專利名稱：極化調(diào)制器和用于調(diào)制信號的方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種極化調(diào)制器以及一種用于調(diào)制信號的方法。
背景技術(shù)：
在現(xiàn)代通信系統(tǒng)中，待傳輸?shù)男畔⒓仍谛盘柕南辔簧?、又在信號的幅度上被編碼。由此，不同于單純的幅度調(diào)制或相位調(diào)制，可能達到明顯較大的數(shù)據(jù)傳輸率。這樣的調(diào)制方式的實例是PSK調(diào)制(相移鍵控(Phase-Shift-Keying))。其中，π/4-DQPSK調(diào)制、8-DPSK調(diào)制或8-PSK調(diào)制屬于這種調(diào)制。正交幅度調(diào)制(QAM)也既在幅度上又在相位上對待傳輸?shù)男畔⑦M行編碼。不同于模擬的幅度調(diào)制或頻率調(diào)制，所提到的調(diào)制被稱為數(shù)字調(diào)制方式。
圖9示出QPSK調(diào)制的所謂的星座圖。在此，橫坐標表示被稱為實數(shù)分量I的第一分量?？v坐標構(gòu)成第二分量、即正交分量Q。根據(jù)待傳輸信息的內(nèi)容，在所示出的點之一中通過值對i、q來對該待傳輸?shù)男畔⑦M行編碼。這種值對i、q被稱為符號。在所示出的實施例中，在所應(yīng)用的QPSK調(diào)制方式中，這種符號總共對兩比特的數(shù)據(jù)內(nèi)容進行編碼，即比特00、01、10或11。根據(jù)待傳輸?shù)男畔?，i值和q值的幅度隨時間變化。由此，總信號的幅度也變化。因此，QPSK調(diào)制被稱為具有非恒定包絡(luò)(Non-Constant-Envelope-Modulation非恒定包絡(luò)調(diào)制)的調(diào)制方式。QPSK調(diào)制方式例如被用于移動無線電標準WCDMA/UMTS。移動無線電標準EDGE應(yīng)用8-PSK調(diào)制并因此每個符號編碼3比特。
除了通過值對i、q表示符號以外，還可能以其相位φ和其幅度r說明相同的符號。在圖9的實施例中，相應(yīng)地描述了代表數(shù)據(jù)內(nèi)容00的符號。使用IQ表示法或rφ表示法的兩種表示是意義相同的。
為了傳輸調(diào)制過的信號，除了I/Q調(diào)制器之外，也能夠應(yīng)用極化調(diào)制器。用于調(diào)制信號的I/Q調(diào)制器處理i、q值對，而極化調(diào)制器調(diào)制載波信號上相位φ并改變幅度r。在圖7能看到公知的I/Q調(diào)制器的實施方案。其中，作為數(shù)字信號的分量I、Q分別被輸送給數(shù)/模轉(zhuǎn)換器901，該數(shù)/模轉(zhuǎn)換器901將所述分量I、Q轉(zhuǎn)換成模擬分量并且將所述分量I、Q經(jīng)由低通濾波器902輸送給兩個混頻器903的輸入。將信號作為本地振蕩器信號輸送給這兩個混頻器，所述信號彼此具有90度的相位偏移。在兩個混頻器中進行頻率轉(zhuǎn)換之后，實現(xiàn)兩個信號的相加，并且實現(xiàn)功率放大器PA中的放大。
圖8示出公知的極化調(diào)制器的實例。待傳輸?shù)男畔⒆鳛閿?shù)字數(shù)據(jù)存在，并且在編碼電路95中被預處理成幅度信息r和相位信息φ。這些信息作為符號值ak存在，其中ak既包括幅度信息r又包括相位信息φ。符號值ak被輸送給脈沖整形器電路93，并且在那里被預處理。而后，預處理過的數(shù)據(jù)在電路94中被轉(zhuǎn)換成其相位值φ(k)以及幅度值r(k)。相位信息φ(k)被輸送給鎖相環(huán)路PLL。該相位信息被用于，根據(jù)在相位上編碼的信息來調(diào)制鎖相環(huán)路的輸出信號。因此，在鎖相環(huán)路PLL的輸出上存在相位調(diào)制過的輸出信號φ(t)。同時，將幅度信息r(k)施加到數(shù)/模轉(zhuǎn)換器DAC上，該數(shù)/模轉(zhuǎn)換器DAC將數(shù)字幅度信息r(k)轉(zhuǎn)換成時間域中的模擬信號r(t)。所述模擬的幅度調(diào)制信號r(t)經(jīng)由低通濾波器被輸送給混頻器。在這個混頻器中，將相位調(diào)制過的信號與幅度調(diào)制信號合并。該混頻器利用幅度調(diào)制信號r(t)執(zhí)行已經(jīng)被相位調(diào)制過的信號的幅度調(diào)制。
