，如設(shè)計(jì)該P(yáng)LL15的環(huán)路增益使本地振蕩器11的相位噪聲特性為最佳，那末不論選擇那個(gè)VCO也得到良好的相位噪聲特性。
另外，輸出電流值可轉(zhuǎn)換的供給泵30，例如在用電流鏡電路從基準(zhǔn)電流源(未圖示)取出電流的電流鏡電路中，通過改變連接于輸出的電流鏡的排列數(shù)，可容易地實(shí)現(xiàn)。另外，供給泵電流值選擇電路20，采用以VCO選擇信號(hào)作為輸入的組合電路，可容易實(shí)現(xiàn)。
圖5示出本實(shí)施形態(tài)3的本地振蕩器21的構(gòu)成框圖。圖中，本地振蕩器21包括3個(gè)VCO6a～6c，PLL25，VCO選擇電路18，及VCO輸出選擇電路19，比較頻率選擇電路40，(分頻比轉(zhuǎn)換手段)。PLL25包括基準(zhǔn)信號(hào)振蕩器3，分頻比可變分頻器17，分頻器8，相位比較器9，供給泵10，及環(huán)路濾波器12。
本實(shí)施形態(tài)的本地振蕩器21，包括，比較頻率選擇電路40，和PLL25能轉(zhuǎn)換分頻比的分頻比可變分頻器17。其他構(gòu)成與實(shí)施形態(tài)1相同。
比較頻率選擇電路40接收VCO選擇信號(hào)，決定所選的VCO對(duì)應(yīng)的比較頻率(對(duì)基準(zhǔn)信號(hào)分頻后的頻率)，設(shè)定分頻比可變分頻器17的分頻比使輸出決定的比較頻率。圖6示出各VCO的可變頻率范圍對(duì)應(yīng)的比較頻率的一設(shè)計(jì)例。如圖中所示，VCO6a的可變頻率范圍，下限值為890[MHz]，上限值為1340[MHz]，可變頻率的變化比率為0.4，比較頻率為0.75[MHz]。又，VCO6b的可變頻率范圍，下限值為1340[MHz]，上限值為1810[MHz]，可變頻率的變化比率為0.3，比較頻率為1.0[MHz]。又，VCO6c的可變頻率范圍，下限值為1810[MHz]，上限值為2210[MHz]，可變頻率的變化比率為0.2，比較頻率為1.5[MHz]。
這樣，如果使可變頻率的變化比率與比較頻率的在所有的VCO中為一定(相同)，那末不論選擇哪個(gè)VCO時(shí)，也能保持同一個(gè)環(huán)路濾波器中的PLL的環(huán)路增益為一定。
此外，如設(shè)計(jì)該P(yáng)LL的環(huán)路增益使本地振蕩器21的相位噪聲特性為最佳，那末不論選擇哪個(gè)VCO也得到良好的相位噪聲特性。
另外，存儲(chǔ)所選的VCO與比較頻率(對(duì)應(yīng)的分頻比)的對(duì)應(yīng)關(guān)系的存儲(chǔ)部(未圖示)設(shè)置在本地振蕩器21的內(nèi)部或外部，比較頻率選擇電路40接收VCO選擇信號(hào)，訪問所述存儲(chǔ)部，設(shè)定分頻比可變分頻器17的分頻比那樣的構(gòu)成也是可能的。
另外，分頻比可變分頻器17，通過使分頻器為裝載觸發(fā)器的計(jì)數(shù)電路，改變其計(jì)數(shù)的構(gòu)成，可容易地實(shí)現(xiàn)。