在這種解決方案中，有問題的是對最后的混頻器級的要求。這個混頻器級應(yīng)具有足夠好的線性傳輸特性，以便在許多移動無線電標準中所要求的大的幅度范圍內(nèi)遵守足夠的信號質(zhì)量。在混頻器的非線性傳輸特性中，可出現(xiàn)依賴于幅度調(diào)制信號r(t)的幅度失真或相位失真。這樣的失真被稱為AM/AM失真或AM/PM失真。所述失真產(chǎn)生數(shù)據(jù)錯誤，并且由此，所發(fā)出的信號的頻譜變化。
在考慮所述要求時，圖8中所示的實施方案導致混頻器的高的空間需求。此外，這樣的極化調(diào)制器不能夠使用新型的CMOS工藝以在1.5V至2.5V的范圍中的低供電電壓來實施。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的任務(wù)是，設(shè)置一種極化調(diào)制器，所述極化調(diào)制器適合于低的供電電壓，并且可節(jié)省空間地、優(yōu)選地實現(xiàn)為半導體本體中的集成電路。本發(fā)明的另一個任務(wù)是，給出一種用于調(diào)制信號的方法，所述方法能夠以低的電流消耗來實現(xiàn)。
這些任務(wù)利用獨立權(quán)利要求1和16的主題來解決。
在裝置方面，所述任務(wù)通過一種極化調(diào)制器來解決，該極化調(diào)制器包括-用于輸送相位調(diào)制信號的第一信號輸入和用于輸送幅度調(diào)制信號的第二信號輸入；-鎖相環(huán)路，其具有用于輸送參考信號的參考輸入和具有控制輸入，該控制輸入與第一信號輸入相耦合，此外，該鎖相環(huán)路被構(gòu)造用于以一頻率將高頻信號發(fā)送給輸出，其中，從參考信號和鎖相環(huán)路的控制輸入上的相位調(diào)制信號中推導出該頻率；-具有信號輸入和具有控制輸入的脈寬調(diào)制器，該脈寬調(diào)制器被構(gòu)造用于通過控制輸入上的調(diào)節(jié)信號可調(diào)整地改變施加在信號輸入上的信號的占空比，其中所述信號輸入與鎖相環(huán)路的輸出相耦合，而所述控制輸入與第二信號輸入相耦合；-連接在脈寬調(diào)制器的輸出之后的濾波器，其用于抑制可在脈寬調(diào)制器的輸出上量取的信號的諧波分量。
利用這樣的裝置，按照所輸送的幅度調(diào)制信號由此來實現(xiàn)幅度調(diào)制，即通過鎖相環(huán)路進行相位調(diào)制過的信號被輸送給脈寬調(diào)制器。該脈寬調(diào)制器產(chǎn)生在時間上變化的脈寬調(diào)制過的信號，該信號在用于抑制諧波分量的濾波器中被進一步處理。
在此，在本發(fā)明中利用下述事實，即具有某一占空比的方波信號可通過正弦信號的傅立葉級數(shù)展開來描述。在此，該級數(shù)展開的基波的幅度取決于方波信號的占空比。通過借助于脈寬調(diào)制器適當?shù)剡x擇占空比，這樣其中產(chǎn)生具有所希望的幅度的傅立葉級數(shù)的基波。于是，在連接在脈寬調(diào)制器之后的濾波器的輸出上還只發(fā)送該基波。級數(shù)展開中出現(xiàn)的高階頻率分量通過后置的濾波器適當?shù)貋硪种啤?br> 所描述的解決方案可有利地利用數(shù)字電路來實現(xiàn)。尤其是在鎖相環(huán)路2的有利的擴展方案中被實施為數(shù)字鎖相環(huán)路。在有利的實施方案中，該幅度調(diào)制信號或相位調(diào)制信號作為數(shù)字信號存在。
在本發(fā)明的另一方面中，放大器電路被裝設(shè)在鎖相環(huán)路的輸出和脈寬調(diào)制器的信號輸入之間。這個放大器電路具有限幅放大特性。
一個方面涉及脈寬調(diào)制器的構(gòu)造。該脈寬調(diào)制器可包括觸發(fā)器，該觸發(fā)器的時鐘輸入構(gòu)成脈寬調(diào)制器的信號輸出。觸發(fā)器的數(shù)據(jù)輸出被連接在脈寬調(diào)制器的輸出上。從在控制輸入上所施加的調(diào)節(jié)信號中推導出的脈沖信號可被輸送給觸發(fā)器的復位輸入。在該改進方案中，按照脈沖信號調(diào)制施加在觸發(fā)器的時鐘輸入上的信號的脈寬。在這一點，合宜的是，給觸發(fā)器的數(shù)據(jù)輸入輸送具有相同電平的信號。
在脈寬調(diào)制器的可替換的改進方案中，該脈寬調(diào)制器包括邏輯門，該邏輯門的第一輸入構(gòu)成脈寬調(diào)制器的信號輸入。邏輯門的數(shù)據(jù)輸出被連接在脈寬調(diào)制器的輸出上。從施加在控制輸入上的信號中推導出的脈沖信號可被輸送給邏輯門的第二輸入。該邏輯門可被構(gòu)造為邏輯與門。在這種情況下，施加在第一輸入上的和由鎖相環(huán)路所發(fā)出的相位調(diào)制過的信號也在其脈寬上被改變。
在本發(fā)明的一個方面中，脈寬調(diào)制器包括延遲單元，該延遲單元被實施用于在時間上可控地向輸出發(fā)出脈沖信號。在此，該輸出與邏輯門或觸發(fā)器相連接。
在本發(fā)明的另一方面中，鎖相環(huán)路在反饋路徑中包括具有可調(diào)整的分割比的分頻器。從相位調(diào)制信號中推導出的調(diào)整信號可被輸送給該分頻器的調(diào)整輸入。
Sigma-Delta調(diào)制器可被連接在分頻器的調(diào)整輸入之前。該Sigma-Delta調(diào)制器被實施用于產(chǎn)生和發(fā)出控制信號，該控制信號表示合理的分割比。從根據(jù)本發(fā)明的極化調(diào)制器的第一信號輸入上的相位調(diào)制信號中產(chǎn)生該分割比。
同樣，在本發(fā)明的一個方面中可規(guī)定，將Sigma-Delta調(diào)制器連接在脈寬調(diào)制器的控制輸入之前。有利地，借助于同步單元使Sigma-Delta調(diào)制器的輸出值與載波信號、可能也與由鎖相環(huán)路所發(fā)出的信號同步。為此，在本發(fā)明的可能的實施例中，載波信號在其頻率上例如以系數(shù)2來細分，并被輸送給觸發(fā)電路的時鐘輸入。
Sigma-Delta調(diào)制器可從幅度調(diào)制信號中產(chǎn)生過采樣的調(diào)節(jié)信號，用于調(diào)整脈寬調(diào)制器中的占空比。由此，可減小該量化噪聲，并阻止不準確的數(shù)據(jù)傳輸。
在本發(fā)明的另一觀點中，在脈寬調(diào)制器的調(diào)節(jié)輸入和用于輸送幅度調(diào)制信號的第二信號輸入之間連接有預失真單元。在優(yōu)選的實施方案中，該預失真單元包括表格，在該表格中存儲有那些描述三角函數(shù)的互反函數(shù)、優(yōu)選地正弦函數(shù)或余弦函數(shù)的值。通過該預失真單元，阻止由脈寬調(diào)制器的信號處理引起的非線性。在這一點，同樣合宜的是，裝設(shè)相位補償單元，該相位補償單元被布置在極化調(diào)制器的第一信號輸入和鎖相環(huán)路的控制輸入之間。所述相位補償單元具有與脈寬調(diào)制器的調(diào)節(jié)輸入相耦合的控制輸入和調(diào)節(jié)輸入。由此，基于在脈寬調(diào)制器中處理相位調(diào)制過的信號來補償幅度/相位失真。
關(guān)于所述方法，該任務(wù)通過具有下面步驟的方法來解決，所述步驟為-提供鎖相環(huán)路，其在鎖相環(huán)路的反饋路徑中具有可調(diào)整的分頻比；-提供針對信號調(diào)制的相位信息和幅度信息；-將相位信息輸送給鎖相環(huán)路，和根據(jù)該相位信息調(diào)整分頻比；-根據(jù)所調(diào)整的分頻比來產(chǎn)生相位調(diào)制過的脈沖式信號；-根據(jù)幅度信息來改變相位調(diào)制過的脈沖式信號的脈寬；-過濾信號，用于抑制變化的信號中的高階諧波信號分量。
由此，不是針對幅度調(diào)制實現(xiàn)混頻過程，而是脈寬調(diào)制并接著過濾該相位調(diào)制過的信號，以便抑制不期望的頻率分量。


本發(fā)明的其他可能的改進方案和方面由從屬權(quán)利要求中得到。以下，借助于附圖示例性地詳細說明本發(fā)明。
其中圖1示出極化調(diào)制器的實施方案，圖2A示出根據(jù)圖1中的實施例的脈寬調(diào)制器的改進方案，圖2B示出脈寬調(diào)制器的第二實施方案，圖3示出用于處理時間上的幅度信息的∑Δ調(diào)制器的實施方案圖4示出延遲單元的實施例，圖5示出用于描述方波信號的時間-幅度圖，圖6示出用于描述幅度與占空比的相關(guān)性的圖，圖7示出公知的I/Q調(diào)制器，圖8示出公知的極化調(diào)制器，圖9示出用于以I/Q-和極坐標表示法描述符號的星座圖。
具體實施例方式
圖1示出根據(jù)本發(fā)明的極化調(diào)制器，該極化調(diào)制器可優(yōu)選地被集成為半導體本體中的集成電路。在該半導體本體的表面上安裝有接觸點，所述接觸點將信號輸送給該集成電路。在此所應(yīng)用的工藝根據(jù)要求而不同。例如，根據(jù)本發(fā)明的極化調(diào)制器可以CMOS工藝來實施。作為半導體材料提供硅、砷化鎵或硅化鍺(SiGe)。當然也可考慮其它半導體材料。