比較頻率選擇電路40，使用以VCO選擇信號(hào)作為輸入的組合電路，可容易實(shí)現(xiàn)。另外用PLL可設(shè)定的振蕩頻率，因限于比較頻率的整數(shù)倍，因此要求根據(jù)必要的頻率設(shè)定比較頻率為適當(dāng)?shù)闹怠?br> 另外，雖然分別說(shuō)明了第2和第3實(shí)施形態(tài)，但根據(jù)需要使組合兩者的構(gòu)成也是可能的。即是說(shuō)，如果組合供給泵的輸出電流值與比較頻率，則能更靈活地使環(huán)路增益最佳化，得到良好的相位噪聲特性。
另外，也可將各實(shí)施形態(tài)的本地振蕩器(1，11，21)集成在半導(dǎo)體做成集成電路。這時(shí)，能實(shí)現(xiàn)比用個(gè)體元件構(gòu)成的更小型化、低成本化。而且，由于在集成電路上做成Q值高的無(wú)源元件是困難的，不易得到良好的相位噪聲，因此利用本發(fā)明獲得的效果大。
此前已經(jīng)舉出具體數(shù)值說(shuō)明了VCO的個(gè)數(shù)和可變頻率的變化比率，但當(dāng)然不限定于這些數(shù)值。通過實(shí)驗(yàn)方式或解析方式求出對(duì)可變頻率范圍(其變化比率)的各VCO6的相位噪聲特性，為用最小限度的VCO個(gè)數(shù)在必要的頻率范圍內(nèi)得到最良的相位噪聲特性，希望使VCO個(gè)數(shù)，對(duì)各VCO的可變頻率范圍的分配(各VCO的變化比率的設(shè)定)，供給泵的輸出電流值及比較頻率等最佳化。
如上所述，在本地振蕩器(1，11，21)具有可變頻率范圍互相偏移的多個(gè)VCO(6a～6c)，對(duì)各VCO，可變頻率中的上下限值的差對(duì)上下限值的中間值的比互相不同。
因此，根據(jù)各VCO的覆蓋的頻率范圍改變其比率(上下限值的差對(duì)上下限值的中間值的比)是可能的。這樣，通過縮小覆蓋良好的相位噪聲特性不易得到的頻率范圍的VCO的上述比率，另一方面增大覆蓋良好的相位噪聲特性容易得到的頻率范圍的VCO的上述比率，可抑制電路面積和制造成本并構(gòu)成相位噪聲特性良好的振蕩器。
另外，在本地振蕩器(1，11，21)中，對(duì)下限值越高的VCO，設(shè)定上述比率越小。
根據(jù)上述構(gòu)成，能改善覆蓋良好的相位噪聲特性不易得到的高頻率范圍的VCO(例如VCO6c)的相位噪聲。另外，通過將覆蓋良好的相位噪聲特性容易得到的低頻率范圍的VCO(例如VCO6a)的上述比率設(shè)定得高，可能謀求對(duì)應(yīng)頻率的寬范圍化(例如890[MHz]～2210[MHz])。這樣一來(lái)，在本地振蕩器(1，11，21)整體中可對(duì)應(yīng)寬的頻率范圍，能實(shí)現(xiàn)良好的相位噪聲特性。
另外，在本地振蕩器11中，包括構(gòu)成PLL15的輸出電流可變的供給泵30，和根據(jù)所選的VCO6轉(zhuǎn)換該供給泵30的輸出電流的供給泵電流值選擇電路20。
根據(jù)上述的構(gòu)成，通過根據(jù)各VCO的上述比率轉(zhuǎn)換供給泵30的輸出電流，能將PLL15的環(huán)路增益設(shè)定為最佳值。這樣，作為振蕩器11的整體，能得到良好的相位噪聲。
另外，在本地振蕩器11中，供給泵電流值選擇電路20，對(duì)上述比率越小的VCO，轉(zhuǎn)換到越大的輸出電流值。