本發(fā)明建議，通過數(shù)字信號的占空比或脈寬在極化調(diào)制器中改變待發(fā)送的信號的幅度。由此可不使用諸如混頻器和數(shù)/模轉(zhuǎn)換器的耗費電流和空間的開關(guān)元件。
占空比η被定義為脈寬TH與脈沖周期Tp的比。該比率在圖5的圖中示出。在那里所示出的脈沖具有50％的占空比。因此，脈沖長度TH正好與整個周期的一半一樣大。一般適用η=THTP]]>在圖5的例子中，該占空比為η＝0.5。在圖5中所示類型的方波信號能夠借助傅立葉級數(shù)展開來描述。對于方波信號適用 在此，通過TH除以TP的占空比來說明η。在占空比為η＝0.5時，如在圖5中所描述的那樣，取消第一項A(2η-1)。
圖6示出針對級數(shù)展開的前三個諧波分量H1、H2、H3的幅度與占空比的相關(guān)性。能夠識別出，在占空比為η＝0.5時，該基波振蕩H1、即一次諧波達到大約A＝0.64的最大幅值。因此，在占空比為η＝0和η＝0.5之間時，幅度從A＝0的范圍中的小值增加直至A＝0.64的最大值。如此，能夠通過選擇占空比來確定該傅立葉級數(shù)展開的基波的幅度。
根據(jù)本發(fā)明的極化調(diào)制器使用這個特性，以便通過相位調(diào)制過的信號的脈寬調(diào)制來根據(jù)待傳輸?shù)男盘柕念A給定改變信號的幅度。
為此，根據(jù)圖1的極化調(diào)制器包括鎖相環(huán)路2。該鎖相環(huán)路2包括具有參考輸入23的相位檢測器10，參考信號由參考信號發(fā)生器23a輸送給所述參考輸入23。此外，該相位檢測器10具有反饋輸入231，由鎖相環(huán)路所反饋的信號被輸送給該反饋輸入231。在相位檢測器10中比較在輸入23和231上所施加的信號的相位。該檢測器10根據(jù)這個比較結(jié)果產(chǎn)生控制信號，該控制信號通過電荷泵9和環(huán)路濾波器8被施加在壓控振蕩器6的控制輸入上。根據(jù)這個基本上表示施加在輸入23和231上的信號的相位差的控制信號，壓控振蕩器6改變其輸出信號的頻率。在壓控振蕩器6的輸出上，設(shè)有與反饋路徑28連接的節(jié)點24。
反饋路徑28包括具有可調(diào)整的分割比的分頻器7。該分頻器7以通過調(diào)整輸入可調(diào)節(jié)的分割因子來劃分在輸入側(cè)施加的信號的頻率，并將該已分頻的信號輸送給相位檢測器10的反饋輸入231。
控制輸入21被連接在Sigma-Delta調(diào)制器22上，該Sigma-Delta調(diào)制器自身與用于輸送相位調(diào)制信號φ(kt)的第一信號輸入12相耦合。該Sigma-Delta調(diào)制器22在相位調(diào)制信號φ(kt)上產(chǎn)生具有整數(shù)分割值N和小數(shù)分割值ΔN的小數(shù)分割因子。該Sigma-Delta調(diào)制器將作為數(shù)字值存在的分割因數(shù)移交給分頻器7，用于調(diào)整分割比。
為了快速地調(diào)整頻率，以輕微變化的形式來實施具有2點調(diào)制器的鎖相環(huán)路。在此，該調(diào)節(jié)回路的控制輸入2不僅與分頻器7的控制輸入連接，而且與振蕩器6的第二調(diào)節(jié)輸入連接。在頻率或相位變化時，這不僅作為新的分割信號、而且作為附加的調(diào)節(jié)信號被輸送給振蕩器。當調(diào)節(jié)回路有足夠時間重新調(diào)整時，該振蕩器在新頻率上如此非?？焖俚卣袷帯?br> 在輸出側(cè)，鎖相環(huán)路被連接在限幅放大器30上。該限幅放大器30從由壓控振蕩器6發(fā)出的信號中產(chǎn)生方波信號。在此，相位信息保持在方波信號的所謂的過零點中。限幅放大器30的輸出被連接在脈寬調(diào)制器4的輸入41上。此外，該脈寬調(diào)制器4包括與用于輸送幅度調(diào)制信號r(kt)的第一信號輸入11耦合的控制輸入42。在輸出側(cè)，脈寬調(diào)制器4被連接在放大器31上。該放大器31的輸出導向低通濾波器32以及導向匹配網(wǎng)絡(luò)和導向天線5。
在工作時，用于調(diào)制施加在輸入41上的信號的脈寬的調(diào)節(jié)信號被輸送給控制輸入42上的脈寬調(diào)制器4。該脈寬調(diào)制器改變在輸入側(cè)施加的方波信號和已經(jīng)被相位調(diào)制過的信號的占空比，并將該占空比發(fā)送給其輸出43。如已經(jīng)對圖6所說明的那樣，由脈寬調(diào)制器4所發(fā)出的具有某一占空比的方波信號表示多個諧波的疊加。放大器31包括從方波信號中濾除高階諧波的頻率分量的低通濾波器。由此，二次諧波H2的頻率分量、也即第一諧波和所有隨后的諧波H3被抑制，并只有基波振蕩H1到達后置的放大器31和匹配網(wǎng)絡(luò)32中?；ㄕ袷嶩1的幅度又與通過脈寬調(diào)制器預定的占空比相關(guān)。同時，基波振蕩具有與在調(diào)制器4的輸入上所施加的信號相同的相位信息?？傊?，已經(jīng)被相位調(diào)制過的和由鎖相環(huán)路發(fā)送的信號的幅度調(diào)制如此通過脈寬調(diào)制以及緊接著的過濾來執(zhí)行。
附加的方面是基波振蕩H1的非線性傳輸特性，其在圖6中通過簡單的正弦半波來描述。在從0至0.5的占空比的范圍中，所描述的基波振蕩H1是非線性的。因此，為了在借助于脈寬調(diào)制進行幅度調(diào)制時保證極化調(diào)制器的線性傳輸特性，合宜的是，適當?shù)厥箶?shù)字幅度調(diào)制信號預失真。由此，利用預失真的數(shù)字幅度調(diào)制信號來執(zhí)行脈寬調(diào)制，由此，補償輸出信號中的所描述的非線性。
在信號技術(shù)上，可通過利用待失真的函數(shù)的互反函數(shù)進行適當?shù)仡A失真來實現(xiàn)這種補償。根據(jù)圖6中的圖示，預失真表示待失真的信號的反函數(shù)。由于在本實施例中通過正弦函數(shù)來構(gòu)成待失真的函數(shù)，所以適當?shù)难a償可通過反正弦函數(shù)來實現(xiàn)。
因此，預失真單元90被連接在用于輸送幅度調(diào)制信號r(kt)的輸入11之后。該預失真單元90包括表格90a，在該表格90a中根據(jù)不同的占空比存儲針對反正弦函數(shù)的值。如此，在輸入側(cè)施加的幅度調(diào)制信號與反信號傳遞函數(shù)的值相乘。由此，幅度調(diào)制信號的值根據(jù)其自身的值變化。該結(jié)果作為數(shù)字值被輸送給Sigma-Delta調(diào)制器92。這個Sigma-Delta調(diào)制器92從中通過過采樣產(chǎn)生調(diào)節(jié)信號，并把該調(diào)節(jié)信號施加在同步單元的輸入42上，該同步單元是脈寬調(diào)制器4的部分。過采樣的調(diào)節(jié)信號允許減小量化噪聲或在脈寬調(diào)制器4中特別準確地調(diào)整脈寬調(diào)制。
通過該脈寬調(diào)制、也即改變占空比，由鎖相環(huán)路2所發(fā)出的信號的相位也被改變。因而必需的是，根據(jù)幅度調(diào)制信號r(kt)改變相位，以便補償這個影響。因而，在用于輸送相位調(diào)制信號φ(kt)的第一信號輸入12和從中產(chǎn)生用于調(diào)整分頻比的控制信號的Sigma-Delta調(diào)制器22之間連接有相位延遲元件91。這個延遲元件91包括與節(jié)點99連接的控制輸入911。這樣，預失真的幅度調(diào)制信號被輸送給相位延遲元件91。相位調(diào)制信號φ(kt)由相位匹配單元91這樣來改變，使得稍后的脈寬調(diào)制再次補償該相位偏移。
在圖1中所示的極化調(diào)制器利用其第一和其第二信號輸入被連接在電路94上，該電路94從待傳輸?shù)臄?shù)據(jù)ak中產(chǎn)生待傳輸?shù)姆群拖辔恍畔ⅲ⑶覍⒃撓辔徽{(diào)制信號或幅度調(diào)制信號輸送給輸入12和11。
圖2A示出如其在根據(jù)本發(fā)明的極化調(diào)制器中所采用的脈寬調(diào)制器4的第一實施方案。在此，作用或功能相同的器件帶有相同的參考標記。在脈寬調(diào)制器的所描述的實施例中考慮，幅度調(diào)制信號必須盡可能同步于脈寬調(diào)制器4的輸入41上的相應(yīng)的相位調(diào)制過的載波信號，以便在有效信號中不產(chǎn)生傳輸誤差。
因而，該脈沖寬度調(diào)制器4也包括由分頻器組成的同步單元，所述分頻器在輸入側(cè)被連接在輸入41上，并且將分頻過的信號輸送給觸發(fā)器電路46的時鐘輸入。觸發(fā)器46的數(shù)據(jù)輸入D構(gòu)成脈寬調(diào)制器4的控制輸入42。
此外，脈寬調(diào)制器4的輸入41被連接在觸發(fā)器電路44的時鐘輸入CLK上。該觸發(fā)器44的數(shù)據(jù)輸入導向脈寬調(diào)制器4的另一輸入?？偸菍⒕哂羞壿嫺唠娖?、即邏輯1的信號輸送給該輸入。該觸發(fā)器44的數(shù)據(jù)輸出Q與脈寬調(diào)制器4的輸出43連接。