根據(jù)上述構(gòu)成，不論選擇有多個(gè)VCO的哪一個(gè)，也能保持PLL15的環(huán)路增益為一定，作為振蕩器11的整體，能得到良好的相位噪聲。
另外，在本地振蕩器11中，最好包括存儲(chǔ)所選的VCO6與供給泵30的輸出電流值的關(guān)系的存儲(chǔ)部。
根據(jù)上述構(gòu)成，就不必分別進(jìn)行VCO6的選擇與供給泵30的輸出電流的設(shè)定。即是說(shuō)不需增加對(duì)VCO6與PLL15的設(shè)定電路。這樣，能裝載轉(zhuǎn)換供給泵的輸出電流值的功能，并抑制電路面積和制造成本。
另外，在本地振蕩器21中，包括，構(gòu)成PLL25的分頻比可變的分頻器17，和根據(jù)所選的VCO轉(zhuǎn)換該分頻器17的分頻比的比較頻率選擇電路40。
根據(jù)上述構(gòu)成，根據(jù)各VCO6的上述比率轉(zhuǎn)換分頻器的分頻比，改變(轉(zhuǎn)換)比較頻率，從而能最佳地設(shè)定PLL25的環(huán)路增益。這樣，作為本地振蕩器21整體能得到良好的相位噪聲。
另外，在本地振蕩器21中，比較頻率選擇電路40，對(duì)上述比率越小的VCO轉(zhuǎn)換成越小的分頻比(即比較頻率越高)。
根據(jù)上述構(gòu)成，不論在選擇有多個(gè)VCO6的哪一個(gè)時(shí)也能保持PLL25的環(huán)路增益為一定，作為本地振蕩器21整體能得到良好的相位噪聲。
另外，在本地振蕩器21中，最好包括存儲(chǔ)所選的VCO與分頻器17的分頻比的關(guān)系的存儲(chǔ)部。
根據(jù)上述構(gòu)成，就不必分別進(jìn)行VCO的選擇與分頻器的分頻比的設(shè)定。即是說(shuō)不需增加對(duì)VCO6與PLL25的設(shè)定電路。這樣，能裝載轉(zhuǎn)換分頻器的分頻比的功能，并抑制電路面積和制造成本。
另外，本實(shí)施形態(tài)的本地振蕩器(1，11，21)包括振蕩頻率范圍(可變頻率范圍)不同的多個(gè)VCO(6a～6c)，根據(jù)必要的頻率轉(zhuǎn)換使用的VCO，從而覆蓋所需的頻率范圍(例如890[MHz]～2210[MHz])，其特征表現(xiàn)為各VCO中的可變頻率(范圍)的變化比不同。
如上所述，根據(jù)本實(shí)施形態(tài)，不必徒然增加制造成本和其面積，能得到覆蓋寬頻范圍并具良好相位噪聲特性的振蕩器(例如本地振蕩器)。
另外，本振蕩器中，最好下限值越高的電壓控制振蕩電路設(shè)定上述比率(上限值與下限值的差/下限值和上限值的中間值)越小。
根據(jù)上述構(gòu)成，能改善覆蓋良好的相位噪聲特性不易得到的高頻范圍的電壓控制振蕩電路的相位噪聲。另外，通過將覆蓋良好的相位噪聲特性容易得到的低頻范圍的電壓控制振蕩電路的上述比率設(shè)定得高，謀求對(duì)應(yīng)頻率的寬范圍化是可能的。這樣一來(lái)，振蕩器整體可能對(duì)應(yīng)寬頻范圍，實(shí)現(xiàn)良好的相位噪聲特性。
另外，本振蕩器中，最好包括，構(gòu)成PLL的輸出電流值可變的供給泵，和根據(jù)所選的電壓控制振蕩電路轉(zhuǎn)換供給泵的輸出電流值的輸出(電流值)轉(zhuǎn)換電路。
根據(jù)上述構(gòu)成，根據(jù)各電壓控制振蕩電路的上述比率轉(zhuǎn)換供給泵的輸出電流值，從而能最佳地設(shè)定PLL的環(huán)路增益。這樣，作為振蕩器整體能得到良好的相位噪聲。