此外，該脈寬調(diào)制器4包括延遲電路45，該延遲電路45利用輸出453被連接在觸發(fā)器44的復位輸入上。該延遲電路45包括與觸發(fā)器44的數(shù)據(jù)輸出Q連接的輸入452。用于調(diào)節(jié)延遲的調(diào)節(jié)輸入451導向觸發(fā)器46的數(shù)據(jù)輸出Q，由此使該延遲同步。在這個實施方案中，D觸發(fā)器44通過復位輸入上的信號來復位，并由此在其數(shù)據(jù)輸出Q上產(chǎn)生具有邏輯低電平的信號。時鐘輸入CLK上的每個上升時鐘沿在數(shù)據(jù)輸出Q上產(chǎn)生輸出信號中的上升時鐘沿。上升時鐘沿根據(jù)幅度調(diào)制信號的預給定通過延遲單元45被延遲了一定的值，并然后才被輸送給觸發(fā)器44的復位輸入R。由此，變化地產(chǎn)生時鐘輸入CLK上的脈沖的脈寬。在輸出側(cè)，該信號在放大器31中被放大，并通過匹配網(wǎng)絡(luò)32被發(fā)出。該匹配網(wǎng)絡(luò)32同時用作具有在基波振蕩的頻率和二次諧波的頻率之間的截止頻率的低通濾波器。通過相位預失真和幅度預失真保持線性。只有基波振蕩到達如圖1中所示的后置的天線。
圖2B示出脈寬調(diào)制器的可替換的實施方案。該脈寬調(diào)制器4此處除了同步單元以外還包含具有第一和第二輸入的邏輯與門46。第一輸入構(gòu)成脈寬調(diào)制器4的信號輸入41。邏輯與門的第二輸入被連接在延遲電路45a的輸出453上。該延遲電路45a包括被連接在觸發(fā)器46的數(shù)據(jù)輸出上的調(diào)節(jié)輸入。該延遲電路45a用于根據(jù)被輸送給第二輸入454的載波信號在輸出453上發(fā)出在時間上延遲的脈沖信號。
由此，在邏輯與門46的第一輸入上的信號中同時有高電平時，該邏輯與門46接通到邏輯高狀態(tài)，并把其發(fā)送給輸出43。因此，在輸出43上產(chǎn)生脈寬調(diào)制過的信號，其中通過控制輸入42上的調(diào)節(jié)信號來調(diào)整占空比。如已經(jīng)在上面所闡述的那樣，該脈寬調(diào)制過的信號包括基波振蕩和所屬的諧波振蕩的頻率分量。諧波分量由濾波設(shè)備32來抑制，并接著到達連接在該濾波器之后的放大器31。由此，放大器31放大已被過濾的信號。
圖3示出調(diào)制器92的實施方案，該調(diào)制器92被連接在脈寬調(diào)制器4的控制輸入42之前。該調(diào)制器92包括第一和第二信號路徑，其中幅度調(diào)制信號的整數(shù)部分“int”被輸送給第一信號路徑，而該第二信號路徑被實施用于處理小數(shù)部分“fract”。為此，該第二信號路徑包括∑Δ調(diào)制器(Sigma-delta調(diào)制器)。在輸出側(cè)，合并該整數(shù)部分和調(diào)制過的小數(shù)分量。
圖4示出延遲電路45的構(gòu)造形式。作用或功能相同的器件此處也帶有相同的參考標記。該延遲電路45的信號輸入452通過多個單個延遲元件D1、D2至D7被連接在乘法器M1上。通過單個延遲元件D1至D7，輸入452上的脈沖信號分別被延遲了固定的時間偏差τ0。因此，該乘法器根據(jù)控制輸入451上的調(diào)節(jié)信號在輸出453上發(fā)出在時間上延遲的脈沖中的一個。該時間上的延遲由控制輸入451上的調(diào)節(jié)信號來預定，再次使該時間上的延遲與相位調(diào)制過的信號同步。
利用極化調(diào)制器的根據(jù)本發(fā)明的構(gòu)造形式，取代消耗電流的混頻器電路，應(yīng)用純數(shù)字電路，該純數(shù)字電路優(yōu)選地和有效地在半導體本體中被構(gòu)造為集成電路。在此，幅度調(diào)制通過具有高階諧波分量的后置的過濾裝置的脈寬調(diào)制裝置來執(zhí)行?；诿}寬調(diào)制改變占空比，并且要求相位匹配，以便阻止幅度/相位失真。相位失真優(yōu)選地通過適當?shù)南辔黄ヅ潆娐吩跀?shù)字范圍中通過改變相位調(diào)制字來執(zhí)行。這如下來實現(xiàn)，即根據(jù)幅度信息改變載波頻率的過零點。此外裝設(shè)在幅度調(diào)制路徑中的預失真電路補償輸出信號與占空比的正弦相關(guān)性。