本振蕩器中，上述輸出(電流值)轉(zhuǎn)換電路，最好對(duì)上述比率(上限值與下限值的差/下限值和上限值的中間值)越小的電壓控制振蕩電路轉(zhuǎn)換到越大的輸出電流值。
根據(jù)上述構(gòu)成，不論在選擇有多個(gè)電壓控制振蕩電路的哪一個(gè)時(shí)也能保持PLL的環(huán)路增益為一定，作為振蕩器整體能得到良好的相位噪聲。
另外，本振蕩器中，最好包括存儲(chǔ)所選的電壓控制振蕩電路與供給泵的輸出電流值的關(guān)系的存儲(chǔ)部。
根據(jù)上述構(gòu)成，就不必分別進(jìn)行電壓控制振蕩電路的選擇與供給泵的輸出電流值的設(shè)定。即是說(shuō)不需增加對(duì)電壓控制振蕩電路與PLL的設(shè)定電路。這樣，能裝載轉(zhuǎn)換供給泵的輸出電流值的功能，并抑制電路面積和制造成本。
另外，本振蕩器中，最好包括，構(gòu)成PLL的分頻比(整數(shù))可變的分頻器，和根據(jù)所選的電壓控制振蕩電路轉(zhuǎn)換該分頻器的分頻比的分頻比轉(zhuǎn)換電路。分頻器將輸入信號(hào)的頻率分頻成分頻比分之一。
根據(jù)上述構(gòu)成，根據(jù)各電壓控制振蕩電路的上述比率轉(zhuǎn)換分頻器的分頻比，改變(轉(zhuǎn)換)比較頻率，從而能最佳地設(shè)定PLL的環(huán)路增益。這樣，作為振蕩器整體能得到良好的相位噪聲。
另外，本振蕩器中，上述分頻比轉(zhuǎn)換電路最好對(duì)上述比率(上限值與下限值的差/下限值和上限值的中間值)越小的電壓控制振蕩電路轉(zhuǎn)換到越小的分頻比(即轉(zhuǎn)換到高的比較頻率)。
根據(jù)上述構(gòu)成，不論在選擇有多個(gè)電壓控制振蕩電路的哪一個(gè)時(shí)也能保持PLL的環(huán)路增益為一定，作為振蕩器整體能得到良好的相位噪聲。
另外，本振蕩器中，最好包括存儲(chǔ)所選的電壓控制振蕩電路與分頻器的分頻比的關(guān)系的存儲(chǔ)部。
根據(jù)上述構(gòu)成，就不必分別進(jìn)行電壓控制振蕩電路的選擇與分頻器的分頻比的設(shè)定。即是說(shuō)不需增加對(duì)電壓控制振蕩電路與PLL的設(shè)定電路。這樣，能裝載轉(zhuǎn)換分頻器的分頻比的功能，并抑制電路面積和制造成本。
另外，本實(shí)施形態(tài)的集成電路，以形成上述振蕩器為特征。這樣，通過將上述振蕩器做進(jìn)集成電路，振蕩器當(dāng)然可小型化。
另外，本實(shí)施形態(tài)的通信裝置，以使用上述振蕩器為特征。
本實(shí)施形態(tài)的本地振蕩器可廣泛應(yīng)用于具有RF電路的通信裝置(例如衛(wèi)星廣播對(duì)應(yīng)的接收部)中。
本發(fā)明不限于上述的實(shí)施形態(tài)，在權(quán)利要求項(xiàng)所示的范圍內(nèi)各種變更是可能的，適當(dāng)組合各實(shí)施形態(tài)中所揭示的技術(shù)手段而得到的實(shí)施形態(tài)也包含在本發(fā)明的技術(shù)范圍內(nèi)。
權(quán)利要求
1.一種振蕩器，其特征在于，具有多個(gè)其振蕩頻率根據(jù)控制電壓在下限值和上限值之間變化的電壓控制振蕩電路，同時(shí)包括從這種多個(gè)電壓控制振蕩電路中選擇任意的電壓控制振蕩電路的選擇電路，
2個(gè)以上的所述電壓控制振蕩電路中，上限值和下限值之差對(duì)下限值和上限值的中間值的比率互相不同。
2.如權(quán)利要求1所述的振蕩器，其特征在于，下限值越高的電壓控制振蕩電路，所述比率設(shè)定得越小。
3.如權(quán)利要求1所述的振蕩器，其特征在于，包括構(gòu)成PLL的輸出電流值可變的供給泵，以及根據(jù)所選擇的電壓控制振蕩電路轉(zhuǎn)換該供給泵的輸出電流值的輸出轉(zhuǎn)換電路。
4.如權(quán)利要求3所述的振蕩器，其特征在于，所述輸出轉(zhuǎn)換電路，對(duì)所述比率越小的電壓控制振蕩電路轉(zhuǎn)換成越大的電流值。
5.如權(quán)利要求3所述的振蕩器，其特征在于，包括存儲(chǔ)所選擇的電壓控制振蕩電路與供給泵的輸出電流值的關(guān)系的存儲(chǔ)部。
6.如權(quán)利要求1所述的振蕩器，其特征在于，包括構(gòu)成PLL的分頻比可變的分頻器，以及根據(jù)所選擇的電壓控制振蕩電路轉(zhuǎn)換該分頻器的分頻比的分頻比轉(zhuǎn)換電路。
7.如權(quán)利要求6所述的振蕩器，其特征在于，所述分頻比轉(zhuǎn)換電路，對(duì)所述比率越小的電壓控制振蕩電路轉(zhuǎn)換成越小的分頻比。
8.如權(quán)利要求6所述的振蕩器，其特征在于，包括存儲(chǔ)所選擇的電壓控制振蕩電路與分頻器的分頻比的關(guān)系的存儲(chǔ)部。
9.一種集成電路，其特征在于，是包括振蕩器的集成電路，所述振蕩器具有多個(gè)其振蕩頻率根據(jù)控制電壓在下限值和上限值之間變化的電壓控制振蕩電路，同時(shí)包括從該多個(gè)電壓控制振蕩電路中選擇任意的電壓控制振蕩電路的選擇電路，而且2個(gè)以上的所述電壓控制振蕩電路中，上限值和下限值之差對(duì)下限值和上限值的中間值的比率互相不同。
10.一種通信裝置，是包括振蕩器的通信裝置，其特征在于，所述振蕩器具有多個(gè)其振蕩頻率根據(jù)控制電壓在下限值和上限值之間變化的電壓控制振蕩電路，同時(shí)包括從該多個(gè)電壓控制振蕩電路中選擇任意的電壓控制振蕩電路的選擇電路，而且2個(gè)以上的所述電壓控制振蕩電路中，上限值和下限值之差對(duì)下限值和上限值的中間值的比率互相不同。
全文摘要
本發(fā)明揭示一種振蕩器，具有多個(gè)其振蕩頻率根據(jù)控制電壓在下限值和上限值之間變化的電壓控制振蕩電路，同時(shí)包括從該多個(gè)電壓控制振蕩電路中選擇任意的電壓控制振蕩電路的選擇電路，而且，2個(gè)以上的所述電壓控制振蕩電路中，上限值和下限值之差對(duì)下限值和上限值的中間值的比率互相不同。這樣，可得到不使制造成本和其電路面積增加的、覆蓋寬的頻率范圍并具有良好的相位噪聲特性的振蕩器(例如本地振蕩器)。
文檔編號(hào)H03B1/00GK1777035SQ20051012504
公開日2006年5月24日 申請(qǐng)日期2005年11月16日 優(yōu)先權(quán)日2004年11月17日
發(fā)明者蘆田伸之 申請(qǐng)人:夏普株式會(huì)社