參考標記列表2鎖相環(huán)路4脈寬調(diào)制器5天線6壓控振蕩器7分頻器8環(huán)路濾波器9電荷泵10相位檢測器11幅度信息輸入12相位調(diào)制輸入21控制輸入22Sigma-Delta調(diào)制器23參考輸入23a參考發(fā)生器24節(jié)點、輸出節(jié)點28反饋路徑30限幅放大器31放大器32匹配網(wǎng)絡(luò)、低通濾波器41信號輸入42控制輸入43信號輸出90預失真單元91相位匹配單元92Sigma-Delta調(diào)制器87比例縮放單元872比例縮放信號輸入873信號輸入D1、...、D6、D7延遲元件44觸發(fā)器45、45a延遲單元
46與門η占空比H1、H2、H3基波振蕩、諧波
權(quán)利要求
1.極化調(diào)制器，其包括-用于輸送相位調(diào)制信號(φ)的第一信號輸入(12)和用于輸送幅度調(diào)制信號(r)的第二信號輸入(11)；-鎖相環(huán)路(2)，其具有用于輸送參考信號的參考輸入(23)和具有與所述第一信號輸入(12)耦合的控制輸入(21)，該鎖相環(huán)路(2)被構(gòu)造用于以一頻率將高頻信號發(fā)送給輸出節(jié)點(24)，其中，該頻率從參考信號和鎖相環(huán)路(2)的控制輸入上的相位調(diào)制信號(φ)中推導出；-脈寬調(diào)制器(4)，其具有信號輸入(41)和控制輸入(42)，該脈寬調(diào)制器(4)被構(gòu)造用于通過控制輸入(42)上的調(diào)節(jié)信號可調(diào)整地改變在信號輸入(41)上所施加的脈沖式信號的占空比，其中該信號輸入(41)與所述鎖相環(huán)路(2)的輸出耦合，而所述控制輸入(42)與所述第二信號輸入(11)耦合；-連接在所述脈寬調(diào)制器(4)的輸出(43)之后的濾波器(32)，其用于抑制可在所述脈寬調(diào)制器(4)的輸出(43)上量取的信號的諧波分量。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的極化調(diào)制器，其中，在所述鎖相環(huán)路(2)的輸出節(jié)點(24)和所述脈寬調(diào)制器(4)的信號輸入(41)之間裝設(shè)有放大器電路(30)，該放大器電路具有限幅放大特性。
3.根據(jù)權(quán)利要求1至2之一所述的極化調(diào)制器，其中，所述脈寬調(diào)制器(4)具有觸發(fā)器(44)，所述觸發(fā)器(44)的時鐘輸入(CLK)構(gòu)成所述脈寬調(diào)制器(4)的信號輸入(41)，該觸發(fā)器(44)的數(shù)據(jù)輸出(Q)被連接在所述脈寬調(diào)制器(4)的輸出(43)上，并可將從控制輸入上的脈沖信號中推導出的脈沖信號輸送給該觸發(fā)器(44)的復位輸入(R)。
4.根據(jù)權(quán)利要求1至2之一所述的極化調(diào)制器，其中，所述脈寬調(diào)制器(4)包括邏輯門(46)，該邏輯門(46)的第一輸入構(gòu)成所述脈寬調(diào)制器(4)的信號輸入(41)，該邏輯門的數(shù)據(jù)輸出被連接在所述脈寬調(diào)制器(4)的輸出(43)，并可將從控制輸入上的脈沖信號中推導出的脈沖信號輸送給該邏輯門(46)的第二輸入。
5.根據(jù)權(quán)利要求4所述的極化調(diào)制器，其中，所述邏輯門(46)被實施為與門。
6.根據(jù)權(quán)利要求1至2之一所述的極化調(diào)制器，其中，所述脈寬調(diào)制器(4)包括延遲單元(45，45a)，所述延遲單元被實施用于在時間上可控地向輸出(453)發(fā)出脈沖信號，其中，所述輸出(453)與所述邏輯門(46)的第二輸入或所述觸發(fā)器(44)的復位輸入(R)連接。
7.根據(jù)權(quán)利要求1至2之一所述的極化調(diào)制器，其中，所述延遲單元(45)具有至少兩個串聯(lián)的延遲元件(D1，D2)，所述延遲元件在輸入側(cè)被構(gòu)造用于輸送脈沖的信號，所述延遲元件在輸出側(cè)分別被連接在乘法單元的至少兩個輸入之一上，所述延遲單元被實施來根據(jù)控制輸入(42)上的調(diào)節(jié)信號將至少兩個輸入之一連接到所述輸出(453)。
8.根據(jù)權(quán)利要求7所述的極化調(diào)制器，其中，所述延遲單元(45)在輸入側(cè)與所述脈寬調(diào)制器(4)的輸出(43)耦合。
9.根據(jù)權(quán)利要求1至2之一所述的極化調(diào)制器，其中，所述鎖相環(huán)路(2)在反饋路徑(28)中包括分頻器(7)，該分頻器(7)被構(gòu)造來通過可調(diào)整的分割因子劃分在輸入側(cè)上施加的信號的頻率，并且該分頻器(7)具有用于調(diào)整所述分割因子的、與所述第一信號輸入(12)連接的調(diào)整輸入。
10.根據(jù)權(quán)利要求9所述的極化調(diào)制器，其中，在所述分頻器(7)的調(diào)整輸入之前連接有Sigma-Delta分頻器(22)，所述Sigma-Delta調(diào)制器(22)在輸入側(cè)與第一信號輸入(12)耦合。
11.根據(jù)權(quán)利要求1至2之一所述的極化調(diào)制器，其中，構(gòu)造具有2點調(diào)制器的所述鎖相環(huán)路(2)。
12.根據(jù)權(quán)利要求1至2之一所述的極化調(diào)制器，其中，在所述脈寬調(diào)制器(4)的調(diào)節(jié)輸入(42)之前連接有乘法單元(87)，所述乘法單元(87)被構(gòu)造用于以縮放比例因子按比例縮放該乘法單元(87)的第一輸入(871)上的幅度調(diào)制信號，所述縮放比例因子可被輸送給第二輸入(872)。
13.根據(jù)權(quán)利要求1至2之一所述的極化調(diào)制器，其中，失真單元(90)被連接在所述脈寬調(diào)制器(4)的控制輸入(42)之前，所述失真單元的輸入被連接在所述極化調(diào)制器的第二信號輸入(11)上，并且所述失真單元被構(gòu)造來根據(jù)幅度將預失真系數(shù)加載到在輸入側(cè)施加的信號。
14.根據(jù)權(quán)利要求13所述的極化調(diào)制器，其中，所述失真單元(90)包括表格(90a)，在所述表格(90a)中存儲有所述預失真系數(shù)。
15.根據(jù)權(quán)利要求12至14之一所述的極化調(diào)制器，其中所述預失真系數(shù)描述三角幾何函數(shù)、尤其是正弦或余弦函數(shù)的互反函數(shù)。
16.根據(jù)權(quán)利要求1至2之一所述的極化調(diào)制器，其中，匹配電路(91)被連接在所述第一信號輸入(12)之后，所述匹配電路(91)包括與所述第二信號輸入(11)耦合的調(diào)節(jié)輸入(911)，并被實施來根據(jù)調(diào)節(jié)輸入上的信號改變在輸入側(cè)施加的相位調(diào)制信號。
17.用于調(diào)制信號的方法，其包含以下步驟-提供在鎖相環(huán)路(2)的反饋路徑(28)中具有可調(diào)整的分頻比的鎖相環(huán)路(2)；-提供針對信號調(diào)制的相位信息(φ)和幅度信息(r)；-將所述相位信息(φ)輸送給所述鎖相環(huán)路(2)，和根據(jù)所述相位信息(φ)調(diào)整所述分頻比；-根據(jù)所調(diào)整的分頻比產(chǎn)生相位調(diào)制過的脈沖式信號；-根據(jù)所述幅度信息(r)改變相位調(diào)制過的脈沖式信號的脈寬；-過濾所述信號，用于抑制變化的信號中的高階諧波信號分量。
18.根據(jù)權(quán)利要求17所述的方法，其中，所述輸送所述相位信息的步驟包含以下步驟-根據(jù)所述幅度信息(r)改變所述相位信息(φ)。
19.根據(jù)權(quán)利要求16至18之一所述的方法，其中，所述改變所述脈寬的步驟包含以下步驟-根據(jù)所述幅度信息改變所述幅度信息(r)。
全文摘要
極化調(diào)制器包括鎖相環(huán)路，該鎖相環(huán)路被構(gòu)造用于以一頻率向輸出發(fā)送高頻信號，其中所述頻率從參考信號和鎖相環(huán)路的控制輸入上的相位調(diào)制信號中推導出。所述調(diào)制器附加地具有用于輸送幅度調(diào)制信號的第二信號輸入。所述第二信號輸入被連接在脈寬調(diào)制器的控制輸入上，所述脈寬調(diào)制器利用信號輸入與鎖相環(huán)路的輸出耦合。所述脈寬調(diào)制器被構(gòu)造用于通過控制輸入上的調(diào)節(jié)信號可調(diào)整地改變施加在信號輸入上的信號的占空比。濾波器被連接在脈寬調(diào)制器的輸出之后，所述濾波器抑制可在脈寬調(diào)制器的輸出上量取的信號的高階諧波分量。由此，通過執(zhí)行脈寬調(diào)制并接著抑制高階頻率分量來調(diào)制輸出信號的幅度。
文檔編號H03C7/00GK1791087SQ20051013177
公開日2006年6月21日 申請日期2005年12月16日 優(yōu)先權(quán)日2004年12月16日
發(fā)明者G·利普馬 申請人:因芬尼昂技術(shù)股份公司